调整脉宽调制(PWM)波形占空比的方法、系统和设备

摘要

本发明涉及调整脉宽调制PWM波形占空比的方法、系统和设备。具体地，本发明的实施例涉及：当多相电机在过调制区域中操作时，用于对矢量控制的马达驱动系统中的多相电机的操作进行控制的方法、系统和设备。所公开的实施例提供了用于调整PWM波形的占空比的机制，使得在角的过渡转变处施加正确的相电压指令信号。这能减少向多相电机施加的相电压指令信号中的变化/误差，使得可适当地调节相电流，从而减小电流/扭矩振荡，这继而可改善电机效率和性能以及对DC电压源的利用。

说明书

关于联邦政府资助的研究或开发的声明

本发明在由美国能源部给予的DE-FC26-07NT43123下利用政府的支持实现。政府在本发明中享有某些权利。

技术领域

本发明的实施例一般涉及用于控制多相系统的操作的技术，尤其涉及对用于控制多相电机的脉宽调制（PWM）波形的占空比进行调整的方法、系统和设备。

背景技术

电机被广泛用于各种各样的应用。例如，混合动力/电动车辆（HEV）通常包括电力牵引驱动系统，该电力牵引驱动系统包括利用诸如蓄电池之类的直流（DC）电源由功率转换器驱动的交流（AC）电动马达。AC电动马达的马达绕组可耦联至功率变换器模块（PIM）的变换器子模块。每个变换器子模块均包括一对开关，所述一对开关以互补方式进行开关，以便执行将DC功率变换成AC功率的快速开关功能。该AC功率驱动AC电动马达，该AC电动马达继而又驱动HEV的传动系的轴。传统的HEV实施有两个三相脉宽调制（PWM）变换器模块和两个三相AC电机（例如AC马达），所述两个三相AC电机（例如AC马达）分别由其耦联至的三相PWM变换器模块中对应的一个驱动。

许多现代高性能的AC马达驱动器使用了场定向控制（FOC）或“矢量”控制的原理，以控制AC电动马达的操作。尤其地，常常将矢量控制用于变频驱动器，以便通过控制向AC电动马达供给的电流来控制向轴施加的扭矩，并因而最终控制速度。简而言之，测量定子相电流，并将该定子相电流转换成对应的复数空间矢量。然后，将该电流矢量转换至与AC电动马达的转子一起旋转的坐标系。

近来，研究人员研究了在包括电动车辆的各种应用中使用多相电机的可能性。如在此所使用地，术语“多相”是指多于三相，从而可用于指具有三相或更多相的电机。多相电机通常包括驱动一个或多个多相AC电机的多相PWM变换器模块。这样的多相电机的一个示例是五相AC电机。在五相系统中，五相PWM变换器模块驱动一个或多个五相AC电机。

在这样的多相系统中，向脉宽调制（PWM）模块施加电压指令信号。PWM模块向电压指令信号施加PWM波形，以便控制电压指令信号的脉宽调制，并产生提供至PWM变换器模块的开关矢量信号。PWM波形的特征在于：在每个PWM周期期间，在特定的过渡转变角处出现并且限定了特定的占空比的上升沿和下降沿过渡转变。对于具有矩形脉冲的脉冲序列而言，占空比（DC）是脉冲启动持续时间（T_on）和与同一脉冲相关联的对应PWM周期（T_PWM）（即，连续脉冲的开始之间的时间）的比率（例如，对于脉冲持续时间为25微秒并且PWM周期为100微秒的脉冲序列而言，占空比为0.25或25%）。

理想地，PWM波形的这些过渡转变角（即，上升沿和下降沿过渡转变）相对于电机的电频率同步出现。在此可互换地使用术语“上升沿”和“前沿”。同样地，在此可互换地使用术语“下降沿”和“后沿”。

然而，PWM波形的这些过渡转变角（即，上升沿和下降沿过渡转变）相对于电机的电频率异步出现。在许多操作情况下（例如当多相电机以中速到高速之间的速度操作或者在过调制区域中操作时），由于PWM变换器模块的开关频率与电机转速异步，所以过渡转变角不会总是出现在正确的角位置处。图1图示了开关矢量信号（Sa…Se）的示例，该示例图示了三个重叠的PWM波形，其中占空比波形的上升沿和下降沿在相应的PWM周期期间没有出现在正确的角位置上，而是彼此偏离并且在循环和循环之间具有抖晃。

尽管PWM模块每当其遇到当前的PWM周期的结束“边界角”时可以更新/调整PWM波形，但该占空比仅对于在计算该占空比之前出现的过渡转变角有效，而对于以后出现的过渡转变角则是无效的。

PWM模块在随后（即，在计算了前一占空比之后）的下一PWM周期期间维持在当前PWM周期结束时所计算的占空比。换句话说，即使当下一PWM周期中出现过渡转变角时，PWM模块也不会调整PWM波形的占空比，而是仍将替代地继续施加旧的先前计算的占空比。例如，当在当前PWM周期结束时计算了100%的占空比时，即使当过渡转变角发生在下一PWM周期中时（在该点后需要0%的占空比），处理器也不会调整至0%的占空比。PWM模块对于下一PWM周期的全部将继续施加旧的100%的占空比，并且仅在下一PWM周期结束时才更新占空比（至0%）。

结果，向电机施加了错误的相电压，并因此可能没有合适地调节相电流，这继而可引起电流/扭矩振荡。

所期望的是提供一种机制，用于确保过渡转变角出现在它们正确的角位置处，使得向多相电机施加正确的相电压，以帮助维持合适的相电流调节。结合附图和前述的技术领域和背景技术，本发明其他合乎需要的特征和特性将从随后的详细说明和所附权利要求中变得明显。

发明内容

本发明的实施例涉及用于对矢量控制的马达驱动系统中的多相电机的操作进行控制的方法、系统和设备，该矢量控制的马达驱动系统包括当多相电机在过调制区域中操作时驱动多相电机的多相PWM控制的变换器模块。所公开的实施例提供了一种机制，其用于调整PWM波形的占空比，使得向多相电机施加正确的相电压指令信号。这能减小被施加至多相电机的相电压指令信号的变化/误差，使得可适当地调节相电流，从而减小电流/扭矩振荡，这继而可改善电机的效率和性能以及对DC电压源的利用。

本发明还包括以下方案：

1. 一种用于对在过调制区域中操作的多相电机进行控制的方法，所述方法包括：

关于限定了两个相邻电压开关矢量之间的角跨度的当前扇区来确定扇区边界信息，所述电压开关矢量用于产生开关矢量信号的脉宽调制PWM波形，所述开关矢量信号驱动五相变换器模块中的开关，其中所述扇区边界信息包括：所述当前扇区的扇区边界起始角和所述当前扇区的扇区边界终止角；

基于PWM发生器的开关频率和所述多相电机的特定瞬时速度来计算当前PWM周期的角跨度，并且基于所述当前PWM周期的所述角跨度在下一PWM周期出现之前预报所述下一PWM周期的预报角跨度；

基于所述扇区边界信息和从过调制处理器提供的保持角来计算多个过渡转变角；

确定所述过渡转变角中的任何一个是否出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内；

当确定所述过渡转变角中的任何一个出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内时，为所述下一PWM周期计算占空比补偿，所述占空比补偿用于为所述下一PWM周期期间产生的所述开关矢量信号的所述PWM波形调整占空比；以及

在所述下一PWM周期出现之前，在为所述下一PWM周期产生PWM波形时施加所述计算的占空比补偿，以便调整所述下一PWM周期的所述占空比。

2. 根据方案1所述的方法，其中，所述过渡转变角包括第一过渡转变角、第二过渡转变角和第三过渡转变角，并且其中基于所述扇区边界信息和从过调制处理器提供的保持角来计算所述多个过渡转变角的步骤包括：

计算所述扇区边界起始角与所述保持角的和，以产生所述第一过渡转变角，其中所述保持角是作为调制指数的函数的可变指令；

计算所述扇区边界终止角与所述保持角之间的差，以产生所述第二过渡转变角；以及

计算所述计算的扇区边界终止角与所述保持角的和，以产生所述第三过渡这边角。

3. 根据方案2所述的方法，其中，所述保持角是作为调制指数的函数的可变指令，并且介于0度的最小值与等于所述扇区角跨度的一半的最大度数之间的范围中。

4. 根据方案1所述的方法，其中，用于所述下一PWM周期的所述占空比补偿取决于所述过渡转变角相对于所述下一PWM周期被预计出现的位置而变化，并且其中，用于所述下一PWM周期的所述占空比补偿包括：

后沿100%补偿或后沿0%补偿；

前沿0%补偿或前沿100%补偿；

下降沿斜率推导的补偿或上升沿斜率推导的补偿；

前沿0%补偿和后沿0%补偿；或者

前沿100%补偿和后沿100%补偿。

5. 根据方案2所述的方法，其中，所述当前PWM周期的角跨度由表示所述当前PWM周期起始的旧的PWM边界角和表示所述当前PWM周期终止的当前PWM边界角限定，并且其中所述预报的角跨度是将由所述下一PWM周期覆盖的角距离，并且由表示所述下一PWM周期起始的所述当前PWM边界角和表示所述下一PWM周期终止的下一PWM边界角限定，并且其中，确定所述过渡转变角中的任何一个是否出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内的步骤包括：

当所述下一PWM边界角不小于所述第一过渡转变角，并且所述当前PWM边界角不大于所述第三过渡转变角时，确定所述保持角是否大于或等于所述当前扇区的角跨度的一半；以及

还包括：

当所述保持角大于或等于所述当前扇区的角跨度的一半时，确定所述当前扇区为偶数编号的扇区还是奇数编号的扇区。

6. 根据方案5所述的方法，其中，当确定所述过渡转变角中的任何一个出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内时，为所述下一PWM周期计算占空比补偿的步骤包括：

当所述当前扇区为偶数编号的扇区时，基于所述第一过渡转变角、所述当前PWM边界角和所述下一PWM周期的所述预报角跨度来计算后沿100%补偿；以及

当所述当前扇区为奇数编号的扇区时，基于所述第一过渡转变角、所述下一PWM边界角和所述下一PWM周期的所述预报角跨度来计算前沿100%补偿。

7. 根据方案6所述的方法，其中，所述施加步骤包括：

施加所述计算的后沿100%补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

8. 根据方案6所述的方法，其中，所述施加步骤包括：

施加所述计算的前沿100%补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

9. 根据方案5所述的方法，其中，确定所述过渡转变角中的任何一个是否出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内的步骤包括：

当所述保持角小于所述当前扇区的角跨度的一半时，确定所述当前PWM边界角是否小于所述第一过渡转变角，所述下一PWM边界角是否大于所述第一过渡转变角，和所述下一PWM边界角是否小于所述第二过渡转变角；以及

还包括：

当所述当前PWM边界角小于所述第一过渡转变角、所述下一PWM边界角大于所述第一过渡转变角、并且所述下一PWM边界角小于所述第二过渡转变角时，确定所述当前扇区是偶数编号的扇区还是奇数编号的扇区。

10. 根据方案9所述的方法，其中，当确定所述过渡转变角中的任何一个出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内时，为所述下一PWM周期计算占空比补偿的步骤包括：

当所述当前扇区为偶数编号的扇区时，基于所述第一过渡转变角、所述当前PWM边界角和所述下一PWM周期的所述预报角跨度来计算后沿100%补偿；以及

当所述当前扇区为奇数编号的扇区时，基于所述第一过渡转变角、所述下一PWM边界角和所述下一PWM周期的所述预报角跨度来计算后沿0%补偿。

11. 根据方案10所述的方法，其中，施加所述计算的占空比补偿的步骤包括：

施加所述计算的后沿100%补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

12. 根据方案10所述的方法，其中，施加所述计算的占空比补偿的步骤包括：

施加所述计算的后沿0%补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

13. 根据方案9所述的方法，其中，确定所述过渡转变角中的任何一个是否出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内的步骤还包括：

