一种基于交织差分最小均方误差准则的多用户检测方法

摘要

本发明公开了一种基于交织差分最小均方误差准则的多用户检测方法。该方法基于快衰落信道中两个相邻符号周期内信道变化很小的假设，根据相邻接收符号幅度的比率变化自适应调整横向滤波器的权系数，在抑制多址干扰的同时，可避免使用训练序列跟踪信道状态信息，同时引入交织技术，使得在信源处不相邻、但具有相同综合扩频序列的符号在实际传输过程中相邻传输。因此可以提高WCDMA系统在快衰落信道中的误码性能。

说明书

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统的接收检测方法，尤其涉及一种应用于宽带码分多址 (WCDMA)系统基于交织差分最小均方误差(IDMMSE)准则的多用户检测方法。

背景技术

在码分多址(CDMA)系统的上行链路中，由于多径效应和扩频码间的非正交性导致的多址 干扰成为限制系统容量和性能的主要因素，而多用户检测技术能够有效地抑制多址干扰，因 而成为未来移动通信的关键技术之一。在已有的多用户检测技术中，最大似然检测算法可以 获得最佳检测性能，但其译码复杂度与用户数呈指数增长关系，在实际系统中难以实现。线 性检测算法尽管能大幅降低复杂度，但其检测性能明显下降。而自适应多用户检测算法由于 能够较好地取得计算复杂度和检测性能之间折衷而备受关注，其中基于最小均方误差(MMSE) 准则的自适应检测算法的实现手段主要包括最小二乘法(LS)、递推最小二乘法(RLS)和最 小均方算法(LMS)等，这些算法普遍根据训练序列来跟踪信道，在快衰落信道中效果不理想。

宽带码分多址WCDMA是目前主流的空中接口技术标准之一。近年来，针对WCDMA系统的 特点，部分学者提出了基于MMSE准则的自适应多用户检测算法。文献【Du Qinghe，Zhu Shihua， Ren Pinyi.An improved adaptive MMSE algorithm for multirate multiuser detection in  WCDMA systems[C].Proceedings of the IEEE 6th international symposium on circuits  and systems.IEEE press，2004.317-320】提出了基于训练序列的自适应MMSE算法，但该 算法在快衰落时变信道中，使用训练序列难以跟上信道的变化节奏。文献【I-Tai Lu；Lu，E. MIMO NLMS-ZF data detection approach for WCDMA based HSDPA systems[C].Sarnoff  Symposium，2009.IEEE press，2009.1-5】提出针对高速下行分组接入(HSDPA)网络的归 一化迫零准则的LMS算法，利用目标用户的扩频码波形和信道信息进行的半盲自适应算法， 在信道变化较快时存在很高的失调比例。文献【Sharma S K，Naseem Ahmad S.Suppression of  Multiple Access Interference(MAI)in Wideband Code Division Multiple Access(WCDMA). International Conference on Wireless and Optical Communications Networks，2007 1-6】 提出利用判决反馈均衡的MMSE算法抑制多址干扰，但该方法同样难以适应快衰落信道。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术中应用于WCDMA系统的盲自适应多用户检测算法存在需 要训练序列、不能适应快衰落信道的缺陷，同时根据国际标准【3rd Generation Partnership  Project.3G TS 25.213 ver 2.3.0-1999，Technical specification group radio access  networks：spreading and modulation(FDD)[S].1999】中规定的WCDMA系统的二级扩频机 制，对文献【Madhow.U，Zhu L.J，Galup L.Differential MMSE：new adaptive algorithms  for equalization，interference suppression and beamforming[C]，32nd Asilomar Conf. Signals，Systems and Computers Oct.1998：641-642】提出的应用于DS-CDMA系统的典型 DMMSE算法进行改进，提出一种适用于快变信道下WCDMA系统的交织差分最小均方误差 (IDMMSE)多用户检测方法。

