确定自适应音频处理算法中的参数的方法及音频处理系统

摘要

本发明公开了确定自适应音频处理算法中的参数的方法及音频处理系统。本发明的目标在于提供多传声器音频处理系统中的反馈估计的备选方案。该问题通过估计开环传递函数OLTF的反馈部分并分开为瞬变部分和稳态部分解决，这可用于在希望的系统性质如OLTF的反馈部分的稳态值或收敛速度已给出时通过调节算法的系统参数如步长而控制自适应反馈抵消算法的适应速度。该方法可用于不同的自适应算法如LMS、NLMS、RLS等。本发明可用在助听器、头戴式耳机、免提电话系统、远程会议系统、广播系统中。

说明书

技术领域

本发明涉及音频处理领域，如展现从扬声器到传声器的声或机械反馈的音 频处理系统中的声反馈抵消，前述反馈如广播系统或听音装置如助听器中经历 的反馈。

一方面，在音频处理系统中提供稳定裕度的实时预测。另一方面，为获得 所希望的性质而控制自适应反馈抵消算法的参数。

本发明概念通常可用于确定自适应算法的参数，如与其适应速度有关的参 数。本发明尤其涉及确定自适应算法的系统参数的方法，如自适应反馈抵消算 法中的步长或自适应波束形成器滤波器算法的一个或多个系数，及涉及音频处 理系统。同样，自适应算法的其它参数也可使用本发明概念确定。同样，不同 于抵消反馈的算法也可从本发明的原理受益，如自适应定向算法。

本申请还涉及包括处理器和程序代码的数据处理系统，前述程序代码用于 使处理器执行方法的至少部分步骤，及涉及保存程序代码的计算机可读介质。

例如，本发明可用在如助听器、头戴式耳机、免提电话系统、远程会议系 统、播音系统等应用中。

背景技术

下述现有技术涉及本发明的应用领域之一，即助听器。

由于对传声器拾取的信号进行放大的音频系统的输出扬声器信号部分通过 空气或其它媒介经声耦合返回到扬声器，所以出现声反馈。之后，扬声器信号 返回到传声器的部分在其重新出现在扬声器处之前由系统再放大，且再次返回 到扬声器。随着该循环继续，当系统变得不稳定时，声反馈效应变得听得见， 如人为信号甚或更糟的啸声。该问题通常在传声器和扬声器接近地放在一起时 出现，例如在助听器中出现。具有反馈问题的一些其它典型情形为电话、广播 系统、头戴式耳机、音频会议系统等。

具有反馈环路的系统的稳定性可根据尼奎斯特(Nyquist)准则通过开环传 递函数(OLTF)确定。当OLTF的幅度高于1(0dB)及相位是360°(2π)的多 倍时，系统变得不稳定。

迄今广泛使用且可能最好的、用于减少该反馈问题的影响的方案包括借助 于自适应滤波器识别声反馈耦合([Haykin])。传统上，设计和评价准则如均 方误差、平方误差偏差及其变型在设计自适应系统时广泛使用。然而，这些中 没有一个直接涉及开发人员在设计助听器中的声反馈抵消系统时真正需要的东 西。

对于助听器的稳定性和提供适当的增益，OLTF是极为直接和决定性的判 定准则(例如参见[Dillon]4.6章)。在助听器设置时，OLTF由严格定义的正向 信号通路和未知的反馈通路组成(例如参见图1d)。例如，当OLTF的反馈部 分的幅度为-20dB时，由助听器的正向通路提供的最大增益必须不超出20dB； 否则，系统将变得不稳定。另一方面，如果OLTF的幅度接近0dB，则助听器 在相位响应为360°的多倍时的频率变得不稳定，及需要采取一些行动以使振荡 风险和/或人为信号的增加量最小。

此外，知道OLTF的未知反馈部分的预期量值可非常有助于助听器控制算 法选择适当的参数、程序代码等从而例如控制自适应反馈抵消算法。估计使用 自适应算法的线性时变系统的时变传递函数的功率谱的一般问题已由 [Gunnarsson & Ljung]处理。真实的瞬时传递函数和估计的传递函数之间的频域 均方误差(MSE)的近似式在[Gunnarsson & Ljung]中针对三个基本适应算法给 出：LMS(最小均方)、RLS(递归最小二乘方)、及基于卡尔曼(Kalman) 滤波器的跟踪算法。