当所述当前PWM边界角不小于所述第一过渡转变角、或者所述下一PWM边界角不大于所述第一过渡转变角、或者所述下一PWM边界角不小于所述第二过渡转变角时，确定所述当前PWM边界角是否大于所述第一过渡转变角，所述当前PWM边界角是否小于所述第二过渡转变角，所述下一PWM边界角是否大于所述第二过渡转变角，和所述下一PWM边界角是否小于所述第三过渡转变角；以及

还包括：

当所述当前PWM边界角大于所述第一过渡转变角、所述当前PWM边界角小于所述第二过渡转变角、所述下一PWM边界角大于所述第二过渡转变角、和所述下一PWM边界角小于所述第三过渡转变角时，确定所述当前扇区是偶数编号的扇区还是奇数编号的扇区。

14. 根据方案13所述的方法，其中，当确定所述过渡转变角中的任何一个出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内时，为所述下一PWM周期计算占空比补偿的步骤包括：

当所述当前扇区为偶数编号的扇区时，基于表示所述下一PWM周期终止的所述下一PWM边界角、所述保持角、所述第二过渡转变角、和所述下一PWM周期的所述预报角跨度来计算前沿0%补偿；以及

当所述当前扇区为奇数编号的扇区时，基于表示所述下一PWM周期终止的所述下一PWM边界角、所述保持角、所述第二过渡转变角、和所述下一PWM周期的所述预报角跨度来计算前沿100%补偿。

15. 根据方案14所述的方法，其中，施加所述计算的占空比补偿的步骤包括：

施加所述计算的前沿0%补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

16. 根据方案14所述的方法，其中，施加所述计算的占空比补偿的步骤包括：

施加所述计算的前沿100%补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

17. 根据方案14所述的方法，其中，确定所述过渡转变角中的任何一个是否出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内的步骤还包括：

当所述当前PWM边界角不大于所述第一过渡转变角、或者所述当前PWM边界角不小于所述第二过渡转变角、或者所述下一PWM边界角不大于所述第二过渡转变角、或者所述下一PWM边界角大于所述第三过渡转变角时，则所述方法700进入到步骤746，以确定所述当前PWM边界角是否小于所述第一过渡转变角，所述下一PWM边界角是否大于所述第二过渡转变角，和所述下一PWM边界角是否小于所述第三过渡转变角；以及

还包括：

当所述当前PWM边界角小于所述第一过渡转变角、所述下一PWM边界角大于所述第二过渡转变角、并且所述下一PWM边界角小于所述第三过渡转变角时，确定所述当前扇区是偶数编号的扇区还是奇数编号的扇区。

18. 根据方案17所述的方法，其中，当确定所述过渡转变角中的任何一个出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内时，为所述下一PWM周期计算占空比补偿的步骤包括：

当所述当前扇区是偶数编号的扇区时，基于所述保持角、所述当前扇区的扇区边界起始角、所述当前PWM边界角、表示所述下一PWM周期终止的所述下一PWM边界角、所述第二过渡转变角来计算下降沿斜率推导的补偿；以及

当所述当前扇区为奇数编号的扇区时，基于所述保持角、所述当前扇区的扇区边界起始角、所述当前PWM边界角、表示所述下一PWM周期终止的所述下一PWM边界角、所述第二过渡转变角来计算上升沿斜率推导的补偿。

19. 根据方案18所述的方法，其中，施加所述计算的占空比补偿的步骤包括：

施加所述计算的下降沿斜率推导的补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

20. 根据方案18所述的方法，其中，施加所述计算的占空比补偿的步骤包括：

施加所述计算的上升沿斜率推导的补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

21. 根据方案17所述的方法，其中，确定所述过渡转变角中的任何一个是否出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内的步骤还包括：

当所述当前PWM边界角大于所述第一过渡转变角、或者所述下一PWM边界角小于所述第二过渡转变角、或者所述下一PWM边界角大于所述第三过渡转变角时，确定所述当前PWM边界角是否大于所述第一过渡转变角，所述当前PWM边界角是否小于所述第二过渡转变角，和所述下一PWM边界角是否大于所述第三过渡转变角；以及

当所述当前PWM边界角大于所述第一过渡转变角、所述当前PWM边界角小于所述第二过渡转变角、并且所述下一PWM边界角大于所述第三过渡转变角时，还包括：

确定用于下一扇区的相；以及

确定所述当前扇区是偶数编号的扇区还是奇数编号的扇区。

22. 根据方案21所述的方法，其中，当确定所述过渡转变角中的任何一个出现在所述下一PWM周期的所述预报角跨度内时，为所述下一PWM周期计算占空比补偿的步骤包括：

当所述当前扇区为偶数编号的扇区时，如下计算：

基于表示所述下一PWM周期终止的所述下一PWM边界角、所述第三过渡转变角、所述下一PWM周期的所述预报角跨度、和所述保持角，计算用于所述当前扇区的相的前沿0%补偿；以及

基于表示所述下一PWM周期终止的所述下一PWM边界角、所述第二过渡转变角、和所述当前PWM边界角，计算用于所述下一扇区的相的后沿0%补偿；以及

当所述当前扇区为奇数编号的扇区时，如下计算：

基于表示所述下一PWM周期终止的所述下一PWM边界角、所述第三过渡转变角、所述下一PWM周期的所述预报角跨度、和所述保持角，计算用于所述当前扇区的相的前沿100%补偿；以及

基于表示所述下一PWM周期终止的所述下一PWM边界角、所述第二过渡转变角、和所述当前PWM边界角，计算用于所述下一扇区的相的后沿100%补偿。

23. 根据方案22所述的方法，其中，施加所述计算的占空比补偿的步骤包括：

施加所述计算的前沿0%补偿和所述计算的后沿0%补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

24. 根据方案22所述的方法，其中，施加所述计算的占空比补偿的步骤包括：

施加所述计算的前沿100%补偿和所述计算的后沿100%补偿，以便为所述下一PWM周期修正所述PWM波形的占空比。

附图说明

在下文中将结合以下附图来描述本发明的实施例，其中相同的附图标记指示相同的元件，并且：

图1图示了开关矢量信号（Sa…Se）的示例，该示例图示了三个重叠的PWM波形；

图2A是根据所公开实施例中的一些的矢量控制马达驱动系统的一个示例的框图；

图2B是包括有连接至五相AC马达的五相电压源变换器模块的马达驱动系统的一部分的框图；

图3A和图3B是图示了用于驱动五相变换器模块中的开关的三十二个电压开关矢量中的三十个电压开关矢量的状态空间电压开关矢量图的图示；

图3C是对图3A和图3B中示出的每个电压开关矢量进行表示所用的开关矢量信号的通/断状态的不同组合进行总结的表格；

图4是图示了三个不同的调制区域以及通过将规格化到DC环节电压的十个大电压开关矢量相结合形成的十边形区域的图示；

图5A是更详细地图示了图4的调制区域的图4的扇区数的放大视图；

图5B是更详细示出图5A的调制区域的放大视图；

图6是图示了根据所公开实施例中的一些的方法的流程图；

图7A、图7B、图7D、图7F、图7H和图7J是图示了根据所公开实施例中的一些的图6的方法在其应用于特定扇区时的一个具体实现的流程图；

图7C、图7E、图7G、图7I、图7K分别图示了特定的扇区，并且还随同地图示了当前PWM周期和下一预测的PWM周期的相对于各过渡转变角的相对角位置；

图8是示出了基于图2A的相电压指令信号（Vas*…Ves*）在一个电循环期间对于每相（A、B、C、D、E）在图2A的SVPWM模块处计算并处理的占空比PWM波形的时序图；以及

图9图示了根据所公开实施例的在空间矢量（SV）PWM模块108处产生的开关矢量信号（Sa…Se）109的示例。

具体实施方式

如在此所使用地，措词“示例性的”意指“用作示例、实例或例证”。以下的详细说明本质上仅是示例性的，并且不旨在限制本发明或者本发明的应用和使用。在此描述成“示例性的”任何实施例都不必解释成相对于其他实施例是优选的或有利的。在该具体实施方式中描述的所有实施例都是这样的示例性实施例，所述示例性实施例被提供以使得本领域的技术人员能够实现或使用本发明，而非限制本发明的由权利要求限定的范围。此外，无意受到在前述技术领域、背景技术、发明内容或以下的具体实施方式中所介绍的任何明示或暗示的理论的约束。

在详细描述根据本发明的实施例之前，应观察到的是，这些实施例主要属于与控制多相系统的操作相关的方法步骤和设备部件的组合。应意识到的是，在此描述的本发明的实施例可利用硬件、软件或它们的组合来实现。在此描述的控制电路可包括各种部件、模块、电路及其他逻辑，其可利用模拟和/或数字电路的组合、分立或集成的模拟或数字电子电路或它们的组合来实现。如在此所使用地，术语“模块”指的是用于执行任务的装置、电路、电气部件和/或基于软件的部件。在有些实现中，在此所描述的控制电路当在这样的电路中实现部分或所有的控制逻辑时，可利用基于一个或多个专用集成电路（ASIC）、一个或多个微处理器和/或一个或多个数字信号处理器（DSP）的电路来实现。如在此所描述地，应意识到的是，在此描述的本发明的实施例可以包括一个或多个常规的处理器和单独存储的程序命令，所述单独存储的程序命令控制所述一个或多个处理器，以便结合某些非处理器电路来实现用于控制多相系统操作的一些、大部分或所有功能。同样地，这些功能可解释成用于控制多相系统操作的方法的步骤。替代性地，一些或所有功能可通过没有所存储的程序指令的状态机来实现，或者可以以一个或多个专用集成电路（ASIC）来实现，其中每个功能或者某些功能的一些组合作为定制逻辑来实现。当然，可使用两种手段的组合。因此，在此将描述用于这些功能的方法和装置。此外，所期望的是，尽管可能存在大量的工作以及由例如可用时间、当前技术以及经济性考虑所促成的许多设计选择，但是本领域普通技术人员在受到本文所公开的概念和原理的指导时，将能够很容易地利用最低限度的实验来产生这样的软件指令和程序以及IC。

概述

本发明的实施例涉及用于多相系统中的过调制的方法、系统和设备。所公开的用于控制多相系统的操作和调节向多相电机提供的电流的方法、系统和设备可在诸如混合动力/电动车辆（HEV）的操作环境中实现。在现在将要描述的示例性实现中，控制技术和技巧将被描述成应用于混合动力/电动车辆。然而，本领域的技术人员应意识到的是，在其他系统的情况下可应用相同或类似的技术和技巧，在所述其他系统中，期望在一个或多个相遭遇故障或失效时控制多相系统的操作和调节向该系统中的多相电机提供的电流。在这点上，在此公开的任何概念一般都可应用于“车辆”，并且如在此所使用地，术语“车辆”宽广地指具有AC电机的非生物运输机构。另外，术语“车辆”不受诸如汽油或柴油燃料之类的任何具体推进技术限制。而是，车辆还包括混合动力车辆、蓄电池电动车辆、氢动力车辆和利用各种其他代用燃料操作的车辆。

如在此所使用地，术语“交流（AC）电机”一般指“将电能转换成机械能或者反之亦然的装置或设备”。AC电机一般可分类成同步AC电机和异步AC电机。同步AC电机可包括永磁电机和磁阻电机。永磁电机包括表面式永磁电机（SMPMM）和内置式永磁电机（IPMM）。异步AC电机包括感应电机。尽管AC电机可以是AC马达（例如，用于转换其输入处的AC电能功率以产生机械能或功率的设备），但AC电机不局限于是AC马达，而是还可以包括用于将其原动机处的机械能或功率转换成在其输出处的AC电能或功率的发电机。任何电机都可以是AC马达或AC发电机。AC马达是由交流电驱动的电动马达。在有些实现中，AC马达包括具有供应以交流电从而产生旋转磁场的线圈的外部固定的定子、和附接至输出轴的由旋转场给予扭矩的内部转子。取决于所使用的转子的类型，AC马达可分类成同步的或异步的。