为实现上述技术任务，本发明采取如下的技术解决方案：

一种基于交织差分最小均方误差准则的多用户检测方法，其特征在于，该方法中发射端有K 个用户，每个用户的上行链路占用一个专用物理数据信道(DPDCH信道)和一个专用物理控制 信道(DPCCH信道)，K个用户的信息同时发给基站，基站逐个接收每个用户所发送的信息，每 个用户的上行链路的发送信息过程相同，基站接收每个用户的信息过程相同，其中用户k的信 息发送过程，以及基站接收用户k所发送的信息过程为：

步骤一，扩频处理

(1)一级扩频

用户k DPDCH信道的第i个待发送符号x_k(i)乘以用户k DPDCH信道的OVSF扩频码C_k，I，得到 DPDCH信道化编码后的信号，该信号乘以DPDCH信道权重因子β_I，得到DPDCH信道化编码加权 后的信号；

用户k DPCCH信道的第i个待发送符号y_k(i)乘以用户k DPCCH信道的OVSF扩频码C_k，Q，得到 DPCCH信道化编码后的信号，该信号乘以DPCCH信道权重因子β_Q，得到DPCCH信道化编码加权 后的信号，对该信号进行π/2移相处理；

DPDCH信道化编码加权后的信号和经过π/2移相处理后的DPCCH信道化编码加权后的信号相 加组成一级扩频后的复信号d_k(i)，该复信号d_k(i)为包括G个码片的向量；

其中：i为待发送符号的编号，i取正整数；C_k，I包括G个码片，且C_k，I的序列周期时间等 于待发送符号x_k(i)对应的时间；C_k，Q的序列周期时间等于待发送符号y_k(i)对应的时间； G∈[4 8 16 32 64 128]；β_I和β_Q均为常实数；I表示实部，Q表示虚部；

(2)二级扩频

d_k(i)乘以用户k的复数型S(2)短扰码S_k中的一个片段S_k(mod(i/(256/G)))，得到二级扩频 后的信号u_k(i)；

其中：S_k的周期为256个码片；为了实现d_k(i)与S_k按位相乘，将S_k分割为256/G个片段， 记为S_k(0)，S_k(1)…，S_k(256/G-1)，每个片段为包括G个码片的向量，其中的一片段为 S_k(mod(i/(256/G)))，mod(·)表示取余数运算；

步骤二，交织处理

二级扩频后的信号u_k(i)存入到N×(256/G)维的交织寄存器矩阵中，该交织寄存器矩 阵的存入方式为：从第1行至第N行依次逐行逐个信号存入；

重复上述步骤，待交织寄存器矩阵存满时，u_k(i)经交织寄存器矩阵交织后输出信号v_k(i)， 该交织寄存器矩阵的输出方式为：从第1列至第(256/G)列依次逐列逐个信号输出；

步骤三，信道传输

信号v_k(i)经无线信道传输得到信号

步骤四，解交织处理

信号存入N×(256/G)维的解交织寄存器矩阵中，该解交织寄存器矩阵的存入方 式为：从第1列至第(256/G)列依次逐列逐个信号存入；

待解交织寄存器矩阵存满时，经解交织寄存器矩阵解交织后输出信号该交织寄 存器矩阵的输出方式为：从第1行至第N行依次逐行逐个信号输出；

步骤五，解扰处理

信号按位乘以[S_k(mod(i/(256/G)))]^*得到复数信号其中，[·]^*为复数共轭；

对复数信号经过取实部运算后，得到由G个码片组成的实数向量

步骤六，多用户检测算法消除多址干扰

输入至由G个移位寄存器组成的横向滤波器中，与横向滤波器的权系数w_k(i)做 内积，得到软输出同时根据下述优化准则得到更新后的横向滤波器的权系数；令遗忘因 子η＝0.5，迭代步长μ＝0.001，具体步骤为：

