具有快速响应的宽动态范围静电计

摘要

用于测量电流的方法以及装置包括如果第一电压在预定电平以下，则感测放大器的输出处的第一电压、以及基于第一电压和第一电阻元件的电阻计算电流，该第一电阻元件电耦合在放大器的反相输入和放大器的输出之间。该方法还包括如果从放大器输出的电压在预定电平以上，则感测缓冲器的输出处的第二电压、以及基于第一和第二电压以及第一电阻元件和第二电阻元件的电阻计算电流，该第二电阻元件电耦合在放大器的反相输入和缓冲器的输入之间，并且还通过至少一个二极管电耦合到放大器的输出。

说明书

技术领域

本发明一般涉及用于测量电流的方法以及系统。具体而言，本发明涉及用 于快速地测量具有宽动态范围的电流的方法以及系统。

背景

静电计测量极低电平的宽范围的电流。例如，质谱仪使用具有从小于0.1 皮安(pA)到10.0飞安(fA)的八个数量级的覆盖范围的电流传感器。测 量电流的最直接方法是在反馈配置中使用运算放大器。图1示出其中电阻器R (101)是反馈元件的反馈配置。运算放大器30包括反相输入32A、非反相输 入32B和输出34。电阻器R电耦合在放大器30的输出34和放大器30的反相 输入32A之间，以形成反馈回路。非反相输入32B接地。在该配置中，输出电 压Vout根据以下关系与输入电流Iin相关：

Vout＝IinR。

然而，此类配置具有许多问题。对于给定带宽和温度，输入电流噪声与电 阻器R的电阻的平方根成反比。因此，随着电阻器R的电阻降低，输入电流噪 声增加(类似地，随着电阻器R的电阻增加，输入电流噪声减少)。

输入电流噪声还与带宽和绝对温度的平方根成正比。确定响应时间的带宽 由反馈电阻器R的值和其固有电容以及任何杂散电容形成的时间常数支配。为 了改进响应时间，通过选择具有小电阻值的电阻器R来减小时间常数。但是， 部分地由于增大的带宽和部分地由于较小的电阻，这具有增加噪声的效果。

积分可用于减少噪声。噪声与积分时间的平方根成反比。因此，随着积分 时间增加，噪声减少。但是，积分有效地降低带宽并增加静电计的响应时间。 积分时间和带宽之间的关系为

$\mathrm{Bw}=\frac{1}{\pi ·T}\mathrm{Hz}.$

由此，一秒积分时间等效于0.318Hz的带宽。并且随着积分时间增加，带宽减 小，由此增加响应时间。

使用具有单个反馈电阻器R的运算放大器的静电计还具有有限的动态范 围。动态范围由可测量的最大信号与RMS噪声电平的两倍的比率确定，这可 表示可适当地检测的最小信号。对于10伏特的满标度信号，满标度电流将是安培。电阻器R两端的电压噪声由伏特RMS给出，其中K＝1.38  x 10^-23(玻尔兹曼常数)、T＝以°K为单位的绝对温度、R＝以欧姆为单位的电 阻、而Bw＝以赫兹为单位的带宽(假设砖墙式(brick-wall)滤波器)。因此， 等效电流噪声将是

如果最小可检测信号是噪声的两倍，则动态范围将是

$\frac{5}{\sqrt{4·K·T·R·\mathrm{Bw}}}:1.$

表格1在以下列出在300°K的绝对温度可从各个电阻器和带宽获得的动态范 围：

表格1。

如表格1所示，用具有较低电阻的电阻器来实现最佳的动态范围。在一些 应用中，最大可用信号电流约为200nA，其对于10伏特的信号表示50兆欧的 电阻器。然而，电阻值低于50兆欧的反馈电阻器R无法用于获取更好的动态 范围，因为满标度输出将是不可能的。实际上，如果将大输入电流施加到电阻 值低于50兆欧的反馈电阻器R，则电压输出Vout将饱和(即，Vout将等于施 加到运算放大器30的源电压电平)。