图2A是根据所公开实施例的矢量控制马达驱动系统100的一个示例的框图。系统100经由耦联至五相AC电机120的五相脉宽调制（PWM）变换器模块110来控制五相AC电机120，使得通过调整对五相AC电机120进行控制的电流指令，五相AC电机120可有效地使用向五相PWM变换器模块110提供的DC输入电压（V_dc）。在一个特定的实现中，矢量控制马达驱动系统100可用于控制HEV中的扭矩。

在以下对一个特定的非限制性实现的说明中，五相AC电机120被描述成五相AC供电马达120，并且尤其被描述成五相永磁同步AC供电马达（或者更宽广地被描述成马达120）；然而，应意识到的是，图示的实施例仅是所公开实施例可以被应用的AC电机的类型的一个非限制性示例，此外还应意识到的是，所公开的实施例可应用于包括五相或更多相的任何类型的多相AC电机。

五相AC马达120经由五个变换器电极耦联至五相PWM变换器模块110，并且基于从PWM变换器模块110接收的五相正弦电流信号产生机械功率（扭矩×速度）。在有些实现中，利用位置传感器（未图示）测量五相AC马达120的转子的角位置（θr）或“轴位置”，而在其他的实现中，可通过利用无传感器位置估计技术在不使用位置传感器的情况下估计五相AC马达120的转子的角位置（θr）。

在描述系统100的操作细节之前，将参考图2B提供对五相电压源变换器110的一个示例性实现的更详细说明（包括其如何连接至五相AC马达120）。

图2B是包括有连接至五相AC马达120的五相电压源变换器110的马达驱动系统的一部分的框图。应指出的是，图2A中的五相电压源变换器110和五相马达120不局限于该实现；相反，图2B只是图2A中的五相电压源变换器110和五相马达120如何能够在一个特定实施例中实现的一个示例。

如图2B所图示地，五相AC马达120具有连接至马达端子A、B、C、D、E的五个定子或马达绕组120a、120b、120c、120d、120e，并且五相PWM变换器模块110包括电容器270和五个变换器子模块115-119。在该特定实施例中，在相A中，变换器子模块115耦联至马达绕组120a，在相B中，变换器子模块116耦联至马达绕组120b，在相C中，变换器子模块117耦联至马达绕组120c，在相D中，变换器子模块118耦联至马达绕组120d，以及在相E中，变换器子模块119耦联至马达绕组120e。马达绕组A、B、C、D、E（120a、120b、120c、120d、120e）一起耦联在中性点（N）处。进入马达绕组A 120a的电流流出马达绕组B-E 120b-120e，进入马达绕组B 120b的电流流出马达绕组A、C、D、E 120a和120c-120e，进入马达绕组C 120c的电流流出马达绕组A、B、D、E 120a、120b、120d、120e，进入马达绕组D 120d的电流流出马达绕组A、B、C、E 120a-120c和120e，以及进入马达绕组E 120e的电流流出马达绕组A-D 120a-d。

作为结果所得到的相电流或定子电流（Ia-Ie）122、123、124、125、126流过相应的定子绕组120a-e。在定子绕组120a-120e中的每个定子绕组上的相与中性点之间的电压分别标识为V_an、V_bn、V_cn、V_dn、V_en，其中在定子绕组120a-120e中的每个定子绕组中产生的反电动势（EMF）电压分别示出为由理想电压源产生的电压E_a、E_b、E_c、E_d、E_e，所述每个理想电压源分别被示出为与定子绕组120a-120e串联连接。如所公知地，这些反EMF电压E_a、E_b、E_c、E_d、E_e是通过永磁转子的旋转在相应的定子绕组120a-120e中感生的电压。尽管未示出，但马达120耦联至驱动轴。

变换器110包括：电容器270；包括第一双开关272/273、274/275的第一变换器子模块115；包括双开关276/277、278/279的第二变换器子模块116；包括双开关280/281、282/283的第三变换器子模块117；包括双开关284/285、286/287的第四变换器子模块118；和包括双开关288/289、290/291的第五变换器子模块119。同样地，变换器110具有十个固态可控开关装置272、274、276、278、280、282、284、286、288、290和十个二极管273、275、277、279、281、283、285、287、289、291，以适当地开关复合电压（V_DC），并提供对五相AC马达120的定子绕组120a、120b、120c、120d、120e的五相通电。

尽管未图示，但闭环马达控制器可从马达120接收马达指令信号和马达操作信号，并产生用于控制变换器子模块115-128内的固态开关装置272、274、276、278、280、282、284、286、288、290的开关动作的控制信号。以下将描述用于构成这些控制信号的这些开关矢量的示例。通过向单独的变换器子模块115-119提供合适的控制信号，闭环马达控制器相应地控制变换器子模块115-119内的固态开关装置272、274、276、278、280、282、284、286、288、290的开关动作，从而相应地控制向马达绕组120a-120e提供的变换器子模块115-119的输出。向马达绕组120a、120b、120c、120d、120e提供由五相变换器模块110的变换器子模块115-119产生的合成定子电流（Ia…Ie）122-126。如以下将描述地，电压V_an、V_bn、V_cn、V_dn、V_en、E_a、E_b、E_c、E_d、E_e和在节点N处的电压取决于变换器模块110的变换器子模块115-119中的开关272、274、276、278、280、282、284、286、288、290的开路/闭合状态随着时间的过去而波动。

再次参考图2A，矢量控制马达驱动系统100包括：扭矩至电流映射模块140、同步（SYNC.）坐标系（frame）电流调节器模块170、过调制预处理器180、同步至静止（SYNC.-TO-STAT.）转换模块102、αβ参考坐标系至abcde参考坐标系（αβ-to-abcde）转换模块106、空间矢量（SV）PWM模块108、五相PWM变换器110、abcde参考坐标系至αβ参考坐标系（abcde-to-αβ）转换模块127、和静止至同步（STAT.-TO-SYNC.）转换模块130。

扭矩至电流映射模块140接收扭矩指令信号（Te*）136、基于转子/轴位置输出（θr）121的导数产生的轴的旋转角速度（ωr）138和DC输入电压（V_DC）139来作为输入，取决于实施方式，可能还连同各种其他系统参数一起作为输入。扭矩至电流映射模块140使用这些输入来产生d轴电流指令（Id*）142和q轴电流指令（Iq*）144，d轴电流指令（Id*）142和q轴电流指令（Iq*）144将导致马达120产生处于速度（ωr）138时的指令的扭矩（Te*）。尤其地，扭矩至电流映射模块140使用所述输入，以将扭矩指令信号（Te*）136映射成d轴电流指令信号（Id*）142和q轴电流指令信号（Iq*）144。同步参考坐标系的d轴和q轴电流指令信号（Id*、Iq*）142、144是具有作为时间的函数的恒定值的DC指令。

abcde至αβ转换模块127接收从马达120反馈的测量的五相静止参考坐标系反馈定子电流（Ia…Ie）122-126。abcde至αβ转换模块127使用这些五相静止参考坐标系反馈定子电流122-126，以执行abcde参考坐标系至αβ参考坐标系的转换，从而将五相静止参考坐标系反馈定子电流122-126转换成静止参考坐标系反馈定子电流（Iα、Iβ）128、129。可利用任何已知的转换技术，包括利用在以下方程（1）中限定的矩阵，来执行abcde至αβ转换。

在方程（1）中，表示五相静止参考坐标系反馈定子电流122-126的列矢量乘以转换矩阵和比例因子，以产生表示静止参考坐标系反馈定子电流（Iα、Iβ）128、129的列矢量。

静止至同步转换模块130接收静止参考坐标系反馈定子电流（Iα、Iβ）128、129和转子角位置（θr）121，并且使用（例如处理或变换）这些静止参考坐标系反馈定子电流（Iα、Iβ）128、129，以产生同步参考坐标系d轴电流信号（Id）132和同步参考坐标系q轴电流信号（Iq）134。静止至同步转化的过程为本领域所公知，并且为了简洁起见不再详细描述。

同步坐标系电流调节器模块170接收同步参考坐标系d轴电流信号（Id）132、同步参考坐标系q轴电流信号（Iq）134、d轴电流指令（Id*）142和q轴电流指令（Iq*）144，并使用这些信号，以产生同步参考坐标系d轴电压指令信号（Vd*）172和同步参考坐标系q轴电压指令信号（Vq*）174。同步参考坐标系电压指令信号（Vd*、Vq*）172、174是具有用于稳态操作的作为时间函数的恒定值的DC指令。由于当前指令是在同步参考坐标系中的DC信号，所以同AC静止参考坐标系电流指令比较起来，它们更容易调节。电流至电压转化的过程可实现为比例积分（PI）控制器，这为本领域所公知，并且为了简洁起见不再详细描述。

过调制预处理器180接收同步参考坐标系d轴电压指令信号（Vd*）172和同步参考坐标系q轴电压指令信号（Vq*）174。过调制预处理器180处理这些电压指令信号172、174，以产生修正的同步参考坐标系d轴电压指令信号（Vd**）182和修正的同步参考坐标系q轴电压指令信号（Vq**）184。优化修正的电压指令信号（Vd**、Vq**）182、184，使得可经由过调制来增加由变换器模块110产生的输出电压信号。在2010年3月11日提交的名称为“METHODS, SYSTEMS AND APPARATUS FOR OVERMODULATION OF A FIVE-PHASE MACHINE”并且被转让给本发明受让人的美国专利申请No. 12/722,166中详细描述了由过调制预处理器180执行的处理过程，该美国专利申请在此通过引用方式全文并入。

同步至静止转换模块102接收修正的电压指令信号（Vd**、Vq**）182、184作为输入，并且还接收转子位置输出（θr）121一起作为输入。响应于修正的电压指令信号（Vd**、Vq**）182、184和测量的（或估计的）转子位置角（θr）121，同步至静止转换模块102执行dq至αβ转换，以产生α轴静止参考坐标系电压指令信号（Vα*）104和β轴静止参考坐标系电压指令信号（Vβ*）105。静止参考坐标系α轴和β轴电压指令信号（Vα*、Vβ*）104、105是在静止参考坐标系中，并因此具有作为正弦波变化的值，所述正弦波是作为时间的函数。同步至静止转化的过程为本领域所公知，并且为了简洁起见不再详细描述。

αβ至abcde转换模块106接收静止参考坐标系电压指令信号（Vα*、Vβ*）104、105，并基于这些信号产生被发送至空间矢量（SV）PWM模块108的静止参考坐标系电压指令信号（Vas*…Ves*）107（也称为“相电压信号”或者“相电压指令信号”）。可利用任何已知的转换技术，包括利用在以下方程（2）中限定的矩阵，来执行αβ至abcde转换。

在方程（2）中，表示静止参考坐标系电压指令信号（Vα*、Vβ*）104、105的列矢量乘以转换矩阵和比例因子，以产生表示静止参考坐标系电压指令信号（Vas*…Ves*）107（或者“相电压指令信号”）的列矢量。

五相PWM变换器模块110耦联至SVPWM模块108。SVPWM模块108用于相电压指令信号（Vas*…Ves*）107的脉宽调制（PWM）控制。基于在图2A中未图示而是替代地在SVPWM模块108处内部产生的占空比波形（例如图8）来产生开关矢量信号（Sa…Se）109，以在每个PWM周期期间具有特定的占空比。根据公开的实施例，可在空间矢量（SV）PWM模块108处补偿或调整占空比波形（在图2A中未图示），使得在每个PWM扇区（sector）中施加正确的相电压指令信号（Vas*…Ves*）107。SVPWM模块108基于所述占空比波形（在图2A中未图示）来修正相电压指令信号（Vas*…Ves*）107，以产生向五相PWM变换器模块110提供的开关矢量信号（Sa…Se）109。在SVPWM模块108中实现的特定SV调制算法可以是任何已知的SV调制算法。