①当i≤256/G时，w_k(i)＝C_k，I，遗留影响值M(i)＝0.1，执行⑤；否则，执行②；

②计算误差值

$e_k\left(i\right)={\bar{x}}_k\left(i\right)w_k{(i-256/G)}^H{\hat{z}}_k(i-256/G)-{\bar{x}}_k(i-256/G)w_k{(i-256/G)}^H{\hat{z}}_k\left(i\right);$

③更新遗留影响值$M\left(i\right)=\mathrm{\eta M}(i-256/G)+(1-\eta ){\hat{z}}_k{\left(i\right)}^H{\hat{z}}_k\left(i\right);$

④更新权系数$w_k\left(i\right)=\frac{w_k(i-256/G)+\frac{\mu }{M\left(i\right)}{\hat{z}}_k\left(i\right){\hat{z}}_k\left(i\right){\bar{x}}_k^{*}(i-256/G){e_k}^{*}\left(i\right)}{\left|w_k{(i-256/G)}^H{\hat{z}}_k(i-256/G)\right|},$其中：

为的共轭，e_k^*(i)为e_k(i)的共轭；

⑤横向滤波器的软输出${\bar{x}}_k\left(i\right)=w_k{\left(i\right)}^H{\hat{z}}_k\left(i\right),$标量${\hat{x}}_k\left(i\right)=\mathrm{sgn}\left(w_k{\left(i\right)}^H{\hat{z}}_k\left(i\right)\right)$为用户k DPDCH 信道的第i个待发送符号x_k(i)经过信道传输后在基站的硬判决；其中sgn(·)表示判决函数；

⑥令i＝i+1，若i＞T，结束程序，T为待发送的总符号数；否则，返回①。

所述无线信道采用文献【R.B.Ertel.Overview of spatial channel models for antenna  array communication systems[J].IEEE Personal Communication，1998，5(2)：10-22】提 出的信道模型，其中信道的冲击响应函数：

其中，t为时间参数，τ为时变的多径延时，j为复数虚部，l为多径编号，L(t)为时变的多 径数，A_l(t)为时变的衰落系数，且服从Rayleigh分布，为第l径相对于第1径的相位偏移， 且服从正态分布，为时变的相位系数，τ_l(t)为第l径相对于第1径的时延，δ(t)为单位 冲击响应，δ(t-τ_l(t))为时延τ_l(t)的单位冲击响应；

决定该无线信道的时变特性的多普勒功率谱函数为：

$S\left(f\right)=\left(\begin{array}{cc}\frac{1.5}{\pi f_d\sqrt{1-{\left(\frac{f-f_c}{f_d}\right)}^2}}& |f-f_c|<f_d\\ 0& |f-f_c|\ge f_d\end{array}\right)---\left(2\right)$

其中：f为输入频率，f_c为载波频率，c表示载波，f_d为最大多普勒频移，d表示多普 勒。

该方法基于快衰落信道中两个相邻符号周期内信道变化很小的假设，根据接收信号中相 邻符号之间衰落增益的比率变化差值自适应调整横向滤波器的权系数，在抑制多址干扰的同 时，可避免使用训练序列跟踪信道状态信息。

然而，由于WCDMA系统采用二级扩频机制，且一级扩频码和二级扩频码的周期不同的特 性，使得相邻传输的两个符号对应的综合扩频码不同，此处的综合扩频码是指一级扩频码 (OVSF码)和二级扩频码(S(2)短扰码)按位相乘后得到的等效扩频码。鉴于上述情况，本 申请在接收端的多用户检测算法中，利用对应综合扩频码相同的非相邻符号进行权系数向量 的更新，但由于非相邻符号在实际传输过程中的衰落增益变化较大，影响DMMSE算法的性能， 为了解决此问题，本申请在两次扩频后，增加交织处理过程，使得在信源不相邻、但对应相 同综合扩频码的符号在实际的传输信道中相邻传输。