增加动态范围的一种方法是增加包括电阻器Ra、Rb和Rc(102a-c)的电 阻器组、以及提供可选电阻电平的开关或继电器Sa、Sb和Sc(103a-c)(如 图1所示)。然而，此类电阻器组具有若干缺点。首先，具有最小漏电流的开 关是复杂的，并且因此是昂贵的。第二，具有继电器的开关感生静电场，并且 引入干扰输入电流信号的其他干扰。第三，使用开关导致在电阻器之间切换时 的冗长的稳定时间。最后，如果将大的超标度输入信号施加到具有高电阻值的 电阻器，则开关具有过载恢复时间问题。

概述

本发明一般表征为用于测量电流的系统以及方法。本发明的一个优点在 于，它在从数百纳安下至数百飞安的宽动态范围上提供了更快的电流测量。本 发明的另一优点在于，它消除了饱和或过载问题，这些问题给出坏的数据并且 导致过载恢复时间问题。

在一方面，本发明表征为静电计。静电计包括放大器、电阻元件、具有高 阻抗输入的缓冲器、以及至少一个二极管。放大器具有反相输入、非反相输入 和输出。电阻元件包括第一电阻元件和第二电阻元件。每一电阻元件具有第一 端和第二端。电阻元件的第一端电耦合到放大器的反相输入。第一电阻元件的 第二端电耦合到放大器的输出。缓冲器具有输入和输出。第二电阻元件的第二 端电耦合到缓冲器的输入。至少一个二极管电耦合在放大器的输出和第二电阻 元件的第二端之间。

在一些实施例中，缓冲器是具有反相输入、非反相输入和输出的第二放大 器。第二放大器的输出电耦合到第二放大器的反相输入。在该配置中，第二放 大器的非反相输入是缓冲器的输入，而第二放大器的输出是缓冲器的输出。

在一些实施例中，静电计还包括电耦合到放大器和缓冲器的输出的计算单 元。计算单元基于第一和第二电阻元件的电阻值以及放大器和缓冲器的输出处 的电压电平计算电流电平。

在一些实施例中，第一电阻元件的电阻大于第二电阻元件的电阻。第二电 阻元件的电阻可在10兆欧和100兆欧之间，而第二电阻元件的电阻可在5千 兆欧姆和50千兆欧姆之间。在一些实施例中，电阻元件的电阻值之间的比率 大于10。

在一些实施例中，多个二极管包括第一二极管以及低泄漏和低电容第二二 极管，其各自具有第一端和第二端。第二二极管的第一端电耦合到缓冲器的输 入，而第二二极管的第二端电耦合到第一二极管。在一些实施例中，第一二极 管是小信号硅二极管。在一些实施例中，静电计还包括将第二二极管的第二端 电耦合到地的第三电阻元件。

在一些实施例中，静电计还包括电容器以及具有输入和输出的可调增益放 大器。可调增益放大器的输入可电耦合到第二二极管的第二端。可调增益放大 器的输出可通过电容器电耦合到第二二极管的第一端。可调增益放大器被配置 成使具有与第二二极管中的电荷相反的电荷的电容器放电。

在一些实施例中，静电计还包括温度控制器，该温度控制器耦合到至少第 二二极管、放大器和高阻抗缓冲器。在一些实施例中，多个二极管包括成对的 二极管，其中每一对中的二极管并联地电耦合，并且被安排成具有相反的极性。 在一些实施例中，静电计还包括第一去假频(anti-alias)滤波器和第二去假频 滤波器。第一去假频滤波器电耦合到放大器的输出，而第二去假频滤波器电耦 合到缓冲器的输出。静电计还包括第一模数(A/D)转换器和第二A/D换器。 第一A/D转换器电耦合到第一去假频滤波器的输出，而第二A/D转换器电耦合 到第二去假频滤波器的输出。