开关矢量信号（Sa…Se）109控制PWM变换器110中的开关的开关状态，以产生每相A、B、C、D、E处的五相电压指令。开关矢量信号（Sa…Se）109是在每个PWM周期期间具有特定占空比的PWM波形，所述特定占空比由在SVPWM模块108处内部地产生的占空比波形（例如图8）来决定。五相PWM变换器模块110接收DC输入电压（V_dc）和开关矢量信号（Sa…Se）109，并使用它们，以便在变换器电极处产生五相交流（AC）电压信号波形，其以变化的速度（ωr）来驱动五相AC电机120。

五相内置式永磁同步电机120接收由PWM变换器110产生的五相电压信号，从而以指令的扭矩Te* 136产生马达输出。在该特定的实现中，电机120包括五相内置式永磁同步电动机（IPMSM）120，但可以是任何五相AC电机。

尽管在图2A中未图示，但系统100还可包括耦联至五相AC电机120的轴并由该轴驱动的齿轮。如上所述，可对测量的反馈定子电流（Ia-Ie）进行感测、取样，并向abcde至αβ转换模块127提供该测量的反馈定子电流（Ia-Ie）。

电压开关矢量

在SVPWM模块108和变换器模块110处实现空间矢量脉宽调制（SVPWM）技术，以控制脉宽调制（PWM），从而基于DC输入139产生以变化的速度驱动五相AC供电电机120的交流（AC）波形。

图3A和图3B是图示了用于驱动五相变换器模块110中的开关的三十二个“状态空间”电压开关矢量（V₁…V₃₀）中的三十个“状态空间”电压开关矢量的状态空间电压开关矢量图的图示。图3C是对用于表示图3A和图3B中示出的每个电压开关矢量的开关矢量信号（Sa…Se）109的通/断（0/1）状态的不同组合进行了总结的表格。如上所述，利用开关矢量信号（Sa…Se）109来控制PWM变换器110中的开关的开关状态，以产生五相静止参考坐标系反馈定子电流122-126。必须控制五相电压源变换器模块110，使得绝不会有相同变换器子模块115-119或“支路（leg）”中的两个开关都接通的时间，从而防止DC电源短路。同样地，操作在相同变换器子模块115-119中的开关，使得当一个开关断开时，另一个开关接通，并且反之亦然。如图3A中所图示地并如图3C中所总结地，这导致了用于变换器110的三十二个可能的电压开关矢量，其中具有三十个有效电压开关矢量（V₁至V₃₀）和两个零电压开关矢量（V₀和V₃₁）。每个电压开关矢量（V₀…V₃₁）均用于表示图2B中的五相电压源变换器110的开关的开关状况。换句话说，三十二个电压开关矢量（V₀…V₃₁）中的每个电压开关矢量均表示五相电压源变换器110中开关的可能开关状态的不同组合。

为了进一步详细说明，在任何特定时间的给定相中（A…E）中，开关中的一个开关断开，并且开关中的另一开关接通（即，在特定变换器子模块中的两个开关必须具有相反的通/断状态）。例如，作为关于相A的一个示例，当开关272接通时，开关274断开，并且反之亦然。

同样地，对于特定的变换器子模块，在该变换器子模块中的两个开关的通/断状态可表示成二进制的1或者二进制的0。例如，当给定相中的上开关接通（并且下开关断开）时，位值为一（1），而当给定相中的下开关接通（并且上开关断开）时，位值为零（0）。例如，作为关于相A的示例，当上开关272接通（并且下开关274断开）时，第一位（从左至右）的值为一（1）。

因此，在图3A中，有效电压开关矢量（V₁…V₃₀）中的每个有效电压开关矢量均与紧接该有效电压开关矢量的括号中对应的五位二进制数一起进行图示。在图3B中，每个电压开关矢量的标识符（V₁…V₃₀）均具有与该特定的电压开关矢量相关联的对应开关状态进行标识的标识符。第一位（从左至右）表示相A的变换器子模块115的开关272、274的状态，第二位（从左至右）表示相B的变换器子模块116的开关276、278的状态，第三位（从左至右）表示相C的变换器子模块117的开关280、282的状态，诸如此类等等。

因此，有效电压开关矢量（V₁）表示在如下状态时的情形：关于相A，上开关272接通（并且下开关274断开），从而第一位（从左至右）的值为一（1）；关于相B，上开关276接通（并且下开关278断开），从而第二位（从左至右）的值为一（1）；关于相C，上开关280断开（并且下开关282接通），从而第三位（从左至右）的值为零（0）；关于相D，上开关284断开（并且下开关286接通），从而第四位（从左至右）的值为零（0）；以及关于相E，上开关278接通（并且下开关290断开），从而第五位（从左至右）的值为一（1）。因此，有效电压开关矢量（V₁）具有对应的开关状态位模式（11001）。换句话说，由电压开关矢量（V₁）表示的开关状态为（11001），意指相A、B、E为高，而相C和D为低。

零电压开关矢量（V₀）表示如下的开关情形，其中关于相A-E，所有的上开关断开（并且所有的下开关接通）。因此，零电压开关矢量（V₀）具有对应的开关状态位模式（00000），其指示所有五个相A-E中的全部上开关都断开，并且所有五个相A-E中的全部下开关都接通。类似地，零电压开关矢量（V₃₁）具有对应的开关状态位模式（11111），其指示所有五个相A-E中的全部上开关都接通，并且所有五个相A-E中的全部下开关都断开。

如图3B中所指示地，电压开关矢量图包括具有沿逆时针方向增加的扇区号（1…10）的十个（10）扇区。扇区（1…10）中的每个扇区均被限定在十个有效电压开关矢量（V₁至V₁₀）中的两个有效电压开关矢量之间。这些十个扇区用于控制PWM变换器110中的开关的开关动作，以基于操作条件来控制马达120中的电流。图4是图示了三个不同的调制区域以及通过将规格化到DC环节电压的十个大电压开关矢量相结合形成的十边形区域的图示。如图4中所图示地，仅利用了十个大电压开关矢量（即，V₁、V₂、V₃、V₄、V₅、V₆、V₇、V₈、V₉、V₁₀）和零电压开关矢量（V₀、V₃₁），以便对于给定的DC环节电压来最大化基本输出电压。如以下将进一步描述地，在每个PWM循环中，关于任何特定扇区的两个最相邻的有效电压开关矢量（即，界定该扇区的有效电压开关矢量）和两个零电压开关矢量（V₀、V₃₁）被用于分别为相A…E产生称作修正的开关矢量信号（Sa…Se）109（图2A）的PWM波形。向图2B中的五相电压源变换器110中开关的栅极提供开关矢量信号（Sa…Se）109，以控制这些开关的开关动作。

同样如图3A、图3B和图4中所图示地，当经由线来结合十个大电压开关矢量（即，V₁、V₂、V₃、V₄、V₅、V₆、V₇、V₈、V₉、V₁₀）时，这就形成了十边形区域310。

图4还图示了：十边形区域310限定三个不同的调制区域410、420、430（经由圆圈指示），所述三个不同的调制区域410、420、430以下称作线性调制区域410、第一过调制区域420和第二过调制区域430。在两个大电压开关矢量的任何组合中限定了类似的调制区域。以下将参考图示了扇区号1-3的放大视图的图5A来更详细地描述调制区域410、420、430中的每个调制区域。

图5A是更详细地图示了图4的扇区号1-3的放大视图，其图示了调制区域410、420、430。另外，图5A还图示了：具有大小（V_r）540和角度（α）542的基准电压矢量、关于线性调制区域410的线性区域电压阈值（V_lin）550、关于第一过调制区域420的第一电压阈值（V_I）560、关于第二过调制区域430的第二电压阈值（V_II）570、以及开关矢量V₁（302）、V₂（304）和V₃（306）。图5B是更详细地示出了图5A的调制区域410、420、430的放大视图，并且还示出了在十边形区域310与线性调制区域410、第一过调制区域420和第二过调制区域430之间的交点422、432、434、436、438。

PWM的性能可以表征为调制指数（MI），调制指数（MI）可限定成归一化基本基准电压。如在此所使用地，“调制指数（MI）”是峰值基本相电压（V_r）与最大可用电压的比率。MI可经由方程限定，其中，并且V_d和V_q是由电流控制器170输出的d轴电压指令信号（Vd*）172和q轴电压指令信号（Vq*）174。调制指数的范围是从0到1。

在V₁与V₂之间的第一扇区（扇区1）中，基准电压矢量的大小（V_r）可在方程（3）中作为时间的函数表示如下：

其中V₁是具有对应的开关状态位模式（11001）的大电压开关矢量（V₁），V₂是具有对应的开关状态位模式（11000）的大电压开关矢量（V₂），而V₀是具有对应的开关状态位模式（00000）的零电压开关矢量（V₀）。时间（t₁）是大电压开关矢量（V₁）被用于产生基准电压矢量的持续时间，时间（t₂）是大电压开关矢量（V₂）被用于产生基准电压矢量的持续时间，而时间段（T_pwm）是基本脉宽调制周期。时间段T_pwm-t₁-t₂是零电压开关矢量（V₀）被用于产生基准电压矢量的持续时间。以下将相关于每个调制区域来更详细地描述这些时间。

大电压开关矢量（V1）具有可在方程（4）中作为DC环节电压（V_dc）的函数表示如下的大小：

大电压开关矢量（V₂）可在方程（5）中作为大电压开关矢量（V₁）的函数表示如下：

关于线性调制区域410的线性区域电压阈值（V_lin）550具有可在方程（6）中作为大电压开关矢量（V1）和DC环节电压（V_dc）的函数表示如下的大小：

关于第一过调制区域420的第一电压阈值（V_I）560具有可在方程（7）中作为DC环节电压（V_dc）的函数表示如下的大小：

关于第二过调制区域430的第二电压阈值（V_II）570具有可在方程（8）中作为DC环节电压（V_dc）的函数表示如下的大小：

在五相系统中，三个重要的调制区域410、420、430可依据它们的调制指数来限定。所述区域被限定成线性调制区域410、第一过调制区域420和第二过调制区域430。在线性调制区域410中，调制指数介于零与0.9669的范围之间，如在以下方程（9）中所描述的那样：

在第一过调制区域420中，调制指数介于0.9669与0.98322的范围之间，如在以下方程（10）中所描述的那样：

在第二过调制区域430中，调制指数介于0.98322与1.0000的范围之间，如在以下方程（11）中所描述的那样：

五相电机的过调制

已确认了三个重要的调制区域410、420、430，现在将描述用于过调制的方法、系统和设备。

可以使用例如在2010年3月11日提交的名称为“METHODS, SYSTEMS AND APPARATUS FOR OVERMODULATION OF A FIVE-PHASE MACHINE”并且转让给本发明受让人的美国专利申请No.12/722,166中描述的那些技术经由过调制来增加由变换器模块110产生的输出电压，该美国专利申请在此以引用的方式全文并入。

简言之，过调制用于优化控制五相PWM控制变换器模块110的电压指令182、184，以增加向五相电机120提供的变换器输出电压。通过经由过调制来增加变换器的输出电压，可改善/提高由五相电机120产生的最大可用机械扭矩，这继而可改善/提高电机效率并改善五相电机的动态性能。此外，这还可增加了调制指数（MI），这允许改善对电池电压（V_dc）的利用。

现在将描述这样的实施例，所述实施例能够提供用于调整PWM波形的占空比的机制，从而使得在存在过渡转变角的每个扇区中都施加正确的相电压。这能减少向多相电机施加的相电压中的变化/误差，使得可适当地调节相电流，从而减小电流/扭矩振荡，这继而可改善电机效率和性能以及对DC电压源的利用。

图6是图示了根据所公开实施例中的一些的方法600的流程图。

在步骤610处，SVPWM模块108为当前扇区确定扇区边界信息，并且计算：当前PWM周期786的角跨度785、下一PWM周期794的预测角跨度（DeltaPos）795、和多个过渡转变角790、792、793。

扇区边界信息包括：当前扇区的扇区边界起始角782和当前扇区的扇区边界终止角784。扇区位于预定的位置（例如，0o、36o、72o、108o、144o，等等），并且可通过在每个PWM周期的当前PWM边界角（CurAng）788处从旋转变压器（resolver）（位置传感器×因子）读取（随电机旋转而变化的）同步位置来确定关于当前扇区的扇区边界782、784。