附图说明

图1是本发明设计的发射接收结构框图；

图2是本发明二级扩频序列示意图；

图3是本发明设计的发射交织示意图；

图4是本发明的横向滤波器的权系数更新算法流程图；

图5是实施例的方法与文献【Du】的方法的误码率随信噪比的变化曲线；

图6是实施例的方法与文献【Du】的方法的误码率随多普勒频移的变化曲线。

以下结合实施例与附图对本发明作进一步详细分析说明。

具体实施方式

横向滤波器是实现基于码片速率的盲自适应多用户检测技术的一种自适应均衡器。从物 理组成的角度来讲，横向滤波器就是一系列的移位寄存器，本发明中的移位寄存器的个数为 G，G×1维的输入信号向量输入到G个移位寄存器中，每个移位寄存器对应一个抽头， G×1维的向量按位乘以G×1维的权系数向量w_k(i)后进行相加后输出对应用户 kDPDCH信道的第i个待发送符号x_k(i)的估计值，即横向滤波器的软输出检测值

${\bar{x}}_k\left(i\right)=w_k{\left(i\right)}^T{\hat{z}}_k\left(i\right),---\left(3\right)$

输入信号向量输入到横向滤波器中，每次输入G个码片，输出信号标量以符 号速率进行采样，同时权系数向量w_k(i)也以符号速率根据一定的优化准则进行自适应更新。

文献【U.Madhow，L.J.Zhu，and L.Galup，“Differential MMSE：New adaptive algorithms  for equal ization，interference suppression，and beamforming，”in Proc.32nd Asilomar  Conf.Signals，Systems and Computers，Pacific Grove，CA，Oct.1998，pp.640-644】 首次提出的DMMSE准则就是一种横向滤波器权系数向量的自适应更新准则，该算法利用连续 两个符号之间衰落增益的比率变化差值更新接收机的权系数，不需要训练序列，避免了跟踪 信道信息的开销。该准则的典型应用背景是CDMA系统，DMMSE的优化准则和约束条件为：

其中$<w_k\left(i\right),{\hat{z}}_k\left(i\right)>{w_k}^H\left(i\right){\hat{z}}_k\left(i\right),$$R=E\left[{\hat{z}}_k\left(i\right){\hat{z}}_k^H\left(i\right)\right],$其中E[·]表示取数学期望，由于式(4) 中包含了两个相邻符号幅度变化的比率差值运算，所以称为差分最小均方误差准则。

在典型的CDMA系统中，多址干扰具有良好的循环平稳特性，且循环平稳周期等于扩频码 对应的时间周期。也就是说，在不采用扰码的情况下，不同用户之间的多址干扰的循环平稳 周期对应的码片数刚好等于扩频因子，即横向滤波器中的移位寄存器个数，这样每次输入到 横向滤波器的G个码片正好对应一个符号，这就保证同一用户传送的两个相邻符号对应的扩 频码是相同的，因此，同一用户的两个相邻符号受到的多址干扰呈现循环平稳特性。然而在 WCDMA系统中，由于扰码的介入，更为重要的是，扰码周期通常不等于扩频因子，使得多址干 扰的循环平稳周期变为扩频因子和扰码周期的最小公倍数，通常扰码周期总是大于扩频因子 且是扩频因子的整数倍。

参见图2，以图例的方式说明综合扩频序列以及多址干扰的循环平稳周期。每个符号对应 的OVSF码C_k，I的扩频因子为G＝32，扰码周期为256个码片，为了实现d_k(i)与S_k按位相乘，将 S_k分割为256/G个片段，记为S_k(0)，S_k(1)…，S_k(256/G-1)，每个片段为包括G个码片的向 量，其中的一片段为S_k(mod(i/(256/G)))，mod(·)表示取余数运算；对应用户k DPDCH信道的 第i个待发送符号x_k(i)的仅为S(2)短扰码中的一个片段S_k(mod(i/(256/G)))，为了分析方便， 自定义综合扩频序列为OVSF码和S(2)短扰码按位相乘后的序列，这样若按照传统DMMSE算法， 每次输入一个符号信息(对应G个码片)到横向滤波器，尽管相邻符号对应的OVSF码C_k，I相 同，但S(2)短扰码的片段S_k(mod(i/(256/G)))不同，因此，同一用户两个相邻符号对应的综 合扩频序列是不同的，多址干扰就不能保证循环平稳，由此导致传统DMMSE算法抑制多址干扰 的作用下降。G＝32时，第1个符号和第9个符号所对应的综合扩频序列是一样的，二者的相关 性最强，应该根据符号1所对应的权系数迭代计算符号9所对应的权系数，将式(4)改为：