在另一方面，本发明表征为用于测量电流的方法。该方法包括如果第一电 压在预定电平以下，则感测放大器的输出处的第一电压、以及基于第一电压和 第一电阻元件的电阻计算电流，该第一电阻元件电耦合在放大器的反相输入和 放大器的输出之间。该方法还包括如果从放大器输出的电压在预定电平以上， 则感测缓冲器的输出处的第二电压、以及基于第一和第二电压以及第一电阻元 件和第二电阻元件的电阻计算电流，该第二电阻元件电耦合在放大器的反相输 入和缓冲器的输入之间。

在一些实施例中，该方法还包括采样电耦合在缓冲器的输入和放大器的输 出之间的多个二极管中的至少一个的正向电压的改变、以及将第一电荷注入多 个二极管中的至少一个。第一电荷与多个二极管中的至少一个相关联的第二电 荷相反。在一些实施例中，该方法还包括调节第一电荷的电平以与多个二极管 中的至少一个相关联的第二电荷相匹配。

在一些实施例中，感测电压包括读取从电耦合到放大器的输出的第一A/D 转换器输出的第一电压数据、以及读取从电耦合到缓冲器的输出的第二A/D转 换器输出的第二电压数据。

在一些实施例中，该方法还包括将零输入信号施加到放大器的反相输入、 以及从第一A/D转换器读取第一电压数据以获取零输入电压数据。在这些实施 例中，基于第一电阻元件的电阻计算电流包括计算第一电压数据和零输入电压 数据之间的差值、以及将该结果除以第一电阻元件的电阻以获取第一电流数 据。在一些实施例中，该方法还包括从第二A/D转换器读取第二电压数据以获 取第二零输入电压数据。在这些实施例中，基于第一电阻元件和第二电阻元件 的电阻计算电流包括计算第二电压数据和第二零输入电压数据之间的差值、将 该结果除以第二电阻元件的电阻以获取第二电流数据、以及对第一电流数据和 第二示例数据求和。

附图简述

本发明的上述和其他对象、特征和优点以及本发明本身从与不一定按比例 绘制的附图一起审阅时的以下说明性描述得到更全面的理解。

图1是根据现有技术的静电计的示意图。

图2A-2C是根据本发明的说明性实施例的静电计的示意图。

图3是根据本发明的说明性实施例的用于测量电流的系统的框图。

图4是根据本发明的说明性实施例的、用于基于从图3的系统的A/D转换 器输出的电压数据计算电流值的过程的流程图。

图5是根据本发明的另一说明性实施例的静电计的示意图。

图6是示出图5的静电计在噪声方面的性能的图表。

图7A-7C是示出图5的静电计在稳定时间方面的性能的图表。

详细描述

图2A是根据本发明的说明性实施例的静电计200的示意图。静电计200 包括两个高输入阻抗静电计放大器A1和A2(210、220)，诸如AD549运算 放大器。静电计200还包括电阻器R1和R2(231、232)。在该实施例中，电 阻器R1具有20千兆欧姆的电阻，而电阻器R2具有50千兆欧姆的低电阻。电 阻器R1的第一端237电连接到放大器A1(210)的反相输入211，而电阻器 R1的第二端239电连接到放大器A1的输出212。放大器A1和电阻器R1的该 配置形成电流-电压转换器。

静电计200还包括串联连接的三个二极管，D1、D2和D3(201-203)。 在一些实施例中，二极管D1(201)和D2(202)是小信号硅二极管(例如， 1N418型二极管)，而二极管D3(203)是极低泄漏和低电容二极管(例如， FJH1100型二极管)。电阻器R2的第一端234电连接到放大器A1的反相输入 211，而电阻器R2的第二端236通过串联连接的三个二极管201-203电连接到 放大器A1的输出。电阻器R2的第二端236还连接到放大器A2(220)的反相 输入221，该放大器A2已被配置为通过使放大器A2的输出222电连接到放大 器A2的反相输入223而具有高阻抗输入的缓冲器放大器。放大器A2的输出处 的电压表示二极管D3的阴极209上的电压。被配置为具有高阻抗输入的缓冲 器的放大器220防止电耦合到电阻器R2的第二端的任何其他电路加载静电计 和干扰其操作。