发明内容

对示例性音频处理系统的开环传递函数的未知反馈部分(包括波束形成滤 波器)有贡献的元件如图1d中所示。

本发明的目标在于提供多传声器音频处理系统中的反馈估计的备选方案。

扬声器信号由u(n)指示，其中n为时间指数。传声器及进入的(目标)信 号分别由y_i(n)和x_i(n)指示。下标i＝1，...，P为传声器通道的指数，其中P指传 声器通道的总数量。唯一扬声器和每一传声器之间的反馈通路的脉冲响应由 h_i(n)指示，而这些反馈通路的借助于自适应算法如LMS、NLMS、RLS等估计 的脉冲响应由指示。对应的信号分别示为v_i(n)和

波束形成器滤波器的脉冲响应由g_i指示。波束形成器滤波器假定为时不变 (或至少比反馈抵消系统具有更慢的变化)。在相应的求和单元“+”中产生 误差信号e_i(n)，其为相应的传声器信号y_i(n)减去反馈估计信号i＝1，...，P。

误差信号e_i(n)馈给对应的波束形成器滤波器，其相应输出由指示， i＝1，...，P。最后，波束形成器滤波器的输出信号在求和单元“+”中相加， 其所得的输出由指示。

优选地，传声器的数量P大于2，如3或更多。

框H、H_est、波束形成器和传声器系统(MS)包围在本申请别处一起称为 该名的元件，例如参见图1c。

术语“波束形成器”通常指输入信号的空间滤波，“波束形成器”根据声 源起点的空间方向提供随频率而变的滤波(定向滤波)。在便携式听音装置应 用如助听器中，衰减具有佩戴听音装置的人后面方向的空间起点的信号或信号 组成通常是有利的。

在估计反馈通路时包括波束形成器的贡献很重要，这是因为其随角度而变 的衰减(即，由于每一传声器输入信号对所涉及装置中进一步处理的所得信号 的贡献的加权)。考虑波束形成器的存在导致相对简单的表示，该表示与 OLTF和允许的正向增益直接相关。

在本申请中，参数或函数x的估计值通常通过在参数或函数上方加“^”指 示，即作为备选，使用下标“est”，例如x_est，如图1c中使用的(H_est指估 计的反馈通路)，或者h_est，i指第i个非计划(声)反馈通路的估计的脉冲响应。

图1d中所示的系统为助听器设置中OLTF的典型反馈部分，而正向通路 (未在图1d中示出，例如参见图1c)通常取信号为输入并具有信号u(n)为 输出。

图1d的系统的信号处理被示为在时域中进行。然而，并不必须这样。其 可以完全或部分在频域中进行(如图1a和1b中暗示的)。例如，图1d中的波 束形成器滤波器g_i中的每一个代表时域中的脉冲响应，从而特定滤波器g_i的输 入信号e_i(n)与脉冲响应g_i线性卷积以形成输出信号作为备选，在频域中， 每一传声器支路的输入信号例如经分析滤波器组(如FFT(快速傅里叶变换) 滤波器组)变换到频域，波束形成器脉冲响应g_i的频率变换G_i(ω)将与输入信 号的频率变换相乘以形成处理过的信号E_i(ω)，其为波束形成器的时域输出信号 的频率变换。在频域中，正向增益通过将标量增益F(ω，n)乘到波束形成器 输出的每一频率元素上实现。在某一点，信号被变换回时域，例如经合成滤波 器组(如逆FFT滤波器组)，使得时域信号u(n)可通过扬声器播放。这样的示 例性结构如图1e中所示。作为备选，分析和合成滤波器组可分别连同输入和输 出变换器一起置放，藉此，正向通路(及反馈估计通路)的处理完全在频域中 进行(如图1a和1b暗示的)。