将式(6)推广到一般情况，那么本发明提出的IDMMSE优化准则为：

与传统DMMSE准则(式(4))相比，IDMMSE准则(式(7))的区别在于依据w_k(i-256/G) 而不是w_k(i-1)来更新w_k(i)，其本质原因是因为扰码的引入破坏了原有的多址干扰循环平稳周 期等于扩频因子的特性。然而在快衰落信道中，若依据w_k(i-256/G)更新w_k(i)，由于两符号相距 (256/G)个符号，信道的变化差异较大，难以满足DMMSE优化准则所依赖的相邻传输的符号 经历的信道变化很小的假设。为此，本发明提出扩频后的数据流经过交织处理来解决该问题。

参见图3，以图例的方式说明交织处理过程。为了解决信号u_k(i)和信号u_k(i-256/G)在传输 信道中相隔较远的问题，本发明提出在二级扩频后的数据流经过交织处理，使信源不相邻的u_k(i) 和u_k(i-256/G)在实际信道中相邻传输以保证DMMSE准则假设的成立。具体来讲，加扰后的数据 流u_k(i)按照“横向输入”的方式将输入序列逐行存入N×(256/G)维的交织寄存器矩阵中， 其中交织寄存器矩阵中的每个元素值u_k(i)为包含G个码片的向量，每一行存储256/G个符号， 第一行存满后，再从第二行开始存储，直到把N行全部填满，N为交织深度，N的取值根据传 输信息对传输时延的要求决定，N的取值越大，抵抗多普勒频移的能力越强，多用户检测性能 越好，但是传输时延越大，需要的交织寄存器矩阵空间越大。存满以后，然后按照“纵向输出” 的方式按列序取出后经发射天线发射。这样在空中无线信道传输时，本来信源不相邻的x_k(i)和 x_k(i-256/G)对应的经扩频后的符号u_k(i)和符号u_k(i-256/G)在信道中相邻传输，且两符号对应 的综合扩频序列相同，多址干扰存在很强的相关性，经历的信道增益相似，保证了DMMSE准则 在快衰落信道中相邻传输的u_k(i)和u_k(i-256/G)所经历的信道变化很小的假设，即式(7)中依 然包含了两个“相邻”符号幅度变化的比率差值运算，但此处的“相邻”是指在信源不相邻的x_k(i) 和x_k(i-256/G)在实际的传输信道中相邻传输。

输入到横向滤波器的向量包含G个码片，和权系数向量w_k(i)做向量内积运算 后，得到用户kDPDCH信道的第i个待发送符号x_k(i)的检测量为：

${\bar{x}}_k\left(i\right)=<w_k\left(i\right),{\hat{z}}_k\left(i\right)>={w_k}^H\left(i\right){\hat{z}}_k\left(i\right)\approx \lambda f_k\left(i\right){\bar{x}}_k\left(i\right)---\left(8\right)$

同理可得到第(i-256/G)个符号的检测量为：

${\bar{x}}_k(i-256/G)=<w_k(i-256/G),{\hat{z}}_k(i-256/G)>={w_k}^H(i-256/G){\hat{z}}_k(i-256/G)\approx \lambda f_k(i-256/G){\bar{x}}_k(i-256/G)---\left(9\right)$