当将增加电流信号Iin施加到放大器A1的反相输入211时，放大器A1的 输出处的电压开始上升。当二极管D1和D2开始导通时，电压信号出现在二极 管D3的阳极207上。随着电流信号进一步增加，二极管D3开始导通，并且电 流I2流过电阻器R2。在二极管D3开始导通之后，并且假设放大器A1和A2 的输入电流和偏移电压是可忽略的，施加到放大器A1的反相输入211的输入 电流Iin等于通过电阻器R1的电流I1和通过电阻器R2的电流I2之和。电流 I1等于输出电压V1除以电阻器R1的值，而电流I2等于二极管D3的阴极209 上的电压除以电阻器R2的电阻值。由此，电流Iin由以下等式给出：

$\mathrm{Iin}=I1+I2=\frac{V1}{R1}+\frac{V2}{R2}.$

只有当输出电压V1大于串联连接的三个二极管(D1、D2和D3)的正向 电压(Vf)之和时，电流I2才可流过电阻器R2。结果，在极低电流处，输出 电压V2完全由来自电阻器R2的噪声组成，而输出电压V1表示总输入电流。

在更高的输入电流处，其中输出电压V1大于二极管D1、D2和D3的正向 电压，电流I2将流过电阻器R2，而输入电流Iin由输入电压V1和V2两者表 示。输出电压V1和V2可连接到各个A/D转换器，以使其数据输出可由数字 逻辑电路或在计算机处理器上运行的软件程序读取。

满标度电流主要由电阻器R2确定，但是如果软件程序在输出电压V1小于 二极管的Vf时只记录输出电压V1并且忽略输出电压V2，则噪声由R1确定， 并且来自R2的噪声是无关的。由于R2确定满标度范围且R1确定噪声基底 (floor)，因此该优点赋予静电计电路比正常动态范围宽的动态范围。由此， 本发明将来自较低值电阻器R2的满标度范围的益处与来自较高值电阻器R1的 较低噪声的益处相结合。

只要二极管D1、D2和D3是导通的，R1和R2实际上就并联，从而响应 由该并联组合和任何杂散电容确定。该并联组合由R2的相对较低电阻主导， 这使得时间常数小且因此响应快速。在较低电流处，当二极管D1、D2和D3 不导通时，响应由R1和其杂散电容确定。由此，本发明的各个实施例在大部 分动态范围上确保快速响应。

确定图2A和2B的静电计的动态范围是直接的。对于图2A和2B的静电 计，来自电阻器R1的电压噪声由以下给出：

零信号RMS电流噪声电平除以电阻器R1的电阻值由以下给出：

并且，最小可检测信号将为两倍，即，

来自根据本发明实施例的静电计的满标度输出信号电平几乎完全由10伏特输 出范围和电阻器R2的值确定。

因此，最大输出信号为动态范围可根据以下表达式计算：

$\frac{\mathrm{MaximumOutputSignal}}{\mathrm{Minimum>}}:1.$

因此，具有10伏特满标度输出的图2A和2B的静电计的动态范围由以下等式 给出：

$\frac{\frac{10}{R_2}}{2[\frac{\sqrt{4·K·T·R·\mathrm{Bw}}}{R_1}}:1=\frac{5·R1}{R2·\sqrt{4·K·T·R1·\mathrm{Bw}}}:1.$

