全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统及方法

摘要

本发明公开了一种全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统及方法，该系统包括控制寄存器等，控制寄存器与下变频模块、相干累加模块、快速傅立叶变换模块、非相干累加模块、鉴频模块连接，环路滤波器与鉴频模块连接，数据存储模块连接在相干累加模块和快速傅立叶变换模块之间，控制寄存器将载波频率及码偏发送给下变频模块，控制寄存器将累加长度发送给相干累加模块，控制寄存器将快速傅立叶变换点数发送给快速傅立叶变换模块，控制寄存器将非相干累加次数发送给非相干累加模块，控制寄存器将高动态与高灵敏度切换信号发送给鉴频模块，环路滤波器将鉴频结果发送给下变频模块。本发明可以在复杂情况下进行定位与导航，而且减小数字电路规模。

说明书

技术领域

本发明涉及一种全球导航卫星系统（Global Navigation Satellite System，GNSS）接收机，特别涉及一种全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统及方法。

 

背景技术

目前国内大部分全球导航卫星系统接收机设计公司均使用传统锁相环和叉积鉴频结合的方式完成载波跟踪，在保证一定动态范围的前提下，其跟踪灵敏度不优于-155dBm。如图1所示，现有全球导航卫星系统接收机包括环路滤波器、乘法器等。可以说，现有全球导航卫星系统接收机的性能是在高动态与高灵敏度之间取一个折中，由于载波跟踪系统缺乏鲁棒性，这种折中的性能损失是较为严重的。部分国外厂商如SIRF、UBLOX公司等运用高鲁棒性接收机结构，在保证一定动态的情况下可将灵敏度优化至-160~-162dBm。

全球导航卫星系统高鲁棒性接收机结构，尤其是高鲁棒性载波跟踪结构可以由PSK（移相键控）频偏估计的最大似然函数导出。稍后我们将分析其在克拉美罗界上的性能极限。由于全球导航卫星系统接收机的特性决定了在特定观测时刻，接收机只能获取卫星发射信号的中心频率、扩频码相位及速率、调制数据的码速率，因此所使用的最大似然函数基本遵循未知调制数据内容的最大似然函数。

目前主要使用的频偏估计方式有如下两种：

第一种方式：从时域上看，最大似然函数的结果相当于连续时域上扫频操作在扫至某个特定频点出现能量增益的最大值时，该频点即为频偏估计值。出现这种增益大小发生改变的根本原因是，在特定积分时间内，载波频偏与积分能量增益之间存在sinc函数衰减的关系。由于实际使用中为了进行稳定的环路跟踪，不可能进行扫频操作检验sinc函数衰减，因此引入了三组载波（如载波形式）进行频偏估计，如图2所示，以20ms相干积分时间为例，将三组载波频率置数分别设置为中心频率fs，左偏10Hz：f左=fs-10Hz，以及右偏10Hz：f右=fs+10Hz。当载波输出频率与实际输入的载波频率完全对齐时，左右频偏的增益，Af左-Af右=0 Hz；当载波输出频率大于实际输入的载波频率时，Af左-Af右>0 Hz；当载波输出频率小于实际输入的载波频率时，Af左-Af右<0 Hz，将Af左-Af右的差值送入环路滤波器作为鉴频信号，即可完成频率跟踪，结构框图如图3所示，三组载波进行频偏估计系统包括环路滤波器等元件。

第二种方式：从频域上考虑，若后端数据处理能将调制数据带来的载波相位翻转补偿，则最大相干积分长度可突破20ms限制，此时单纯的长积分快速傅立叶转换运算即可求得载波频偏。

上述方式均存在一定的不足：第一种方式的实现需要依赖三组载波，在现场可编程门阵列或专用集成电路实现中，将使数字电路规模急剧增大，电路结构复杂。第二种方式依赖于后端数据处理程序配合用以消除数据调制引起的相位翻转，使系统耦合度增加，结构复杂。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统及方法，其可以在复杂情况下进行定位与导航，而且减小数字电路规模。

为解决所述技术问题，本发明提供了一种全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统，其包括控制寄存器、下变频模块、相干累加模块、数据存储模块、快速傅立叶变换模块、非相干累加模块、环路滤波器、鉴频模块，控制寄存器与下变频模块、相干累加模块、快速傅立叶变换模块、非相干累加模块、鉴频模块连接，环路滤波器与鉴频模块连接，数据存储模块连接在相干累加模块和快速傅立叶变换模块之间，控制寄存器将载波频率及码偏发送给下变频模块，控制寄存器将累加长度发送给相干累加模块，控制寄存器将快速傅立叶变换点数发送给快速傅立叶变换模块，控制寄存器将非相干累加次数发送给非相干累加模块，控制寄存器将高动态与高灵敏度切换信号发送给鉴频模块，环路滤波器将鉴频结果发送给下变频模块。