PWM周期的持续时间由PWM发生器的开关频率决定。该开关频率是固定的，并且因此PWM周期也是固定的，这是由于PWM发生器以固定的频率运转。电机的转速根据其如何操作而变化（即，不以固定转速来控制电机的转速），并且由于电机的转速不固定，所以其不与PWM周期同步。然而，可从速度传感器或位置传感器读取特定的瞬时速度，并且由于开关频率固定，所以可基于特定的瞬时速度和所述开关频率来确定一个PWM周期中的电角度数。因此，由于可从速度传感器或位置传感器读取特定的瞬时速度，并且由于开关频率固定，所以可基于特定的瞬时速度和所述开关频率来确定一个PWM周期中的角跨度（或电角度数）。

因此，可根据如下的方程（12），基于PWM发生器的开关频率和多相电机特定的瞬时速度（以rpm为单位）来计算当前PWM周期786的角跨度（DeltaPos）785：

角跨度=（速度/60*电极对）*（1/开关频率）*360度   （12）

如图7C中所图示地，当前PWM周期786的角跨度785由表示当前PWM周期786起始的旧PWM边界角（OldAng）787和表示当前PWM周期786终止（以及表示下一PWM周期794起始）的当前PWM边界角（CurAng）788限定。旧PWM边界角（OldAng）787是当前PWM边界角（CurAng）788与当前PWM周期786的角跨度（DeltaPos）785之间的差。

在当前PWM周期786期间，或者在下一PWM周期794出现之前，SVPWM模块108可使用对当前PWM周期786的持续时间的认知，来预测或预报下一PWM周期794的预测角跨度（DeltaPos）795。预测角跨度（DeltaPos）795是由下一PWM周期所覆盖的角距离。速度从一个PWM周期到下一PWM周期的任何变化都是可忽略的，或者是如此之小，以致其不会显著地影响所计算的预测结果。由于速度在PWM周期内不会显著改变，所以可假定预测的角跨度（DeltaPos）795与当前PWM周期786的角跨度785相同。预测的角跨度（DeltaPos）795允许在当前PWM周期786期间预测或预报下一预报的PWM周期794的下一PWM边界角（NxtAng）798。可作为当前PWM边界角（CurAng）788与当前PWM周期786的角跨度785的和来计算下一PWM边界角（NxtAng）798。如图7C中所图示地，预测的角跨度（DeltaPos）795被限定在表示下一PWM周期794起始的当前PWM边界角（CurAng）788与表示下一PWM周期794终止的下一PWM边界角（NxtAng）798之间。

基于扇区边界信息和从过调制处理器提供的保持角（α_h）799来计算过渡转变角。过渡转变角包括第一过渡转变角（X1）790、第二过渡转变角（X2）792和第三过渡转变角（X3）793。图8是时序图，其示出了基于图2A的相电压指令信号（Vas*…Ves*）107在一个电循环上对于每相（A、B、C、D、E）在图2A的SVPWM模块108处计算和处理的占空比PWM波形。每个过渡转变角对应于图8中任何线的方向发生变化的拐角。只有当保持角（α_h）799在图7C中为18度时，图8中的斜线才变成竖直线。以下将详细描述图8。

如以下将描述地，图7A的方框710和718图示了可在图6的步骤610的一个示例性实现中执行的步骤。

经过预测在下一PWM周期中是否出现过渡转变角（X1、X2、X3）中的一个或多个过渡转变角（在下一PWM周期出现之前），可调整在下一PWM周期期间的占空比，使得可施加补偿，以便帮助确保在下一PWM周期期间按预期地施加正确的相电压。

在步骤620处，SVPWM模块108确定在下一PWM周期794的预测角跨度（DeltaPos）795内是否将出现过渡转变角（X1、X2、X3）中的任何一个。如以下将描述地，图7A的方框720图示了可在图6的步骤620的一个示例性实现中执行的步骤719、721、730、738、746、754。

当SVPWM模块108（在620处）确定在下一预报的PWM周期期间不出现过渡转变角（X1、X2、X3）时，方法600进入步骤630，在步骤630中，SVPWM模块108在不施加任何PWM补偿的情况下为下一预报的PWM周期设定占空比。在一个实施例中，SVPWM模块108在无任何修正的情况下为下一预报的PWM周期设定占空比。在步骤630的一个实现中，SVPWM模块108将占空比设定为X%（例如0%）的占空比或Y%（例如100%）的占空比。

在步骤630之后，方法600然后进入步骤660，在步骤660中，SVPWM模块108为下一PWM周期产生脉宽调制（PWM）波形。在此，用于下一PWM周期的脉宽调制波形的占空比是来自步骤630的设定占空比（无补偿）。方法600然后终止于步骤680。

相反，当SVPWM模块108（在620处）确定在下一预报的PWM周期期间将出现过渡转变角（X1、X2、X3）时，方法600进入步骤640，在步骤640中，SVPWM模块108为下一PWM周期计算占空比的调整或补偿。这样，可修正将在下一PWM周期期间产生的开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形所用的占空比。对占空比的修正帮助了确保在过渡转变角X1、X2、X3处施加正确的相电压（或者“静止参考坐标系电压指令”）信号（Vas*…Ves*）107，这减小了向电机施加的相电压的变化，改善了对相电流的调节，从而减小了电流/扭矩振荡。例如，在一个非限制性示例中，当预报了过渡转变角（X1）将出现在下一PWM周期的中间时，则可在当前PWM周期的终止边界角处施加50%的占空比，而不是先前计算的100%的占空比。通过将占空比调整至合适的值，可产生合适的相电压，并且电流调节器的鲁棒性将得以改善，从而帮助减小和/或消除电流/扭矩振荡。相反，如果当存在过渡转变角（X1、X2、X3）时不修正占空比，则由于对于整个下一PWM周期794将施加在当前PWM边界角（CurAng）788处计算的占空比，所以在下一PWM周期794中将施加错误的相电压。当预报有过渡转变角时，可相应地调整占空比。这避免了向电机施加错误的相电压，并因此减小了电流振荡/尖峰和扭矩脉动。

用于下一PWM周期的占空比调整或补偿可取决于预期过渡转变角在哪里出现而变化。在图7B的方框722（步骤724、726、728）、图7D的方框731（步骤733、734、736）、图7F的方框739（步骤741、742、744）、图7H的方框747（步骤749、750、752）和图7J的方框755（步骤757、758、760、762、764、766）中均图示了可以被执行以实现图6的步骤640的那些步骤的一个示例性实现。如将描述地，为下一PWM周期计算的占空比补偿可至少为以下的一种：（1）“后沿100%补偿”（例如，图7B的步骤726、图7D的步骤734和图7J的步骤766）；（2）“前沿100%补偿”（例如，图7B的步骤728、图7F的步骤744和图7J的步骤764）；（3）“后沿0%补偿”（例如，图7D的步骤736和图7J的步骤762）；（4）“前沿0%补偿”（例如，图7F的步骤742和图7J的步骤760）；（5）“下降沿斜率推导的（derived）补偿”（例如，图7H的步骤750）；或（6）“上升沿斜率推导的补偿”（例如，图7H的步骤752）。以下将更详细地描述这些不同类型的占空比补偿。

在步骤640之后，方法600进入步骤650。在650处，当为下一PWM周期产生脉宽调制波形时，SVPWM模块108施加所计算的占空比调整或补偿。将根据在步骤640处计算的占空比调整或补偿来修正为下一PWM周期产生的脉宽调制波形的占空比。在图7B的方框723（步骤727、729）、图7D的方框732（步骤735、737）、图7D的方框740（步骤743、745）、图7H的方框748（步骤751、753）和图7J的方框756（步骤761、763、765、767）中图示了可以被执行以实现图6的步骤650的那些步骤的一个示例性实现。方法600然后终止于步骤680。根据提出的方法600，通过在步骤610处预报扇区的过渡转变，可以（为静止参考坐标系电压指令或者“相电压”信号（Vas*…Ves*）107）计算合适的占空比，并且所述合适的占空比可用于修正开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比。通过向PWM波形施加计算的占空比补偿的占空比修正向电机提供了更精确的静止参考坐标系电压指令信号（Vas*…Ves*）107。因此，改善了电流调节。

图7A、图7B、图7D、图7F、图7H和图7J是图示了根据所公开实施例中的一些的方法600在其应用于特定扇区时的一个实现的流程图。将参考图7C、图7E、图7G、图7I、图7K来说明图7A、图7B、图7D、图7F、图7H和图7J。

扇区限定、扇区边界、过渡转变角、当前的PWM周期和预报的PWM周期

图7C、图7E、图7G、图7I、图7K分别图示了由扇区边界终止角784和扇区边界起始角782限定的特定扇区。扇区指的是两个相邻的电压开关矢量之间的角跨度（例如，五相系统中的36度），所述电压开关矢量用于产生开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形109，开关矢量信号（Sa…Se）109驱动五相变换器模块中的开关。扇区的角跨度由在此称作扇区边界起始角782和扇区边界终止角784的两个扇区边界限定。应指出的是，在图7C、图7E、图7G、图7I、图7K中，沿扇区的角度值沿着顺时针方向增大（即，在+X轴处为0度，在-Y轴处为90度，在-X轴处为180度，并且在+Y轴处为270度）。扇区的角跨度将取决于电机具有多少相而改变。例如，在五相电机的实施方式中，扇区的角跨度为36度，然而在三相电机的实施方式中，扇区的角跨度为60度。

在图7C、图7E、图7G、图7I、图7K中，相对于扇区边界终止角784和扇区边界起始角782图示了当前的PWM周期786和下一预报的PWM周期794的相对角位置。

当前的PWM周期786被限定在表示当前PWM周期786起始的旧的角787与表示当前PWM周期786终止的当前角788之间。换句话说，旧的角787和当前PWM边界角（CurAng）788限定了当前PWM周期786的角跨度。

可从速度传感器或位置传感器读取特定的瞬时速度，并且由于开关频率固定，所以可基于特定的瞬时速度和所述开关频率来确定一个PWM周期中的电角度数。

这允许在当前的PWM周期786期间预测或预报下一预报的PWM周期794的下一PWM边界角（NxtAng）798。

如图7C中所图示地，例如，下一预报的PWM周期794开始于当前角788，并将终止于下一PWM边界角（NxtAng）798。换句话说，当前的PWM边界角（CurAng）788和下一PWM边界角（NxtAng）798限定了下一预报的PWM周期794的角跨度。

基于保持角（α_h）计算的角度值

在图7C、图7E、图7G、图7I、图7K中，还图示了第一过渡转变角（X1）790、第二过渡转变角（X2）792、和/或第三过渡转变角（X3）793。第一过渡转变角（X1）790和第二过渡转变角（X2）792可位于扇区边界之间（即，在扇区边界终止角784与扇区边界起始角782之间）的任何地方，然而，第三过渡转变角（X3）将总是在当前扇区外。

第一过渡转变角（X1）790表示计算的扇区边界起始角782与保持角（α_h）799的和。保持角（α_h）799是作为调制指数的函数的可变指令，并可通过过调制预处理器180产生，正如在例如名称为“METHODS, SYSTEMS AND APPARATUS FOR OVERMODULATION OF A FIVE-PHASE MACHINE”的美国专利申请No.12/722,166中详细描述的那样。

第二过渡转变角（X2）792表示计算的扇区边界终止角784与保持角（α_h）799之间的差。

第三过渡转变角（X3）793表示计算的扇区边界终止角784与保持角（α_h）799的和。

保持角（α_h）799的值基于调制指数（MI）而变化，并可介于0度的最小值与等于扇区角跨度一半的最大度数之间。保持角（α_h）799等于第一过渡转变角（X1）790与扇区边界起始角782之间的差。保持角（α_h）799还等于扇区边界终止角784与第二过渡转变角（X2）792之间的差。因此，在图7C、图7E、图7G、图7I、图7K中，以下的关系适用：（1）扇区边界终止角784与第二过渡转变角（X2）792之间的差等于第一过渡转变角（X1）790与扇区边界起始角782之间的差；和（2）第一过渡转变角（X1）790与第二过渡转变角（X2）792的和等于扇区边界终止角784与扇区边界起始角782的和。