以下表格2针对各种带宽和等效积分时间(括号中所示)比较使用单个电 阻器的静电计以及图2A和2B的静电计的动态范围。

表格2。

如表格2所示，本发明的示例实施例实现了幅值比只使用单个电阻器的静电计 大至少一个数量级的动态范围。

在一些实施例中，电阻器R2的电阻值可在10兆欧和100兆欧之间，而电 阻器R1的电阻值可在5千兆欧姆和50千兆欧姆之间。例如，电阻器R2可具 有47兆欧的标准电阻值。在一些实施例中，电阻器R1和R2的电阻值之间的 比率大于10。该比率可取决于特定应用所需的动态范围和响应时间。该比率还 可取决于输入电流信号的电平和期望输出信号电平。例如，如果最大电流信号 为2E-7安培，则需要50兆欧的电阻器来获取10伏特的输出信号。

当输入电流信号降至二极管D1、D2和D3停止导通的点(即，转接点) 时，二极管D3因其内部电容和剩余正向电压Vf而仍然包含小量电荷。该电荷 通过电阻器Rg被放电到地。

如果未使用电阻器Rg，则当在低电流电平处操作时(当二极管都不导通 时)，串联连接的二极管D1、D2和D3以及电阻器R2将与电阻器R1并联连 接。结果，二极管D1、D2和D3跨电阻器R1的电容将破坏来自电阻器R1的 响应。通过添加电阻器Rg，二极管D1、D2和D3的电容解除到地的耦合，由 此恢复来自电阻器R1的响应。电阻器Rg还确保存在明确的低电平信号区域， 在该范围上由于电阻器Rg将低端Vf泄漏从二极管D1和D2分流到地，因此 二极管D3无法传递任何电流。

然而，包含在二极管D3中的、通过电阻器Rg被放电到地的电荷导致电流 I2中的为误差的“尖头信号(blip)”。该误差可通过经由电容器将相等且相 反的电荷注入到二极管D3的阴极209上来克服，该电容器在一些实施例中是 极小的低泄漏电容器。在一些实施例中，电容器由PTFE直立端子(stand-off) 的中心引脚和该直立端子的电镀安装孔组成。在一些实施例中，此类电容器可 总计为约0.18pF。为了将相等且相反的电荷注入到二极管D3的阴极209上， 反相放大器在其换向期间对二极管D3的Vf中的变化采样，并且经由电容器将 二极管D3的Vf中的变化施加到二极管D3的阴极209。反相放大器可包括可 调增益，以使电容器所移除的电荷可被设置成与二极管D3上的电荷相匹配。 可使用电位计或其他合适的电子组件来调节反相放大器的增益。

图2B是根据本发明的另一实施例的静电计的示意图。在该实施例中，移 除图2A的静电计的二极管D2，并且用具有高阻抗输入的缓冲器240替换放大 器A2。结果，降低电流I2开始流过R2时的输出电压V1的电平。在其他实施 例中，二极管D1和D2可用三个或更多个二极管的串替换以增加电流I2开始 流过R2时的输出电压V1。

图2C是根据本发明的另一实施例的静电计的示意图。除了图2C的静电计 的组件以外，该实施例还包括电阻器R3(233)、串联连接的二极管D4(204) 和D5(205)、缓冲器241、以及电阻器Rg2(216)。电阻器R3电耦合在放 大器A1的反相输入和缓冲器241的输入之间。二极管D4和D5电耦合在电阻 器R3的第二端236和二极管D3的阴极235之间。类似于电阻器Rg，电阻器 Rg2将二极管D5的阴极和二极管D4的阳极的结电耦合到地。在该实施例中， 当输出电压V1足够大时，二极管D4和D5导通，电流I3流过电阻器R3，并 且相应的输出电压V3出现在缓冲器241的输出处。当所有二极管导通时，计 算单元可基于输出电压V1、V2和V3以及电阻器R1、R2和R3的电阻值(即， 通过计算流过电阻器R1、R2和R3的电流并对这些电流求和)计算电流。该 实施例提供了比图2A和2B的实施例大的动态范围。其他实施例可包括附加电 阻器、二极管和缓冲器以进一步增加动态范围。