如果真实反馈通路h_i(n)已知，则容易获得OLTF。然而，在实际应用中并 非如此。在下面，将集中于并推导图1d中所示OLTF的未知反馈部分的幅度平 方值的表示式。我们将OLTF的反馈部分的幅度平方值表示为输入信号频谱密 度、扬声器信号频谱密度、波束形成器滤波器响应、自适应算法步长、及真实 反馈通路的变化的近似。该方法的优点在于在不知道真实反馈通路h_i(n)的情况 下可确定OLTF。确定OLTF需要的所有系统参数均已知或可简单地估计。

除了给定所有系统参数预测OLTF的反馈部分之外，得出的表示式也可用 于在给定所希望的系统性质如OLTF的反馈部分的稳态值或OLTF的收敛速度 时，通过调节一个或多个适应参数来控制反馈估计的适应。

OLTF的表示式可使用不同的适应算法如LMS、NLMS、RLS等进行推导。

本申请的目标由下面描述的发明方案实现。

确定系统参数的方法

本申请的目标通过确定音频处理系统中的自适应算法的系统参数sp的方法 实现，系统参数如自适应反馈抵消算法中的步长μ或自适应波束形成器滤波器 算法的一个或多个系数，该音频处理系统包括：

a)传声器系统，包括

a1)多个(P)电传声器通路，每一传声器通路MPi提供处理过的传声器信 号，i＝1，2，...，P，每一传声器通路包括

a1.1)用于将输入声音转换为输入传声器信号y_i的传声器M_i；

a1.2)求和单元SUM_i，用于接收反馈补偿信号及输入传声器信号或源自 其的信号并提供补偿过的信号e_i；及

a1.3)波束形成器滤波器g_i，用于对补偿过的信号e_i进行随频率而变的定向 滤波，所述波束形成器滤波器g_i的输出提供处理过的传声器信号i＝1，2，...， P；

a2)连接到传声器通路i＝1，2，...，P的输出以对所述处理过的传声器信号求和的求和单元SUM(MP)，i＝1，2，...，P，从而提供合成输入信号；

b)信号处理单元，用于将所述合成输入信号或源自其的信号处理成处理过 的信号；

c)扬声器单元，用于将所述处理过的信号或源自其的信号转换为输出声音， 给扬声器的输入信号称为扬声器信号u；

所述传声器系统、信号处理单元和所述扬声器单元形成正向信号通路的一 部分；及

d)包括多个用于产生多个(P)非计划反馈通路的估计量的内部反馈通路 IFBP_i的自适应反馈抵消系统，i＝1，2，...，P，每一非计划反馈通路至少包括从扬 声器单元的输出到传声器M_i的输入的外部反馈通路，i＝1，2，...，P，及每一内部 反馈通路包括用于使用所述自适应反馈抵消算法提供第i个非计划反馈通路的 估计的脉冲响应h_est，i的反馈估计单元，i＝1，2，...，P，估计的脉冲响应h_est，i构成 所述反馈补偿信号该反馈补偿信号在所述传声器系统的相应求和单元 SUM_i中与所述传声器信号y_i或源自其的信号相减以提供误差信号e_i，i＝1，2，...， P；

正向信号通路连同外部和内部反馈通路一起形成增益环路；

该方法包括：

S1)确定开环传递函数的反馈部分的幅度平方的近似表示式，其中ω 为归一化角频率，及n为离散时间指数，其中开环传递函数的反馈部分包括内 部和外部反馈通路及正向信号通路，不包括信号处理单元，及其中所述近似形 成中的一阶差分方程，从其可提取在时随先前值而定的瞬变部分 及提取稳态部分，瞬变部分及稳态部分取决于当前时间n的系统参数sp(n)如步 长μ(n)；

S2a)确定瞬变部分的每时间单位的斜率α；

S3a)通过斜率α表示系统参数sp(n)如步长μ(n)；

S4a)确定预定斜率值α_pd时的系统参数sp(n)如步长μ(n)；

或

S2b)确定稳态部分的稳态值

S3b)通过稳态值表示系统参数sp(n)如步长μ(n)；

S4b)确定预定稳态值时的系统参数sp(n)如步长μ(n)。

该方法具有提供相当简单的、识别声反馈通路中的动态变化的方式的优点。

在实施例中，开环传递函数的反馈部分π_est(ω，n)的幅度平方的近似表示式 按下述步骤确定：

S1a)估计误差向量h_diff，i(n)＝h_est，i(n)-h_i(n)计算为第i个估计和真实反馈通路 之间的差(i＝1，2，...，P对应于在时间n时P个传声器通路中的每一个)；