优选地，所述数据存储模块为随机存取存储器。

本发明还提供一种全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪方法，该方法采用上述的全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统，该方法包括以下步骤：下变频模块将采样进来的模拟数字转换数据进行下变频，进行下变频后相干累加模块进行相干累加操作，相干累加次数满之后，将累加值送入数据存储模块存储；累加值数量达到快速傅立叶变换点数之后，发送给快速傅立叶变换模块进行快速傅立叶变换；快速傅立叶变换所得的点按照非相干累加模块设定的次数进行非相干累加后送入鉴频模块；控制寄存器将高动态与高灵敏度切换信号发送给鉴频模块，环路滤波器将鉴频结果发送给下变频模块。

优选地，所述鉴频模块中设置了两种模式，当需要较大动态时，鉴频模块在快速傅立叶变换输出点中找到最大值，然后将最大值左右两个频点的增益相减形成鉴频信号；当需要较高灵敏度时，鉴频模块默认当前时刻载波大致无频偏，也就是快速傅立叶变换点的零频点位置必然为载波所在位置，此时用零频点左右频偏频点的能量值进行鉴频，即可在输入信号功率较小的时候完成高灵敏度跟踪。

本发明的积极进步效果在于：本发明确保本地载波频率与接收信号频率一致，保证导航电文解析，码跟踪环稳定工作，可以稳定跟踪卫星信号，并持续进行位置计算，输出正确的位置信息。另外，本发明简化原有高鲁棒性接收机结构，减小数字电路规模。

附图说明

图1为现有全球导航卫星系统接收机的原理框图。

图2为三组载波进行频偏估计时的波形图。

图3为三组载波进行频偏估计系统的结构框图。

图4为本发明全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统的原理框图。

图5为本发明全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪方法的流程示意图。

图6为本发明估计误差分析后的波形图。

具体实施方式

下面举个较佳实施例，并结合附图来更清楚完整地说明本发明。

如图4所示，本发明全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统包括控制寄存器、下变频模块、相干累加模块、数据存储模块（比如Random Access Memory，随机存取存储器等）、快速傅立叶变换（FFT变换）模块、非相干累加模块、环路滤波器、鉴频模块，控制寄存器与下变频模块、相干累加模块、快速傅立叶变换模块、非相干累加模块、鉴频模块连接，环路滤波器与鉴频模块连接，数据存储模块连接在相干累加模块和快速傅立叶变换模块之间。控制寄存器将载波频率及码偏发送给下变频模块，控制寄存器将累加长度发送给相干累加模块，控制寄存器将快速傅立叶变换点数发送给快速傅立叶变换模块，控制寄存器将非相干累加次数发送给非相干累加模块，控制寄存器将高动态与高灵敏度切换信号发送给鉴频模块，环路滤波器将鉴频结果发送给下变频模块。

如图5所示，本发明全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪方法包括以下步骤：下变频模块将采样进来的模拟数字转换（ADC）数据进行下变频，进行下变频后相干累加模块进行相干累加操作，相干累加次数满（每累加若干次）之后，将累加值送入数据存储模块存储；累加值数量达到快速傅立叶变换点数之后，发送给快速傅立叶变换模块进行快速傅立叶变换；快速傅立叶变换所得的点按照非相干累加模块设定的次数进行非相干累加后送入鉴频模块；控制寄存器将高动态与高灵敏度切换信号发送给鉴频模块，环路滤波器将鉴频结果发送给下变频模块。在鉴频模块中，系统设置了两种模式，当系统需要较大动态时，鉴频模块在快速傅立叶变换输出点中找到最大值，然后将最大值左右两个频点的增益相减形成鉴频信号；当系统需要较高灵敏度时，鉴频模块默认当前时刻载波大致无频偏，也就是快速傅立叶变换点的0频点位置必然为载波所在位置，此时用0频点左右频偏频点的能量值进行鉴频，即可在输入信号功率较小的时候完成高灵敏度跟踪。鉴频信号输出至环路滤波器，最后反馈至下变频模块，形成闭环，即可完成高鲁棒性载波跟踪。本发明全球导航卫星系统接收机的高鲁棒性载波跟踪系统可以在复杂情况下进行定位与导航，而且减小数字电路规模，确保本地载波频率与接收信号频率一致，保证导航电文解析，码跟踪环稳定工作。如图6所示，图6所示为跟踪系统采用10ms相干积分与20次非相干积分的结果在克拉美罗界上的性能反映。可以看到，即使在-160dBm情况下，载波跟踪结果的标准差处于7Hz附近，完全可以用于载波跟踪，并为码跟踪提供高可靠性的频偏保障。通过增加积分长度，可以使得在大噪声情况下信号的跟踪误差更小。同时，在大信号情况下，跟踪误差近乎趋近于克拉美罗界，也就是频率估计的极限，因此可以认为，本发明的系统结构是有效且可靠的。