图3是根据本发明的说明性实施例的用于测量电流的静电计系统300的框 图。系统300包括温度控制器320、电流测量电路310、一对去假频滤波器301a-b、 一对A/D转换器302a-b、以及数字计算单元330。电流测量电路310可包括用 于测量电流的模拟电路。该电路可包括图2A-2C所示的电路。

温度控制器320电耦合到加热器元件，该加热器元件位于电流测量电路310 的关键组件附近。在一些实施例中，温度控制器320控制加热器元件的温度以 将关键组件的温度稳定到约50摄氏度以减少漂移。关键组件可包括但不限于， 图2A所示的静电计电路的放大器A1和A2以及二极管D1、D2和D3。加热 器元件可包括安装在静电计的印刷电路板(PCB)的表面上在关键组件以及其 屏蔽盒附近的电阻器。

然而，加热静电计使到放大器A1和A2的偏置电流增加，这进而增加其 噪声贡献。与电阻器R1和R2的噪声相比，该噪声可变得显著。该电阻器噪声 还可略微地增加，但是由于其与绝对温度的平方根成比例，因此从25摄氏度 到50摄氏度只将电阻器噪声增加小的因数(例如，约4％)。

静电计系统300还包括过滤从电流测量电路输出的电压的去假频滤波器 301a-b。静电计系统300还包括电耦合到相应去假频滤波器301a-b的A/D转换 器302a-b。在一些实施例中，可以每秒3750个样本(sps)的速度对A/D转换 器同时采样。这可通过从同一时钟驱动A/D转换器302a-b两者和通过使用适 当命令(例如，针对ADS1256 A/D转换器的“同步”命令)以使在同一时间触 发A/D转换器302a-b所执行的转换来实现。

在一些实施例中，去假频滤波器301a-b可将模拟带宽限于约1.4KHz，该 模拟带宽充裕地在A/D转换器302a-b的3750sps采样速度的一半以下。去假 频滤波器301a-b还可衰减电压输出信号V1和V2(例如，衰减0.25的衰减因 数)以使其与A/D转换器302a-b(例如，ADS1256 A/D转换器)兼容。由于模 拟电压输出信号V1和V2所需的宽动态范围，去假频滤波器301a-b可不同地 连接到A/D转换器302a-b以使共模噪声最小化。

在一些实施例中，A/D转换器302a-b设置在与电流测量电路310的PCB 组装件分开的PCB组件上。在一些实施例中，包围A/D转换器302a-b的电路 的布局被设计成减少A/D转换器302a-b中的噪声。还可将低噪声基准电压提 供给A/D转换器302a-b以减少噪声。

静电计系统300还包括对从A/D转换器302a-b输出的数字电压数据执行 计算以获取电流测量数据的数字计算单元330。由于静电计电流信号可固有地 具有与其相关联的零偏移，因此数字计算单元330可基于来自不具有输入信号 的A/D转换器的读数施加零校正。

在决定是否要针对小信号拒绝来自电阻器R2的噪声(当电流未流过电阻 器R2时)中，数字计算单元330从与电阻器R1相关联的A/D转换器302b读 取原始数字电压数据(即，与输出电压V1相对应的数字电压数据)。如果电 压数据的绝对值小于10000H(十六进制)(或者在到去假频滤波器301b的输 入处为156mV、或在到A/D转换器302b的输入处为39mV(由于去假频滤波 器的0.25衰减因数))，则忽略输出电压V2(与较小电阻器R2相关联)。在 一些实施例中，数字计算单元330将所有数据乘以一因数以补偿去假频滤波器 301a、301b中的衰减因数(例如，乘以4的因数以补偿0.25的衰减因数)，可 能需要该因数来适应满标度范围的A/D转换器302a-b。