S1b)计算估计误差相关矩阵H_ij(n)＝E[h_diff，i(n)h^T_diff，j(n)]；

S1c)近似H_est，ij(n)通过因其低阶项的存在而忽略H_ij(n)中出现的高阶项而从 H_ij(n)获得；

S1d)计算F·H_est，ij(n)·F^T的对角线元素，其中F指离散傅里叶矩阵；

S1e)最后确定为F·H_est，ij(n)·F^T的对角线元素及波束形成器滤波器g_i和 g_j的频率响应G_i(ω)和G_j(ω)的线性组合。

在步骤S1a)中，估计误差向量h_diff，i(n)将取决于适应算法的类型(LMS、 NLMS、RLS等)。对于LMS算法，自适应滤波器估计量使用下述更新规则进 行更新：

h_est，i(n)＝h_est，i(n-1)+μ_i(n)e_i(n)x_i(n)，

其中e_i和x_i分别为第i个误差信号和进入的(目标)信号(参见图1d)， μ_i为自适应算法的步长(在所有频率均一样或频带特定)。对于其它自适应算 法存在其它更新规则，例如参见[Haykin]。

在步骤S1c)的优选实施例中，仅使用特定H_ij(n)中出现的最低阶项。换言 之，如果H_ij(n)的表示式包括参数x的最低阶1和该参数的更高阶如x²、x³等， 则忽视较高阶项x²、x³等。如果参数x的最低阶为2(x²)，则忽视更高阶的 项x³等。

离散傅里叶矩阵的矩阵元素定义为e^(-j2πkn/N)，其中N为离散傅里叶变换 (DFT)的阶，k，n＝0，1，...，N-1，及j为复合(或虚数)单位(j²＝-1)，例如 参见[Proakis]。

OLTF的表示式可使用不同的适应算法如LMS、NLMS、RLS等推导，或 基于卡尔曼滤波。在下面，表示式和例子基于LMS算法给出。其后，针对 NLMS和RLS算法给出对应的方程式。

在实施例中，第i个传声器通路的求和单元SUM_i位于传声器M_i和波束形 成器滤波器g_i之间。在实施例中，传声器通路由按所列顺序电连接的传声器、 求和单元和波束形成器滤波器组成。

在实施例中，系统参数sp(n)包括自适应算法的步长μ(n)。在实施例中，参 数sp(n)包括自适应反馈抵消算法的步长μ(n)。在实施例中，系统参数sp(n)包 括自适应波束形成器滤波器算法的波束形成器滤波器g_i的一个或多个滤波器系 数，例如通过首先确定所希望的波束形成器滤波器g_i的频率响应，然后使用逆 傅里叶变换计算滤波器系数。

在实施例中，对于n→∞，开环传递函数的反馈部分的幅度平方的 表示式的稳态值假定在不到500ms的时间后达到，如100ms以下，如 50ms以下。

在实施例中，在步骤S4b)中使用在特定角频率ω时开环传递函数的反馈部 分的稳态部分的预定期望值以确定在特定时间点和特定角频率 ω时自适应算法的系统参数sp(n)(如步长μ)的对应值。

在实施例中，在步骤S4a)中使用在特定角频率ω时开环传递函数的 反馈部分的瞬变部分的每时间单位斜率的预定期望值α_pd以确定在特定时间点 和特定角频率ω时自适应算法的系统参数sp(n)(如步长μ)的对应值。

在实施例中，在步骤S4)中确定系统参数sp(n)时的角频率ω选择为开环传 递函数的反馈部分的稳态值最大或大于预定值时的频率。

在实施例中，在步骤S4)中确定系统参数sp(n)时的角频率ω选择为开环传 递函数的反馈部分的瞬时值最大或预期最大或大于预定值时的频率。

在实施例中，在步骤S4)中确定系统参数sp(n)时的角频率ω选择为信号处 理单元的增益G(n)最高或信号处理单元的增益G(n)在最近如在过去50ms内已 经历最大增加时的频率。