在快衰落信道，两个相邻符号周期内(在WCD MA系统中，若传输速率为最低的15k符号/ 秒，两符号间隔时间为66微秒)的信道变化也不会很大，导致接收信号幅度变化的主要原因 是由于多用户之间的多址干扰和随机噪声，由于随机噪声完全没有规律，本发明对噪声不作 处理，而重点抑制有规律的多址干扰。由于引入交织技术，f_k(i)和f_k(i-256/G)是两个相邻 符号的观察间隔内的信道增益，可以假设二者基本保持不变，即f_k(i)≈f_k(i-256/G)。由于 在DMMSE中没有跟踪信道，所以在接收端的检测不可能完全消除信道的影响，从而存在一个 任意值的复系数λ，也就是说，若进行信道跟踪，在接收端就可以知道信道增益f_k(i)，这样 就可以调整接收增益，使λ＝1/f_k(i)，完全消除信道增益对接收信号模值的影响，不过，在 DMMSE中，这个不确定因素λ并不影响检测性能。式(8)和式(9)相除，得到：

$\frac{<w_k\left(i\right),{\hat{z}}_k\left(i\right)>}{<w_k(i-256/G),{\hat{z}}_k(i-256/G)}\approx \frac{\lambda f_k\left(i\right){\bar{x}}_k\left(i\right)}{\lambda f_k(i-256/G){\bar{x}}_k(i-256/G)}\approx \frac{{\bar{x}}_k\left(i\right)}{{\bar{x}}_k(i-256/G)}---\left(10\right)$

格式变化后

${\bar{x}}_k\left(i\right)<w_k(i-256/G),{\hat{z}}_k(i-256/G)>-{\bar{x}}_k(i-256/G)<w_k\left(i\right),{\hat{z}}_k\left(i\right)>\approx 0---\left(11\right)$

式(10)表示接收到的第i-256/G个符号和第i个符号幅度变化的比率，若不考虑干扰 和噪声的情况下，式(11)应该始终为零。然而由于多址干扰的存在，式(11)不可能为零， 但可以利用多址干扰具有的循环平稳特性，自适应调整权系数w_k(i)，使得式(11)趋近于零， 这就是本发明提出的IDMMSE优化准则的核心思想。具体来讲，IDMMSE的优化准则和约束条 件为：

其中$<w_k\left(i\right),{\hat{z}}_k\left(i\right)>={w_k}^H\left(i\right){\hat{z}}_k\left(i\right),$$R=E\left[{\hat{z}}_k\left(i\right){\hat{z}}_k^H\left(i\right)\right].$其中E[·]表示取数学期望，由于式(12) 中包含了两个“相邻”符号幅度变化的比率差值运算，所以称为差分最小均方误差准则，但此 处的“相邻”是指在信源不相邻的x_k(i)和x_k(i-256/G)在实际的传输信道中是相邻传输。在没 有约束条件下的式(12)的解析解为全零解，为了避免这种情况，增加了约束条件式(13)。

参见图1，WCDMA上行链路包括K个用户，本发明的方法中每个用户只包含一个DPDCH信 道和一个DPCCH信道，K个用户的信息同时发给基站，基站逐个接收每个用户所发送的信息， 每个用户的上行链路的发送信息过程相同，基站接收每个用户的发送信息过程相同，其中用户k 的信息发送过程，以及基站接收用户k所发送的信息过程为：

步骤一，扩频处理

WCDMA系统采用二级扩频机制，第一级扩频过程中主要实现信道化编码，第二级扩频采用 复信号和扰码相乘的方式实现加扰；

(1)一级扩频

用户k DPDCH信道的第i个待发送符号x_k(i)乘以用户kDPDCH信道的正交可变扩频因子码 (OVSF扩频码)C_k，I，得到DPDCH信道化编码后的信号，该信号乘以DPDCH信道权重因子β_I， 得到DPDCH信道化编码加权后的信号；

用户k DPCCH信道的第i个待发送符号y_k(i)乘以用户k DPCCH信道的OVSF扩频码C_k，Q，得到 DPCCH信道化编码后的信号，该信号乘以DPCCH信道权重因子β_Q，得到DPCCH信道化编码加权 后的信号，对该信号进行π/2移相处理；