数字计算单元330可包括执行用于基于从A/D转换器输出的数字电压数据 计算电流的以下软件指令的处理器：

如果ABS(V20G)＞10000H，

则I＝[{(V20G-V20GZ)/20E+9}+{(V50M-V50MZ)/47E+6}]*4，

否则I＝[(V20G-V20GZ)/20E+9]*4，

其中V20G是从与较大电阻器R1相关联的模拟-电压转换器302b读取的电压， V20GZ是从与具有零信号输入的较大电阻器R1相关联的模拟-电压转换器 302b读取的电压，V50G是从与较小电阻器R2相关联的模拟-电压转换器302a 读取的电压，V50GZ是从与具有零输入信号的较小电阻器R2相关联的模拟电 压转换器302a读取的电压，而“ABS()”是确定到函数的给定输入的幅值的函 数。

在其他实施例中，数字计算单元330可将原始数字电压数据转换成十进制 数字，并且使用该数字来确定电压V1是否大于156mV或其他预定电压值。例 如，图4是用于基于从图3系统的A/D转换器输出的电压数据计算电流值的过 程410的流程图，过程410可被实现为数字计算单元330中的数字电路。在401 开始之后，从A/D转换器301a-b读取具有和不具有零输入的数字数据(412)。 接下来，在413将数字数据转换成十进制值。接下来，确定输出电压V1是否 大于156mV(或与串联连接的二极管(例如，图2A的D1、D2和D3)的转接 点相关联的任何其他电压电平)(414)。如果输入电压V1大于156mV，则根 据以下等式计算电流：I＝{(V1-V1(零输入))/R1}+{(V2-V2(零输入))/R2} (418)。否则，根据以下等式计算电流：I＝(V1-V1(零输入))/R1(416)。然 后，在419过程410结束。

图5是根据本发明的说明性实施例的静电计的示意图。根据该实施例的静 电计被配置成通过使用以反并联配置背靠背有线连接的两对二极管来以任一 极性的信号工作。具体地，该对二极管501a-b并联连接，并且被安排为具有相 反的极性。类似地，该对二极管502a-b并联连接，并且被安排为具有相反的极 性。最终，该对二极管503a-b并联连接，并且被安排为具有相反的极性。然后， 成对的二极管501a-b、502a-b和503a-b串联连接在放大器210和第二电阻元件 232的第二端221之间。

图5所示的静电计的实施例包括可变增益反相放大器510。可变增益反相 放大器510的输出511连接到用于PTFE直立端子的安装孔512。安装孔512 用于支承连接到二极管503b的阴极504的布线212，以使约0.18pF的电容出 现在可变增益反相放大器510的输出511和二极管503b的阴极504之间。在 其他实施例中，其他类型的电容组件连接在可变增益反相放大器510的输出511 和二极管503b的阴极504之间以提供与二极管503a-b上的电荷相等且相反的 电荷。图5的静电计还包括连接到可变增益反相放大器510的输出511的电位 计515。电位计515允许放大器510的增益中的小调节以补偿因制造差异产生 的各个二极管503a-b之间的不同电容。

可在噪声和响应方面描述本发明的实施例的性能。图6是示出图5的静电 计的噪声性能的图表。在施加零信号的情况下通过从在不同积分时间的大量读 数获取标准偏差(等于RMS值)来测量噪声。图6图表中的左侧垂直轴601 指示以安培为单位的噪声，水平轴603指示以赫兹为单位的带宽，而右侧垂直 轴602指示以毫秒为单位的积分时间。线614表示归因于电阻为20千兆欧姆 的电阻器R1的理论噪声，而线613表示归因于同一电阻器的55摄氏度下的实 际噪声。部分地由于外部噪声拾取，但主要由于高于正常放大器输入偏置电流， 实际噪声性能比理论性能差，这是由于在55摄氏度的高温下操作。如果静电 计在25摄氏度的更正常温度下操作，噪声性能将非常接近理论值。

类似地，线612表示归因于电阻为47兆欧的电阻器R2的理论噪声，而线 611表示当这些组件在55摄氏度操作时归因于具有静电计放大器的同一电阻器 的实际噪声。由此，图6的图表示出归因于电阻器R1和R2的噪声随着带宽的 增加(或积分时间的减少)而增加。