在下面，自适应算法的步长μ取为本发明方法使用的例子。作为备选，也 可确定自适应算法的其它参数，如适应速度。

LMS算法

LMS(最小均方)算法例如在[Haykin]中描述，参见第5章231-319页。

其表明OLTF的反馈部分的幅度平方可通过下式近似：

(1)

其中“*”指复共轭，n和ω分别为时间指数和归一化频率，μ(n)指步长， 及其中S_u(ω)指扬声器信号u(n)的功率谱密度，S_xij(ω)指进入的信号x_i(n)和x_j(n) 的交叉功率谱密度，其中i＝1，2，...，P为传声器通道指数，其中P为传声器的数 量，L为估计的脉冲响应h_est，i(n)的长度，及G₁(ω)(其中1＝i，j)为波束形成器滤 波器g₁的方波幅度响应，及其中S_hii(ω)为真实反馈通路h(n)在过去一段时间的 方差估计。

“归一化频率”ω意于具有其在本领域的一般意思，即角频率，归一化到 从0到2π的值。对于所涉及的应用，归一化频率通常归一化到采样频率f_s，使 得归一化频率可表示为ω＝2π(f/f_s)，从而当频率f在0和采样频率f_s之间变化 时ω在0和2π之间变化。

由方程式(1)(及对应地，下面进一步概述的关于NLMS和RLS算法的 方程式)表示的近似的准确性取决于多个参数和条件，包括下面的一个或多个：

-施加到音频处理系统的声信号似稳定，这意味着信号非平稳但在局部时 帧内可建模为平稳信号。

-由音频处理系统的传声器拾取的声信号与扬声器播放的信号不关联，在 实践中这意味着助听器中的正向延迟足够大，使得进入的信号x(n)和扬声器信 号u(n)变得不关联。在其它应用如头戴式耳机中，几乎总是这样。

-步长μ相当小(μ-＞0)(或作为备选，对于RLS算法，遗忘因子λ接近 1(λ-＞1(自下))。适当的μ值例如为2^-4或2^-9，例如在2^-1和2^-12之间但不 限于此或小于2^-12。

-自适应反馈抵消系统的自适应滤波器的阶L相当大(L-＞∞)。适当的L 值例如为≥32或≥64，例如在16和128之间或大于等于128。

从方程式(1)可以看出，的瞬时性质可描述为1阶IIR(无限脉冲响应) 过程

$\frac{\beta }{1-\alpha z^{-1}},---\left(2\right)$

其中

α＝1-2μ(n)S_u(ω)      (3)

确定的衰减斜率。

按dB每迭代(iteration)计的斜率由下式表示

Slope_dB/iteration≈10log₁₀(α)＝10log₁₀(1-2μ(n)S_u(ω))，(4)

及按dB每秒计的斜率由下式表示

Slope_dB/s≈10log₁₀(α)f_s＝10log₁₀(1-2μ(n)S_u(ω))f_s，(5)

其中f_s为采样率。

当希望特定斜率(或收敛速度)时，从方程式(4)和(5)看出，步长可 根据下式进行选择

$\mu \left(n\right)\approx \frac{1-{10}^{{\mathrm{Slope}}_{\mathrm{dB}/\mathrm{iteration}}/10}}{2S_u\left(\omega \right)},---\left(6\right)$

及

$\mu \left(n\right)\approx \frac{1-{10}^{{\mathrm{Slope}}_{\mathrm{dB}/s}/\left(10f_s\right)}}{2S_u\left(\omega \right)}.---\left(7\right)$

此外，从方程式(1)，的稳态值可计算为

(8)

为达到所希望的稳态值步长应根据方程式(8)调节为

(9)

通过忽略反馈通路中的变化，方程式(9)可简化为

$\mu \left(n\right)\approx \frac{2\hat{\pi }(\omega ,\infty )}{L\underset{i=1}{\overset{P}{\Sigma }}\underset{j=1}{\overset{P}{\Sigma }}{G}_i\left(\omega \right)G_j^{*}\left(\omega \right)S_{x_{\mathrm{ij}}}\left(\omega \right)}.---\left(10\right)$