DPDCH信道化编码加权后的信号和经过π/2移相处理后的DPCCH信道化编码加权后的信号相 加组成一级扩频后的复信号d_k(i)，该复信号d_k(i)为包括G个码片的向量；

其中：i为待发送符号的编号，i取正整数；C_k，I包括G个码片，且C_k，I的序列周期时间等 于待发送符号x_k(i)对应的时间；C_k，Q的序列周期时间等于待发送符号y_k(i)对应的时间；用户k 根据移动台收到基站导频信号的信噪比判断当前无线信道的传输质量，并根据无线信道的传输 质量在G∈[4 8 16 32 64 128]范围内确定G的具体值，信道传输质量越好，G取值越小， 因为传输质量越好，接收信号出现错误的可能性越小，用较小的G值就可以抵抗信道中的干扰 和噪声；用户k确定G的取值后，通过上行专用物理控制信道反馈给基站；β_I和β_Q均为常实数； I表示实部，Q表示虚部；

其中无线信道采用文献【R.B.Ertel.Overview of spatial channel models for antenna  array communication systems[J].IEEE Personal Communication，1998，5(2)：10-22】提 出的信道模型，其中信道的冲击响应函数：

其中，t为时间参数，τ(t)为时变的多径延时，j为复数虚部，l为多径编号，L(t)为时变 的多径数，A_l(t)为时变的衰落系数，服从Rayleigh分布，为时变的相位系数，为第 l径相对于第1径的相位偏移，服从正态分布，τ_l(t)为第l径相对于第1径的时延，δ(t)为单位 冲击响应，δ(t-τ_l(t))为时延τ_l(t)的单位冲击响应；

决定该无线信道的时变特性的多普勒功率谱函数为：

$S\left(f\right)=\left(\begin{array}{cc}\frac{1.5}{\pi f_d\sqrt{1-{\left(\frac{f-f_c}{f_d}\right)}^2}}& |f-f_c|<f_d\\ 0& |f-f_c|f_d\end{array}\right)---\left(2\right)$

其中：f为输入频率，f_c为载波频率，c表示载波，f_d为最大多普勒频移，d表示多普勒。

经过一级扩频处理后可保证同一用户的符号x_k(i)和符号y_k(i)之间的正交性；

(2)二级扩频

二级扩频过程主要是通过加扰使得基站能够区别来自不同的用户的发射信号，具体为：复 信号d_k(i)按位乘以用户k的复数型S(2)短扰码S_k中的一个片段S_k(mod(i/(256/G)))，得到二级 扩频后的信号u_k(i)；其中：为了在接收端采用基于码片速率的多用户检测技术，S_k的周期固定 为256个码片，S_k单位码片时间与C_k，I的单位码片时间相同；为了实现d_k(i)与S_k按位相乘，将 S_k分割为256/G个片段，为S_k(0)，S_k(1)…，S_k(256/G-1)，每个片段为包括G个码片的向量， 其中的一片段为S_k(mod(i/(256/G)))，其可以与d_k(i)按位相乘，mod(·)表示取余数运算；

步骤二，交织处理

二级扩频后的信号u_k(i)存入到N×(256/G)维的交织寄存器矩阵中，该交织寄存器矩 阵的存入方式为：从第1行至第N行依次逐行逐个信号存入；

重复上述步骤，待交织寄存器矩阵存满时，u_k(i)经交织寄存器矩阵交织后输出信号v_k(i)， 该交织寄存器矩阵的输出方式为：从第1列至第(256/G)列依次逐列逐个信号输出；