概述

现在如以下将描述地，SVPWM模块108可使用对当前PWM周期时间的持续时间和同步频率的认知来计算下一PWM周期所用的PWM周期角（DeltaPos）795（即，由下一PWM周期覆盖的角距离），SVPWM模块108可计算第一过渡转变角（X1）790、第二过渡转变角（X2）792和第三过渡转变角（X3）793，然后在下一预报的PWM周期794出现之前确定是否会在该下一预报的PWM周期中出现过渡转变角（X1、X2、X3）中的任何一个。当SVPWM模块108确定过渡转变角（X1、X2、X3）中的一个过渡转变角将出现在下一预报的PWM周期794中时，SVPWM模块108可计算占空比补偿，然后在下一PWM周期794出现之前施加计算的占空比补偿，以便将下一PWM周期794的占空比调整至合适的值。如果在下一PWM周期794中将出现过渡转变角（X1、X2、X3）中的一个过渡转变角时不调整占空比，则由于占空比不会考虑过渡转变角处的电压变化，从而将施加错误的相电压信号（Vas*…Ves*）107。

再次参考图7A，在步骤702处，SVPWM模块108确定电机是否在过调制区域中操作。当处理器确定电机没有在过调制区域中操作时，方法700终止于步骤770。

当SVPWM模块108确定电机在过调制区域中操作时，方法700进入步骤710。步骤710和718图示了在图6的步骤610的一个示例性实现中可由SVPWM模块108执行的步骤。在一个实现中，在步骤710处，SVPWM模块108确定或计算以下信息，包括：当前扇区的扇区边界起始角782、当前扇区的扇区边界终止角784、表示当前的PWM周期起始的旧的PWM边界角（OldAng）787、表示当前的PWM周期终止和下一PWM周期起始的当前PWM边界角（CurAng）788、下一PWM周期794的角跨度（DeltaPos）795、表示下一PWM周期794终止的下一PWM边界角（NxtAng）798、保持角（α_h）799、第一过渡转变角（X1）790、第二过渡转变角（X2）792和第三过渡转变角（X3）793。

在步骤718处，SVPWM模块108确定（例如，查找）正在为下一PWM周期794的哪一相确定占空比，使得其知道将修正开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的哪一相。如图8中所图示地，每个扇区（0…9）均具有关于特定相的过渡转变角。一旦识别了扇区号（0…9），则可识别需要修正占空比的相。

在图7B的719处，SVPWM模块108确定下一PWM边界角（NxtAng）798是否小于第一过渡转变角（X1）790或者当前PWM边界角（CurAng）788是否大于第三过渡转变角（X3）793，以预先确定下一预报的PWM周期是否将出现过渡转变角。如果满足这些条件中的任何一个（即，如果下一PWM边界角（NxtAng）798小于第一过渡转变角（X1）790，或者当前PWM边界角（CurAng）788大于第三过渡转变角（X3）793），则方法700进入步骤770，在步骤770处方法700终止。

相反，当（1）下一PWM边界角（NxtAng）798不小于第一过渡转变角（X1）790并且（2）当前PWM边界角（CurAng）788不大于第三过渡转变角（X3）793时，方法700进入步骤721。

如以下将参考图7B、图7D、图7F、图7H和图7J所描述地，SVPWM模块108可计算不同类型的占空比补偿并将其施加至开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形（当确定需要占空比调整时）。在图7B的方框722（步骤724、726、728）、图7D的方框731（步骤733、734、736）、图7F的方框739（步骤741、742、744）、图7H的方框747（步骤749、750、752）和图7J的方框755（步骤757、758、760、762、764、766）中图示了均可以被执行以实现图6的步骤640的那些步骤的一个示例性实现。

如以下将描述地，为下一PWM周期计算的经计算占空比（DC）调整或补偿可以是六种不同类型中的一种。关于图8，应指出的是，取决于施加的占空比补偿类型，当施加补偿时，修正（一个或两个相中的）相电压信号107中的一个或两个相电压信号的占空比。换句话说，当施加补偿时，并不修正所有五相中的所有占空比。

当保持角（α_h）799为“小”（意味着保持角799接近0度）并且预计在下一PWM循环中将出现单个过渡转变角（第一过渡转变角（X1）790或者第二过渡转变角（X2）792）时，则可以被施加以调整PWM波形的占空比的四种补偿中的一种补偿可以是：（1）前沿100%补偿、（2）后沿100%补偿、（3）前沿0%补偿或（4）后沿0%补偿。

前沿100%补偿产生小于100%的占空比。前沿100%补偿的示例包括：（图7B的步骤728的）前沿100%补偿、（图7F的步骤744的）前沿100%补偿、和（图7J的步骤764的）前沿100%补偿。

后沿100%补偿产生小于100%的占空比，但如以下将描述地，可与前沿100%补偿不同地计算所述后沿100%补偿。后沿100%补偿的示例包括：（图7B的步骤726的）后沿100%补偿、（图7D的步骤734的）后沿100%补偿、和（图7J的步骤766的）后沿100%补偿。

前沿0%补偿产生大于0%的占空比。前沿0%补偿的示例包括：（图7F的步骤742的）前沿0%补偿和（图7J的步骤760的）前沿0%补偿。

后沿0%补偿产生大于0%的占空比，但如以下将描述地，可与前沿0%补偿不同地计算所述后沿0%补偿。后沿0%补偿的示例包括：（图7D的步骤736的）后沿0%补偿和（图7J的步骤762的）后沿0%补偿。

当保持角（α_h）799为“大”（意味着保持角（α_h）799对于五相电机而言接近18度，或者保持角（α_h）799对于三相电机而言接近30度）并且预计在下一PWM周期中出现两个过渡转变角（第一过渡转变角（X1）790和第二过渡转变角（X2）792）时，则可以被施加以调整PWM波形的占空比的不同类型的补偿可以是：（5）下降沿斜率推导的补偿，其中后沿100%补偿和前沿0%补偿的组合被用于产生具有大于0%且小于100%的占空比的单个PWM循环；或者（6）上升沿斜率推导的补偿，其中前沿100%补偿和后沿0%补偿的组合被用于产生具有大于0%且小于100%的占空比的单个PWM循环。下降沿斜率推导的补偿的示例为（图7H的步骤750的）下降沿斜率推导的补偿，而上升沿斜率推导的补偿的示例为（图7H的步骤752的）上升沿斜率推导的补偿。当第一过渡转变角（X1）790和第二过渡转变角（X2）792出现在相同的PWM循环中时，施加后两种补偿。当从100%过渡转变至0%时，使用下降沿斜率推导的补偿，而当从0%过渡转变至100%时，使用上升沿斜率推导的补偿。还应指出的是，在一种特殊情况下，当保持角（α_h）799达到其最大值时，第一过渡转变角（X1）790与第二过渡转变角（X2）792并拢，并且当发生这种情况时，施加后沿补偿中的一种。

当方法700进入步骤719之后的步骤721时，SVPWM模块108确定保持角（α_h）799是否大于或等于扇区角跨度的一半（例如，在五相的实施方式中为18度，或者在三相的实施方式中为30度）。图7C是图示了如下情况的扇区图，其中保持角（α_h）799等于扇区的角跨度的一半，并且第一过渡转变角（X1）790和第二过渡转变角（X2）792落在或出现在下一预报的PWM周期794中并在所述扇区的中点处（即，在从扇区边界782起18度处）对齐。

再次参考图8，时序图示出了基于图2A的相电压指令信号（Vas*…Ves*）107在一个电循环上关于每相（A、B、C、D、E）在图2A的SVPWM模块108处计算和处理的占空比PWM波形。占空比PWM与相电压指令信号107之间的关系可以由如下方程确定：占空比PWM = 相电压*A+B，其中A为比例因子，而B为偏移量。

在图8中，十个扇区被标记成从0至9。电循环跨越所述10个扇区（0…9）。图8未示出对占空比的任何修正，但其示出了线段改变方向的过渡转变角。在一个电循环上，关于每相的每个PWM波形将经历四次过渡转变，在0（0%）与1（100%）之间的两次过渡转变，或者反过来的从1（100%）至0（0%）的两次过渡转变。例如，相A被图示成在扇区2中和扇区7中进行过渡转变，相B被图示成在扇区4中和扇区9中进行过渡转变，相C被图示成在扇区1中和扇区6中进行过渡转变，相D被图示成在扇区3中和扇区8中进行过渡转变，而相E被图示成在扇区0中和扇区5中进行过渡转变。

此外，在每个扇区（0…9）中，五相A-E中的一个相将经历斜线的过渡转变。PWM波形总是在偶数扇区中从1（或者100%）过渡转变至0（或者0%），并且在奇数扇区中从0（或者0%）过渡转变至1（或者100%）。例如，在扇区2中，相A从100%过渡转变至0%，而在扇区3中，相D从0%过渡转变至100%。在图8所描绘的情况下，在各个顺序的0和100%循环组之间存在一个或多个正常的PWM循环。这意味着在图8中，100%的占空比（每相的上水平线）由全部具有100%的占空比的多个PWM循环组成。0%的占空比（每相的下水平线）同样由全部具有0%的占空比的多个PWM循环组成。因此，图8中的每根轨迹均由多个PWM循环组成。

斜线的斜率将根据保持角（α_h）799的值而变化。当保持角（α_h）799为其最大值时，所述线变成大致竖直的。当保持角（α_h）799非常小时，所述线具有最小斜率，在非常接近竖直线（扇区边界）处发生过渡转变。过渡转变点距竖直线应是等距的。由于过调制模式仅在保持角（α_h）799大于0时出现，所以过渡转变点决不接触竖直线。

在图8中，斜向过渡转变对两个电压开关矢量之间的时间进行调制，以获得需要的电压。例如，当相E处的斜向过渡转变在1和0之间进行时，这对应于电压开关矢量V₁（11001），并且然后对应于扇区1的电压开关矢量V₂（11000）。然后在第二扇区2期间，随着相C处的斜向过渡转变在0和1之间来进行，这对应于电压开关矢量V₂（11000），并且然后对应于电压开关矢量V₂（11100）。

再次参考图7B，当SVPWM模块108确定保持角（α_h）799大于或等于扇区的角跨度的一半时，方法进入步骤724，在步骤724中，SVPWM模块108确定当前扇区是否为偶数编号的扇区。如图8所示，PWM波形总是在偶数扇区中从100%过渡转变至0%，并在奇数扇区中从0%过渡转变至100%。

在当前扇区为偶数编号的扇区时，所述方法进入步骤726，在步骤726中，SVPWM模块108计算后沿100%补偿，然后在步骤727处施加后沿100%补偿。如在此所使用地，术语“后沿100%补偿”指的是SVPWM模块108在步骤726处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（13）计算所述补偿（CompDuty）：

CompDuty = (x1 - CurAng)/DeltaPos                    （13）

其中x1是第一过渡转变角（x1）790，CurAng是当前的PWM边界角（CurAng）788，而DeltaPos是下一PWM周期794的计算的角跨度795。

在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（14）在步骤727处施加后沿100%补偿：

FirstModifiedPWM = FirstPWM*CompDuty          （14）

其中FirstPWM是取决于扇区用于特定相的第一过渡转变角（X1）790的PWM占空比，并且其中CompDuty是经由方程（13）所计算的计算占空比补偿。应指出的是，原始的占空比为100%，但在该情况下，可用方程（13）和（14）将该占空比修正至小于100%。被修正的特定的相（A…E）取决于扇区。