其暗示无论系统参数L、G₁(ω)(1＝i，j)和S_xij(ω)在何时变化，均应调节步长 μ(n)以保持恒定的稳态值

NLMS和RLS算法的相应方程式(参见上面的方程式(1)、(3)、(6)、(8)和 (10))在下面给出：

NLMS算法

NLMS(归一化最小均方)算法例如在[Haykin]中描述，参见第6章320- 343页。

(1)_NLMS

$\alpha =1-2\frac{\mu \left(n\right)}{L{\sigma }_u^2}{S}_u\left(\omega \right),---{\left(3\right)}_{\mathrm{NLMS}}$

及

(8)_NLMS

其中σ_u²为扬声器信号u(n)的信号方差。

步长μ(n)可根据下式进行调节以分别获得所希望的收敛速度和稳态值

$\mu \left(n\right)=L{\sigma }_u^2\frac{1-{10}^{\mathrm{CR}[\mathrm{dB}/\mathrm{iteration}]/10}}{2S_u\left(\omega \right)},---{\left(6\right)}_{\mathrm{NLMS}}$

及

$\mu \left(n\right)=\frac{2{\sigma }_u^2\hat{\pi }(\omega ,\infty )}{\underset{i=1}{\overset{P}{\Sigma }}\underset{j=1}{\overset{P}{\Sigma }}{G}_i\left(\omega \right)G_j^{*}\left(\omega \right)S_{x_{\mathrm{ij}}}\left(\omega \right)}.---{\left(10\right)}_{\mathrm{NLMS}}$

RLS算法

RLS(递归最小二乘方)例如在[Haykin]中描述，参见第9章436-465页。

(1)_RLS

其中

$p(\omega ,n)=\frac{1}{\lambda }(p(\omega ,n-1)-p^2(\omega ,n-1)S_u\left(\omega \right)).$

λ(n)为RLS算法中的遗忘因子，及p(ω，n)计算为矩阵中的对角线元素

$\underset{L\to \infty }{\lim }\mathrm{FP}\left(n\right)F^H,$

其中F∈□^L×L指DFT矩阵(例如参见[Proakis]，第5章403-404页)，及 P(n)计算为

$P\left(n\right)={(\underset{i=1}{\overset{n}{\Sigma }}{\lambda }^{n-i}u\left(i\right)u^T\left(i\right)+\delta {\lambda }^{n}I)}^{-1},$

其中δ为常数，及I为单位矩阵。当适当地表示为矩阵乘法时，可使用不 同于DFT(离散傅里叶变换)的其它变换如IDFT(逆DFT)，其中F为变换 矩阵。

此外

α＝2λ-1，(3)_RLS

及

遗忘因子λ可根据下式进行调节以分别获得所希望的收敛速度和稳态值

$\lambda =\frac{1+{10}^{\mathrm{CR}[\mathrm{dB}/\mathrm{iteration}]/10}}{2},{---\left(6\right)}_{\mathrm{RLS}}$

及

$\lambda =1-\frac{2S_u\left(\omega \right)\hat{\pi }(\omega ,\infty )}{L\underset{i=1}{\overset{P}{\Sigma }}\underset{j=1}{\overset{P}{\Sigma }}{G}_i\left(\omega \right)G_j^{*}\left(\omega \right)S_{x_{\mathrm{ij}}}\left(\omega \right)}.---{\left(10\right)}_{\mathrm{RLS}}$

在实施例中，连续计算扬声器信号u(n)的功率谱密度S_u(ω)。在实施例中， 进入的信号x_i(n)和x_j(n)的交叉功率谱密度S_xij(ω)从相应的误差信号e_i(n)和e_i(n) 连续估计。在本说明书中，术语“连续计算/估计”意为对时间指数的每一值均 进行计算或估计(对于每一n，其中n为时间指数，例如帧指数或仅为样本指 数)。在实施例中，n为帧指数，单位指数长度对应于具有某一长度和跳因子 的时帧。

在实施例中，真实反馈通路h(n)在过去一段时间的方差S_hii(ω)在执行自适 应反馈抵消算法之前在离线过程中进行估计并保存在音频处理系统中。

在实施例中，在执行自适应反馈抵消算法之前，假定随着时间的过去g_i发 生实质变化，或作为备选，在离线过程如定制过程中，连续计算波束形成器滤 波器g_i的频率响应G_i(ω)，i＝1，...，P。