该交织处理并不改变信号u_k(i)的维数，只是改变信号的排列顺序；

步骤三，信道传输

信号v_k(i)经无线信道传输得到信号在无线传输过程中，信号会遭受随机高斯白噪 声的影响；

步骤四，解交织处理

信号存入N×(256/G)维的解交织寄存器矩阵中，该解交织寄存器矩阵的存入方 式为：从第1列至第(256/G)列依次逐列逐个信号存入；

待解交织寄存器矩阵存满时，经解交织寄存器矩阵解交织后输出信号该交织寄 存器矩阵的输出方式为：从第1行至第N行依次逐行逐个信号输出；

步骤五，解扰处理

信号按位乘以[S_k(mod(i/(256/G)))]^*得到复数信号其中， [S_k(mod(i/(256/G)))]^*为S_k(mod(i/(256/G)))的共轭；

对复数信号经过取实部运算后，得到由G个码片组成的实数向量

取实部的作用是提取用户k对应的DPDCH信道的信息，由于同一用户的DPDCH信道和DPCCH 信道同步正交，不存在多址干扰；解扰的作用是取出用户k的信息，当然，解扰后的信号中包 含了其他用户对其造成的多址干扰，步骤六的多用户检测算法重点消除这种多址干扰；

步骤六，多用户检测算法消除多址干扰

图4为接收端采用基于DMMSE多用户检测的方法的流程，以码片的速率输入至由G个 移位寄存器组成的横向滤波器中，与横向滤波器的权系数w_k(i)做内积，得到软输出同时根据下述优化准则得到更新后的横向滤波器的权系数；令遗忘因子η＝0.5，迭代步长 μ＝0.001，具体步骤为：

①当i≤256/G时，w_k(i)＝C_k，I，遗留影响值M(i)＝0.1，执行⑤；否则，执行②；

②计算误差值

$e_k\left(i\right)={\bar{x}}_k\left(i\right)w_k{(i-256/G)}^H{\hat{z}}_k(i-256/G)-{\bar{x}}_k(i-256/G)w_k{(i-256/G)}^H{\hat{z}}_k\left(i\right);$

③更新遗留影响值$M\left(i\right)=\mathrm{\eta M}(i-256/G)+(1-\eta ){\hat{z}}_k{\left(i\right)}^H{\hat{z}}_k\left(i\right);$

④更新权系数$w_k\left(i\right)=\frac{w_k(i-256/G)+\frac{\mu }{M\left(i\right)}{\hat{z}}_k\left(i\right){\hat{z}}_k\left(i\right){\bar{x}}_k^{*}(i-256/G){e_k}^{*}\left(i\right)}{\left|w_k{(i-256/G)}^H{\hat{z}}_k(i-256/G)\right|},$其中： 为的共轭，e_k^*(i)为e_k(i)的共轭；

⑤横向滤波器的软输出标量为用户k DPDCH 信道的第i个待发送符号x_k(i)经过信道传输后在基站的硬判决；其中sgn(·)表示判决函数；

⑥令i＝i+1，若i＞T，结束程序，T为待发送的总符号数；否则，返回①。

实施例：

根据3GPP标准，利用Matlab仿真工具搭建WCDMA系统的仿真平台。仿真条件如下：G取 32，DPDCH的功率为1/32，DPCCH的功率0.7333/256，干扰用户之间的异步时延在0到256码 片间随机产生，交织深度N＝8。

在上述仿真条件限定下，图5表明本发明提出的方法和文献【Du Qinghe，Zhu Shihua，Ren  Pinyi.An improved adaptive MMSE algorithm for multirate multiuser detection in WCDMA  systems[C].Proceedings of the IEEE 6th international symposium on circuits and  systems.IEEE press，2004.317-320】(在图5和图6中简称为文献【Du】)所提算法的误 码性能比较，假设载波频率f_c＝900MHz，移动速度为30km/h，则多普勒频移f_d＝25Hz。本发明 的方法中设：η＝0.5，μ＝0.001。可以看出，本发明方法的误码率略低于文献【Du】的误码 率。

图6表明多普勒频移对两种算法的影响程度的比较，仿真参数：Eb/N0＝10dB，用户数K＝8。 由图6可见，随着多普勒频移的增加，误码率普遍提高，但本发明的方法的抗多普勒频移能 力显然优于文献【Du】。