图7A-7C示出图5的静电计的响应。一个响应性能参数是稳定到零所需的 时间，或因为与所使用的积分时间所供应的噪声电平兼容而接近零所需的时 间。这对于以下情况尤其如此：信号电流已经为大以使低泄漏二极管已经导通， 且其电荷将需要被移除从而输出可快速地稳定到零。

图7A-7C的图表包括指示以安培为单位的所测量电流电平的垂直轴701， 以及指示以毫秒为单位的稳定时间的水平轴702。图7A-7C的图表用放大倍率 示出稳定时间。七条数据线表示从6.10E-13安培到6.91E-10安培的范围的输入 电流信号。具体而言，这些图表示出在小于20ms的时间内被稳定成小于2E-14 的6.91E-10安培的电流信号(图7C中的705)。换言之，其在小于20ms的时 间内被稳定成小于29ppm。

上述方法可以数字电子电路、或以计算机硬件、固件、软件、或以其组合 实现。该实现可以是计算机程序产品，即，有形地体现为用于由数据处理装置 (例如，可编程处理器、计算机或多台计算机)执行或控制该数据处理装置的 操作的信息载体(例如，机器可读存储设备)的计算机程序。

计算机程序可用任何形式的编程语言编写，包括汇编或编译语言，并且其 可以任何形式部署，包括作为独立程序或者作为模块、组件、子例程、或其他 适合在计算机环境中使用的单元。计算机程序可被部署成在一个计算机上或在 一个站点或跨多个站点分布的多个计算机上执行，并且通过通信网络互连。

方法步骤可由执行计算机程序以通过对输入数据操作和/或生成输出来执 行本发明的功能的一个或多个可编程处理器执行。方法步骤还可由装置执行， 并且该装置可被实现为专用逻辑电路，例如FPGA(现场可编程门阵列)或ASIC (专用集成电路)。单元可指计算机程序的各部分和/或实现该功能的处理器/ 专用电路。

作为示例，适于执行计算机程序的处理器包括通用微处理器和专用微处理 器两者，以及任何类型的数字计算机中的任何一个或多个处理器。一般而言， 处理器将从只读存储器或随机存取存储器或两者接收指令和数据。计算机的基 本元件是用于执行指令的处理器以及用于存储指令和数据的一个或多个存储 设备。一般而言，计算机还将包括或可用于耦合以从和/或向用于存储数据的一 个或多个大容量存储设备(例如，磁盘、磁光盘或光盘)接收数据和/或传输数 据。数据传输和指令还可在通信网络上发生。

适于体现计算机程序指令和数据的信息载体包括所有形式的非易失性存 储器，作为示例该非易失性存储器包括：储存设备(例如，EPROM、EEPROM) 和闪存设备；磁盘(例如，内部硬盘或可移动盘)；磁光盘；以及CD-ROM和 DVD-ROM盘。处理器和存储器可由专用逻辑电路系统补充和/或被纳入该专用 逻辑电路系统。

如本文中所使用的术语“单元”意味着但不限于，执行特定任务的软件或 硬件组件。单元可有利地被配置成驻留在可寻址存储介质上，并且被配置成在 一个或多个处理器上执行。单元可完全地或部分地用通用集成电路(IC)、 FPGA、或ASIC来实现。由此，作为示例，单元可包括组件，诸如软件组件、 面向对象的软件组件、类组件和任务组件、工艺、功能、属性、程序、子例程、 程序代码的段、驱动器、固件、微代码、电路、数据、数据库、数据结构、表 格、阵列、以及变量。组件和单元中所提供的功能可与更少的组件和单元组合， 或进一步被分成附加组件和单元。

对本领域的技术人员而言可进行对本文中所描述内容的变化、修改和其他 实现，而不背离本发明的精神和范围。因此，本发明不是由先前的说明性描述 定义，而是相反由所附权利要求书的精神和范围定义。