音频处理系统

另一方面，提供音频处理系统。该音频处理系统包括：

a)传声器系统，包括

a1)多个(P)电传声器通路，每一传声器通路MPi提供处理过的传声器信 号，i＝1，2，...，P，每一传声器通路包括

a1.1)用于将输入声音转换为输入传声器信号y_i的传声器M_i；

a1.2)求和单元SUM_i，用于接收反馈补偿信号及输入传声器信号或源自 其的信号并提供补偿过的信号e_i；及

a1.3)波束形成器滤波器g_i，用于对补偿过的信号e_i进行随频率而变的定向 滤波，所述波束形成器滤波器g_i的输出提供修改过的传声器信号i＝1，2，...， P；

a2)连接到传声器通路i＝1，2，...，P的输出以对所述处理过的传声器信号yp_i求和的求和单元SUM(MP)，i＝1，2，...，P，从而提供合成输入信号；

b)信号处理单元，用于将所述合成输入信号或源自其的信号处理成处理过 的信号；

c)扬声器单元，用于将所述处理过的信号或源自其的信号转换为输出声音， 给扬声器的输入信号称为扬声器信号u；

所述传声器系统、信号处理单元和所述扬声器单元形成正向信号通路的一 部分；及

d)包括多个用于产生多个(P)非计划反馈通路的估计量的内部反馈通路 IFBP_i的自适应反馈抵消系统，i＝1，2，...，P，每一非计划反馈通路至少包括从扬 声器单元的输出到传声器M_i的输入的外部反馈通路，i＝1，2，...，P，及每一内部 反馈通路包括用于使用所述自适应反馈抵消算法提供第i个非计划反馈通路的 估计的脉冲响应h_est，i的反馈估计单元，i＝1，2，...，P，估计的脉冲响应h_est，i构成 所述反馈补偿信号该反馈补偿信号在所述传声器系统的相应求和单元 SUM_i中与所述传声器信号y_i或源自其的信号相减以提供误差信号e_i，i＝1，2，...， P；

正向信号通路连同外部和内部反馈通路一起形成增益环路；

其中信号处理单元适于确定开环传递函数的反馈部分π_est(ω，n)的幅度平方 的近似表示式，其中ω为归一化角频率，及n为离散时间指数，其中所述近似 形成π_est(ω，n)中的一阶差分方程，从其可提取在π_est(ω，n)时随先前值而定的瞬变 部分及提取稳态部分，瞬变部分及稳态部分取决于自适应算法在当前时间n的 系统参数sp(n)如自适应反馈抵消算法的步长μ(n)；及其中所述信号处理单元适 于基于所述瞬变部分和稳态部分分别从预定的斜率值α_pd或从预定的稳态值 π_est(ω，∞)_pd确定系统参数sp(n)如步长μ(n)。

在实施例中，系统参数sp(n)包括自适应算法的步长μ(n)。在实施例中，参 数sp(n)包括自适应反馈抵消算法的步长μ(n)。在实施例中，系统参数sp包括 自适应波束形成器滤波器算法的一个或多个滤波器系数。

当由对应的结构特征适当替代时，上面描述的、“具体实施方式”中详细 描述的及权利要求中限定的方法的过程特征可与系统结合，反之亦然。系统的 实施例具有与对应方法一样的优点。

在实施例中，音频处理系统包括传声器系统(和/或直接电输入如无线接收 器)和扬声器之间的正向或信号通路。在实施例中，信号处理单元位于正向通 路中。在实施例中，音频处理系统包括分析通路，该分析通路包括用于分析输 入信号的功能部件(如确定电平、调制、信号类型、声反馈估计量等)。在实 施例中，分析通路和/或信号通路的部分或所有信号处理在频域中进行。在实施 例中，分析通路和/或信号通路的部分或所有信号处理在时域中进行。

在实施例中，表示声信号的模拟电信号在模数(AD)转换过程中转换为 数字音频信号，其中模拟信号以预定采样频率或速度f_s进行采样，f_s例如在 8kHz到40kHz的范围中(适合应用的特定需要)，以在离散的时间点t_n(或n) 提供数字样本x_n(或x[n])，每一音频样本通过预定数量N_s的位表示在t_n时的 声信号值，N_s例如在1到16位的范围中。对于f_s＝20kHz，数字样本x具有 1/f_s的时间长度，如50μs。在实施例中，多个音频样本安排在时帧中。在实施 例中，一时帧包括64个音频数据样本。根据实际应用可使用其它帧长度。