相反，当SVPWM模块108确定当前扇区不是偶数编号的扇区（或者确定是奇数编号的扇区）时，则所述方法进入步骤728，在步骤728中，SVPWM模块108计算前沿100%补偿，然后在步骤729处施加前沿100%补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比。如在此所使用地，术语“前沿100%补偿”指的是SVPWM模块108在步骤728处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（15）计算：

CompDuty = (NxtAng-x1)/DeltaPos            （15）

其中x1是第一过渡转变角（x1）790，NxtAng是表示下一PWM周期794的终止的下一PWM边界角（NxtAng）798，而DeltaPos是下一PWM周期794的计算的角跨度795。在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（16）在步骤729处施加前沿100%补偿：

FirstModifiedPWM = FirstPWM*CompDuty    （16）

其中FirstPWM是取决于扇区用于特定相的第一过渡转变角（X1）790的PWM占空比，并且其中CompDuty是经由方程（15）所计算的计算占空比补偿。

图9图示了根据所公开实施例的一些的在空间矢量（SV）PWM模块108处产生的开关矢量信号（Sa…Se）109的示例。图9图示了占空比在图7B和图7C中被修正时的示例，其中X1和X2处于相同的18度的保持角。换句话说，在图9中描绘的状况对应于图9中的过渡转变已经被修正以便提供正确的相电压107的情形。

在图9中，开关矢量信号（Sa…Se）109的每个循环中的上升沿和下降沿属于不同的PWM周期，并且为了图示的目的而示出了2个电循环的循环跨度。图9中的周期对应于图8中的周期。应指出的是，在该特定的关于处在过调制区域中的五相电机的示例性实现中，一个电循环跨越10个扇区（0…9），并且每个扇区具有三个（3）开关PWM周期。然而，应指出的是，取决于同步频率（速度）和变换器模块110可处理的开关频率，每扇区的开关周期的数量在其他实现中可变化。

图9图示的是，通过预报扇区的过渡转变，可计算并施加开关矢量信号（Sa…Se）109的占空比波形所用的合适占空比，使得在每个PWM扇区中施加正确的相电压指令信号（Vas*…Ves*）107（也被称作静止参考坐标系电压指令信号（Vas*…Ves*）107）。这导致静止参考坐标系电压指令信号（Vas*…Ves*）107中的较小的变化，结果，向电机施加更精确的相电压信号107。因此，改善了对相电流的调节，从而导致较小的电流/扭矩振荡。

再次参考图7B，当SVPWM模块108确定保持角（α_h）799小于扇区的角跨度的一半时，方法700进入图7D的步骤730。

在步骤730处，SVPWM模块108执行三次检查，以确定如何继续进行。更具体地，在步骤730处，SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788是否小于第一过渡转变角（X1）790，确定下一PWM边界角（NxtAng）798是否大于第一过渡转变角（X1）790，和确定下一PWM边界角（NxtAng）798是否小于第二过渡转变角（X2）792。

当SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788小于第一过渡转变角（X1）790、下一PWM边界角（NxtAng）798大于第一过渡转变角（X1）790、并且下一PWM边界角（NxtAng）798小于第二过渡转变角（X2）792时，则方法700进入步骤733，在步骤733中，SVPWM模块108确定当前扇区是否为偶数编号的扇区。

图7E是图示如下情形的扇区图，其中当前PWM边界角（CurAng）788小于第一过渡转变角（X1）790，下一PWM边界角（NxtAng）798大于第一过渡转变角（X1）790，下一PWM边界角（NxtAng）798小于第二过渡转变角（X2）792，并且只有第一过渡转变角（X1）790落在或出现在下一预报的PWM周期794中。在该情况下，由于第一过渡转变角（X1）790落在或出现在下一预报的PWM周期794中，所以将如下所描述地修正下一PWM周期期间的占空比。

再次参考图7D，在当前扇区为偶数编号的扇区时，所述方法进入步骤734，在步骤734中，SVPWM模块108计算后沿100%补偿，然后在735处施加后沿100%补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比，然后方法700终止于步骤770。如在此所使用地，术语“后沿100%补偿”指的是SVPWM模块108在步骤734处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于上述方程（15）计算。在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（17）在步骤735处施加后沿100%补偿：

FirstModifiedPWM = FirstPWM*(100%-CompDuty)    （17）

其中FirstPWM是取决于扇区用于特定相的第一过渡转变角（X1）790的PWM占空比，并且其中CompDuty是经由方程（15）所计算的计算占空比补偿。经由方程（15）对于上升沿和下降沿相同地计算补偿，但是该补偿在方程（16）的上升情况下被添加到0%，而在方程（17）中的下降情况下从100%中减去该补偿。参考图7E，作为后沿100%补偿的一个示例，当第一过渡转变角（X1）790出现在下一预报的PWM周期794中间时，必须补偿占空比，并且向上调整为该占空比计算的50%，以降低电压，从而在该PWM循环中模拟出小于100%的情况（在下一预报的PWM周期794中的第一过渡转变角（X1）790右边的部分）。由于该补偿对过渡转变从100%补偿至某一较小的值，所以该补偿为“后沿100%的”。应指出的是，（在步骤726处的）后沿100%补偿与（在步骤734处的）后沿100%补偿相同，除了下一周期的占空比在前一种情况下总是为0%而在后一种情况下可具有小于100%的任意值之外。

相反，当SVPWM模块108确定当前扇区不是偶数编号的扇区时，则所述方法进入步骤736，在步骤736中，SVPWM模块108计算后沿0%补偿，然后在步骤737处施加后沿100%补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比，然后方法700终止于步骤770。如在此所使用地，术语“后沿0%补偿”指的是SVPWM模块108在步骤736处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于以上的方程（15）计算。在一个实现中，SVPWM模块108因而基于如下的方程（18）在步骤737处施加后沿0%补偿：

FirstModifiedPWM = FirstPWM+(100%-FirstPWM)*CompDuty   （18）

其中FirstPWM是取决于扇区用于特定相的第一过渡转变角（X1）790的PWM占空比，并且其中CompDuty是经由方程（15）所计算的计算占空比补偿。后沿0%补偿是后沿100%补偿的倒数（reciprocal）。在图7E中，后沿0%补偿的示例是当从第一过渡转变角（X1）790处的0%过渡转变至第二过渡转变角（X2）792的100%时。在下一预报的PWM周期794期间施加的补偿是“后沿0%的”。向下调整为该PWM周期计算的10%的占空比，以使过渡转变点从0%延迟。

当SVPWM模块108确定当前的PWM边界角（CurAng）788不小于第一过渡转变角（X1）790、或者下一PWM边界角（NxtAng）798不大于第一过渡转变角（X1）790、或者下一PWM边界角（NxtAng）798不小于第二过渡转变角（X2）792时，则方法700进入图7F的步骤738。

在步骤738处，SVPWM模块108执行四次检查，以确定如何继续进行。更具体地，在步骤738处，SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788是否大于第一过渡转变角（X1）790，确定当前PWM边界角（CurAng）788是否小于第二过渡转变角（X2）792，确定下一PWM边界角（NxtAng）798是否大于第二过渡转变角（X2）792，和确定下一PWM边界角（NxtAng）798是否小于第三过渡转变角（X2）793。

当SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788大于第一过渡转变角（X1）790、当前PWM边界角（CurAng）788小于第二过渡转变角（X2）792、下一PWM边界角（NxtAng）798大于第二过渡转变角（X2）792、并且下一PWM边界角（NxtAng）798小于第三过渡转变角（X3）793时，则方法700进入步骤741，在步骤741中，SVPWM模块108确定当前扇区是否为偶数编号的扇区。

图7G是图示了如下情形的扇区图，其中当前PWM边界角（CurAng）788大于第一过渡转变角（X1）790，当前PWM边界角（CurAng）788小于第二过渡转变角（X2）792，下一PWM边界角（NxtAng）798大于第二过渡转变角（X2）792，下一PWM边界角（NxtAng）798小于第三过渡转变角（X3）793，并且只有第二过渡转变角（X2）792落在或出现在下一预报的PWM周期794中。在该情况下，由于第二过渡转变角（X2）792落在或出现在下一预报的PWM周期794中，所以将如下所描述地修正下一PWM周期期间的占空比。

再次参考图7F，在当前扇区为偶数编号的扇区时，所述方法进入步骤742，在步骤742中，SVPWM模块108计算前沿0%补偿，然后在743处施加前沿0%补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比。方法700然后终止于步骤770。如在此所使用地，术语“前沿0%补偿”指的是SVPWM模块108在步骤742处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（19、20和21）计算：

CompDuty = (NxtAng - x2)/DeltaPos      （19）

DutySlope=(A*AlphaHold+B)/(100%+AlphaHold*(C+D*AlphaHold))  （20）

NextDuty=DutySlope*（NxtAng - x2）+100%     （21）

其中A、B、C和D为常数，并且其中AlphaHold为保持角（α_h）799，其中x2是第二过渡转变角（X2）792，NxtAng是表示下一PWM周期794终止的下一PWM边界角（NxtAng）798，而DeltaPos是下一PWM周期794的计算的角跨度795。在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（22）在步骤743处施加前沿0%补偿：

FirstModifiedPWM = NextDuty*CompDuty       （22）

其中NextDuty是方程（21）的结果，并且其中CompDuty是经由方程（19）所计算的计算占空比补偿。在图7G中，当为下一预报的PWM周期794计算的100%的PWM值因第二过渡转变角（X2）792出现在该下一预报的PWM周期794中而需要向下补偿时，由于该补偿关于过渡转变从某一较大的值补偿至0%，所以该补偿是“前沿0%的”。

相反，当SVPWM模块108确定当前扇区不是偶数编号的扇区时，则所述方法进入步骤744，在步骤744中，SVPWM模块108计算前沿100%补偿，然后在步骤745处施加前沿100%补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比。方法700然后终止于步骤770。如在此所使用地，术语“前沿100%补偿”指的是SVPWM模块108在步骤744处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（19、20和23）计算：

CompDuty =（NxtAng - x2）/DeltaPos         （19）

DutySlope = (A*AlphaHold+B)/(100%+AlphaHold*(C+D*AlphaHold))  （20）

NextDuty = -DutySlope*（NxtAng - x2）+100%     （23）

在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（24）在步骤745处施加前沿100%补偿：

FirstModifiedPWM=（100% - NextDuty）（100%-CompDuty）+NextDuty （24）

其中NextDuty是方程（23）的结果，并且其中CompDuty是经由方程（19）所计算的计算占空比补偿。前沿100%补偿是前沿0%的补偿的倒数。在图7G中，前沿100%补偿的示例是当向上补偿为下一预报的PWM周期794所计算的90%的占空比以使第二过渡转变角（X2）792向左平移时。

当SVPWM模块108（在步骤738处）确定当前PWM边界角（CurAng）788不大于第一过渡转变角（X1）790、或者当前PWM边界角（CurAng）788不小于第二过渡转变角（X2）792、或者下一PWM边界角（NxtAng）798不大于第二过渡转变角（X2）792、或者下一PWM边界角（NxtAng）798大于第三过渡转变角（X3）793时，则方法700进入步骤746（图7H）。

在步骤746处，SVPWM模块108执行三次检查，以确定如何继续进行。更具体地，在步骤746处，SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788是否小于第一过渡转变角（X1）790，确定下一PWM边界角（NxtAng）798是否大于第二过渡转变角（X2）792，和确定下一PWM边界角（NxtAng）798是否小于第三过渡转变角（X3）793。

当SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788小于第一过渡转变角（X1）790、下一PWM边界角（NxtAng）798大于第二过渡转变角（X2）792、并且下一PWM边界角（NxtAng）798小于第三过渡转变角（X3）793时，则方法700进入步骤749，在步骤749中，SVPWM模块108确定当前扇区是否为偶数编号的扇区。

图7I是图示如下情形的扇区图，其中当前PWM边界角（CurAng）788小于第一过渡转变角（X1）790，下一PWM边界角（NxtAng）798大于第二过渡转变角（X2）792，下一PWM边界角（NxtAng）798小于第三过渡转变角（X3）793，并且第一过渡转变角（X1）790和第二过渡转变角（X2）792都落在或出现在下一预报的PWM周期794中。在该情况中，由于第一过渡转变角（X1）790和第二过渡转变角（X2）792落在或出现在下一预报的PWM周期794中，所以将如下所描述地修正下一PWM周期期间的占空比。