本发明获得最大似然函数原型的原理如下：全球导航卫星系统接收机射频输入至基带的采样信号为一个带有残余频差的中频载波信号，其信号内包含了数字调制（例如GPS L1中的BPSK调制）的扩频信号与导航电文信号。其复信号表达式如下式(1)所示：

 …………………………………式(1)

其式(1) 中，Pc表示为输入载波功率，Dn表示n时刻的调制数据，其值为±1；Cn表示n时刻扩频码，其值为±1；Tcoh为相干积分时间，θc为载波起始相位，AWGN为加性高斯白噪声。

在AWGN信道中，可以写出频偏的条件概率密度函数为：

 ………………………………………………式(2)

其式(2) 中，C₀为常数。当最大似然估计在一个数据调制码周期（如GPS的20ms）内完成时，可以将载波及扩频调制剥离，则式（1）可以简化为如下式(3)所示：

  …………………………………式(3)

则式（2）中Z可以表示为如下式(4)所示：

 

  …………………………………式(4)

其中r_ml假定为本地估计波形，定义Y如下式(5)所示：

    …………………………………………式(5)

则式（4）可以表示为如下式(6)：

 …………………………式(6)

式（6）中由于Z的变化范围只是和函数第二项有关，其余两项均为常值，可以使用C₁来表示这两项，因此如下式(7)所示：

 ……………………………………式(7)

将式（7）代入式（2），并将取平均，即可获得

  ……………………………………………式(8)

其中，I(·)为零阶修正贝塞尔函数，即如下式(9)所示：

   ……………………………………………式(9)

根据零阶修正贝塞尔函数的单调性，使式（8）右边项获得最大值等同于使下式获得最大值，即如下式(10)所示：

  ………………………………式(10)

式（10）即为频偏估计的最大似然函数。

本发明获得频率估计环路的方法如下：从式（10）中可以看到，对于开环操作使式（10）获得最大值等同于将输入信号做FFT变换，并找到最大值。

若使用闭环进行环路频率跟踪的话，则其本质即为使最大似然函数导数为0，即如下式(11)所示：

  …………………………………………………………式(11)

根据微分定义，式（11）可以写为如下式(12)：

  ………………………………………式(12)

式（12）的意义为设置两组载波，分别将频偏置为正偏离载波频率εHz，以及负偏离载波频率εHz，当εHz很小，通常为几赫兹至几十赫兹时，误差函数式（12）即可作为反馈项输入至载波进行反馈操作，达到稳定的频率跟踪。

本发明使用的数学模型如下：首先，推导积分增益与频率偏差间的关系。扩频接收机的相关器输出受频率误差的影响为辛格（sinc）包络。设L为估

计时段对应采样点数，为采样间隔，为初始相位，在时延误差为零，且不考虑调制的情况下，由正交解调的I、Q两路离散数字信号可以分析频偏的影响，具体如下式(13)和(14)所示：

 ………………………………………式（13）

………………………………………式(14)

令相干积分时间为，当时，功率检测器输出可近似为如下式(15)所示：

 …式(15)

其中，令

 ………………………式(16)

这里，。相关峰发生第一个零点值时的频偏值为相干积分时间的倒数（）

根据FFT公式可知，相关峰发生第一个零点值的频偏位置正好为FFT变换的中心频率左偏和右偏一个点。因此我们得出结论，可用FFT左偏点和右偏点的差值进行鉴相，而其数学模型遵从频偏的最大似然函数解。

本发明确保本地载波频率与接收信号频率一致，保证导航电文解析，码跟踪环稳定工作，可以稳定跟踪卫星信号，并持续进行位置计算，输出正确的位置信息。另外，本发明简化原有高鲁棒性接收机结构，减小数字电路规模。本发明利用载波频偏估计的最大似然函数，形成一种基于快速傅立叶转换的估计环路，使得GNSS接收机在复杂情况，比如丛林、，城市、室内等情况下依然可以进行定位与导航。同时，在接收机实现结构上，本发明可以简化原有高鲁棒性接收机结构，减小数字电路规模，也使得软件运算时CPU占用时间更少。本发明可用于GPS、北斗及伽利略卫星的载波跟踪，确保本地载波频率与接收信号频率一致，保证导航电文解析，码跟踪环稳定工作。当前GPS终端应用研究的重点领域之一即是当接收机处于复杂地形，比如丛林、建筑物内、城市峡谷、高架道路下方等环境时，导航接收机依然可以稳定跟踪卫星信号，并持续进行位置计算，输出正确的位置信息。

虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这些仅是举例说明，在不背离本发明的原理和实质的前提下，可以对这些实施方式做出多种变更或修改。因此，本发明的保护范围由所附权利要求书限定。