再次参考图7H，在当前扇区为偶数编号的扇区时，所述方法进入步骤750，在步骤750中，SVPWM模块108计算下降沿斜率推导的补偿，然后在743处施加下降沿斜率推导的补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比。方法700然后终止于步骤770。如在此所使用地，术语“下降沿斜率推导的补偿”指的是SVPWM模块108在步骤750处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（25）计算：

CompDuty1 = AlphaHold/(Sector boundary starting angle - CurAng)  （25）

其中，Sector boundary starting angle是扇区边界起始角。在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（26）在步骤751处施加“下降沿斜率推导的补偿”：

FirstModifiedPWM = FirstPWM（100% - CompDuty1）       （26）

其中CompDuty1是经由方程（25）所计算的计算占空比补偿。

相反，当SVPWM模块108确定当前扇区不是偶数编号的扇区（即，是奇数编号的扇区）时，则所述方法进入步骤752，在步骤752中，SVPWM模块108计算上升沿斜率推导的补偿，然后在步骤753处施加上升沿斜率推导的补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比。方法700然后终止于步骤770。

如在此所使用地，术语“上升沿斜率推导的补偿”指的是SVPWM模块108在步骤752处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（27）计算：

CompDuty1=AlphaHold/(Sector boundary starting angle-CurAng) （27）

在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（28）在步骤753处施加“上升沿斜率推导的补偿”：

FirstModifiedPWM = FirstPWM+（100% - FirstPWM）*CompDuty1  （28）

其中CompDuty1是经由方程（27）所计算的计算占空比补偿。

当SVPWM模块108（在步骤746处）确定当前PWM边界角（CurAng）788大于第一过渡转变角（X1）790、或者下一PWM边界角（NxtAng）798小于第二过渡转变角（X2）792、或者下一PWM边界角（NxtAng）798大于第三过渡转变角（X3）793时，则方法700进入步骤754（图7J）。

在步骤754处，SVPWM模块108执行三次检查，以确定如何继续进行。更具体地，在步骤754处，SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788是否大于第一过渡转变角（X1）790，确定当前PWM边界角（CurAng）788是否小于第二过渡转变角（X2）792，和确定下一PWM边界角（NxtAng）798是否大于第三过渡转变角（X3）793。

如图7J所图示地，当SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788小于第一过渡转变角（X1）790、或者当前PWM边界角（CurAng）788大于第二过渡转变角（X2）792、或者下一PWM边界角（NxtAng）798小于第三过渡转变角（X3）793时，则方法700进入步骤768。在步骤768处，SVPWM模块108在不施加任何PWM补偿的情况下为下一预报的PWM周期设定占空比。方法700然后进入步骤769，在步骤769中，SVPWM模块108为下一PWM周期产生脉宽调制（PWM）波形，之后，方法700终止于步骤770。在步骤769处，下一PWM周期的脉宽调制波形的占空比是设定的占空比（无补偿）。

相反，当SVPWM模块108确定当前PWM边界角（CurAng）788大于第一过渡转变角（X1）790、确定当前PWM边界角（CurAng）788小于第二过渡转变角（X2）792、并确定下一PWM边界角（NxtAng）798大于第三过渡转变角（X3）793时，则方法700进入步骤757，在步骤757中，SVPWM模块108查找用于下一扇区的相。在此，由于第三过渡转变角（X3）793在下一扇区而不在当前扇区中，所以在步骤757处查找用于下一扇区的相。

方法700然后进入步骤758，在步骤758中，SVPWM模块108确定当前扇区是否为偶数编号的扇区。

图7K是图示了如下情形的扇区图，其中当前PWM边界角（CurAng）788大于第一过渡转变角（X1）790，当前PWM边界角（CurAng）788小于第二过渡转变角（X2）792，下一PWM边界角（NxtAng）798大于第三过渡转变角（X3）793，并且第二过渡转变角（X2）792和第三过渡转变角（X3）793都落在或出现在下一预报的PWM周期794中。在该情况下，由于第二过渡转变角（X2）792和第三过渡转变角（X3）793落在或出现在下一预报的PWM周期794中，所以将如下所描述地修正下一PWM周期期间的占空比。

再次参考图7J，当SVPWM模块108确定当前扇区是偶数编号的扇区时，所述方法进入步骤760，在步骤760中，SVPWM模块108为当前扇区的相来计算前沿0%补偿，然后在步骤761处施加前沿0%补偿至当前扇区的相，以便为下一PWM周期产生修正的占空比，在762处计算后沿0%补偿，然后在步骤763处施加后沿0%补偿至下一扇区的相，以便为下一PWM周期产生修正的占空比。在此，可单独地处理每个过渡转变角，并且向不同的相施加两种补偿。方法700然后终止于步骤770。

如在此所使用地，术语“前沿0%补偿”指的是SVPWM模块108在图7J的步骤760处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（29、20和30）计算：

CompDuty1=（NxtAng - x3）/DeltaPos      （29）

DutySlope=（A*AlphaHold+B）/（100%+AlphaHold*（C+D*AlphaHold））   （20）

NextDuty=DutySlope*（NxtAng - x3）         （30）

在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（22）在步骤761处施加“前沿0%补偿”：

FirstModifiedPWM = NextDuty*CompDuty1     （22）

其中CompDuty1是经由方程（29）所计算的计算占空比补偿，并且其中NextDuty是方程（30）的结果。

如在此所使用地，术语“后沿0%补偿”指的是SVPWM模块108在图7J的步骤762处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（31）计算：

CompDuty2=(x2 - CurAng)/(Sector Boundary 798 - CurAng)  （31）

其中，Sector Boundary 798为扇区边界798。在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（32）在步骤763处施加“后沿0%补偿”：

SecondModifiedPWM = FirstPWM*（CompDuty2）   （32）

其中CompDuty2是经由方程（31）所计算的计算占空比补偿。

相反，当SVPWM模块108确定当前扇区是奇数编号的扇区时，所述方法进入步骤764，在步骤764中，SVPWM模块108计算前沿100%补偿，在步骤765处向当前扇区的相施加前沿100%补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比，然后在766处计算后沿100%补偿，然后在步骤767处向下一扇区的相施加后沿100%补偿，以便为下一PWM周期产生修正的占空比。方法700然后终止于步骤770。

如在此所使用地，术语“前沿100%补偿”指的是SVPWM模块108在图7J的步骤764处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（29、20和33）计算：

CompDuty3=（NxtAng–x3）/DeltaPos      （29）

DutySlope=（A*AlphaHold+B）/（100%+AlphaHold*（C+D*AlphaHold））  （20）

NextDuty = -DutySlope*（NxtAng–x3）+100%      （33）

在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（34）在步骤765处施加“前沿100%补偿”：

FirstModifiedPWM=（100%-NextDuty）*（100%-CompDuty3）+NextDuty     （34）

其中CompDuty3是经由方程（29）所计算的计算占空比补偿，并且其中NextDuty是方程（33）的结果。

如在此所使用地，术语“后沿100%补偿”指的是SVPWM模块108在图7J的步骤766处计算的补偿，以调整开关矢量信号（Sa…Se）109的PWM波形的占空比，并且在一个实现中可基于如下的方程（31）计算：

CompDuty2=（x2 - CurAng）/（Sector Boundary 798 - CurAng）   （31）

在一个实现中，SVPWM模块108然后基于如下的方程（35）在步骤767处施加“后沿100%补偿”：

SecondModifiedPWM=FirstPWM+（100%-FirstPWM）*CompDuty2 （35）

其中CompDuty4是经由方程（31）所计算的计算占空比补偿。

因此，已描述了当多相电机在过调制区域中操作时用于控制矢量控制马达驱动系统中的多相电机的操作的各种实施例。公开的实施例提供了用于调整PWM波形的占空比的机制，使得上升沿和下降沿过渡转变出现在正确的位置处。如上所述，这能减少向多相电机施加的相电压中的变化/误差，使得可适当地调节相电流，从而减小电流/扭矩振荡，这继而可改善电机效率和性能以及对DC电压源的利用。

本领域的技术人员还应意识到的是，与在此公开的实施例结合描述的各种例示性逻辑块、模块、电路和算法步骤可实现为电子硬件、计算机软件、或两者的组合。以上依据功能部件（或模块）和/或逻辑块部件（或模块）和各种处理步骤来描述了一些实施例和实现。然而，应意识到的是，这样的块部件（或模块）可通过构造成执行特定功能的许多硬件、软件和/或固件部件来实现。

为了清楚地说明硬件和软件的这种互换性，以上已大体上依据它们的功能性描述了各种例示性的部件、块、模块、电路和步骤。这样的功能性被实现为硬件还是软件，取决于特定的应用和施加于总体系统的设计约束。熟练的技术人员可为每个特定的应用以变化的方式来实现所描述的功能性，但这样的实现决策不应解释成导致了对本发明范围的偏离。例如，系统或部件的实施例可采用各种集成电路部件，例如存储器元件、数字信号处理元件、逻辑元件、查找表等等，这些集成电路元件可以在一个或多个微处理器或其他控制装置的控制下实现各种功能。另外，本领域的技术人员应意识到的是，在此描述的实施例仅是示例性的实现。

可利用通用处理器、数字信号处理器（DSP）、专用集成电路（ASIC）、现场可编程门阵列（FPGA）、或者被设计成执行在此描述的功能的其他可编程逻辑装置、分立的门（discrete gate）或晶体管逻辑、分离的硬件部件、或它们的任何组合来实现或执行与在此所公开的实施例结合描述的各种说明性逻辑块、模块和电路。通用处理器可以是微处理器，但替代性地，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可以实现为计算装置的组合，例如DSP和微处理器的组合、多个微处理器的组合、结合DSP芯的一个或多个微处理器、或者任何其他这样的构造。

与在此公开的实施例联系起来描述的方法或算法的步骤可直接在硬件中、在由处理器执行的软件模块中、或者在两者的组合中具体实现。软件模块可驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可拆卸盘、CD-ROM、或本领域已知的任何其他形式的存储介质中。示例性的存储介质可耦联至处理器，使得处理器可从存储介质中读取信息和将信息写入存储介质。替代性地，存储介质与处理器可以是整体的。处理器和存储介质可位于ASIC中。ASIC可位于用户终端中。替代性地，处理器和存储介质可作为分立部件位于用户终端中。

在该文献中，可仅仅将诸如第一和第二等等的关系术语用于使一个实体或动作与另一实体或动作区别开，而不必要求或暗示这些实体或动作之间的任何实际上的这种关系或次序。诸如“第一”、“第二”、“第三”等等的数字序数简单地指示多个的不同单个，而不是暗示任何顺序或次序，除非在权利要求的语句中明确限定。在任何权利要求中的文字顺序并不暗示必须以根据这种次序的时间或逻辑次序来执行，除非其由权利要求的语句明确限定。过程步骤在不偏离本发明范围的情况下可以以任何顺序进行互换，只要这样的互换不与权利要求的语句抵触并且在逻辑上不荒谬即可。

此外，取决于上下文，用于描述不同元件之间的关系的诸如“连接”或“耦联至”的文字不暗示必须在这些元件之间进行直接的物理连接。例如，两个元件彼此可通过一个或多个额外元件来物理地、电子地、逻辑地或以任何其他方式连接到彼此。

尽管在前述详细说明中已介绍了至少一个示例性实施例，但应意识到的是，存在许许多多的变体。还应意识到的是，一个或多个示例性实施例仅是示例，并不旨在以任何方式限制本发明的范围、适用性或构造。相反地，前述详细说明给本领域的技术人员提供了用于实现一个或多个示例性实施例的便利路线图。应理解的是，在不偏离由本发明的所附权利要求及其法律等同物中阐述的本发明范围的情况下，可在元件的功能和布置中作出各种变化。