在实施例中，音频处理系统包括模数(AD)转换器从而以预定采样率如 20kHz使模拟输入数字化。在实施例中，音频处理系统包括数模(DA)转换器 以将数字信号转换为模拟输出信号从而经输出变换器呈现给用户。

在实施例中，音频处理系统如传声器单元(和/或非必需的收发器单元)包 括用于提供输入信号的时频表示的TF转换单元。在实施例中，时频表示包括 在特定时间和频率范围的所涉及信号的相应复值或实值的阵列或映射。在实施 例中，TF转换单元包括用于对(时变)输入信号进行滤波并提供多个(时变) 输出信号的滤波器组，每一输出信号包括输入信号的不同的频率范围。在实施 例中，TF转换单元包括用于将时变输入信号转换为频域中的(时变)信号的傅 里叶变换单元。在实施例中，音频处理系统考虑的从最小频率f_min到最大频率 f_max的频率范围包括典型的、人类听得见的频率范围即20Hz-20kHz的一部分， 例如20Hz-12kHz范围的一部分。在实施例中，音频处理系统考虑的频率范围 f_min-f_max拆分为多个(M)频带，其中M例如大于5，如大于10，如大于50， 如大于100，如大于250，如大于500，至少其部分个别进行处理。在实施例中， 音频处理系统适于在多个不同的频道中处理其输入信号。频道可以宽度均匀或 非均匀(例如宽度随频率增加而增加)、重叠或非重叠。

在实施例中，音频处理系统还包括用于所涉及应用的其他有关功能，如压 缩、降噪等。

在实施例中，音频处理系统包括助听器如听力仪器，如适合位于用户耳朵 处或完全或部分位于用户耳道中的听力仪器，如头戴式耳机、头戴受话器、耳 朵保护装置或其组合。在实施例中，音频处理系统包括免提电话系统、移动电 话、远程会议系统、安全系统、广播系统、卡拉OK系统、教室放大系统或其 组合。

音频处理系统用途

另一方面，本发明进一步提供上面描述的、“具体实施方式”中详细描述 的及权利要求中限定的音频处理系统的用途。在实施例中，提供音频处理系统 在助听器、头戴式耳机、免提电话系统或远程会议系统、或汽车电话系统或广 播系统中的使用。

计算机可读介质

本发明进一步提供保存包括程序代码的计算机程序的有形计算机可读介质， 当计算机程序在数据处理系统上运行时，使得数据处理系统执行上面描述的、 “具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的方法的至少部分(如大部 分或所有)步骤。除了保存在有形介质如磁盘、CD-ROM、DVD、硬盘、或任 何其它机器可读的介质上，计算机程序也可经传输介质如有线或无线链路或网 络如因特网进行传输并载入数据处理系统从而在不同于有形介质的位置处运行。

数据处理系统

本发明进一步提供数据处理系统，包括处理器和程序代码，程序代码使得 处理器执行上面描述的、“具体实施方式”中详细描述的及权利要求中限定的 方法的至少部分(如大部分或所有)步骤。

本发明的进一步的目标通过从属权利要求和本发明的详细描述中限定的实 施方式实现。

除非明确指出，在此所用的单数形式的含义均包括复数形式(即具有“至 少一”的意思)。应当进一步理解，说明书中使用的术语“包括”和/或“包含”表 明存在所述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但不排除存在或增加 一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其组合。应当理解， 除非明确指出，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，可以是直接连 接或耦合到其他元件，也可以存在中间插入元件。此外，如在此使用的“连接” 或“耦合”可包括无线连接或耦合。如在此所用的术语“和/或”包括一个或多个列 举的相关项目的任何及所有组合。除非明确指出，在此公开的任何方法的步骤 不必须精确按所公开的顺序执行。

附图说明

下面参考附图、结合优选实施例更充分地阐释本发明，其中：

图1示出了根据本发明实施例的音频处理系统的多种模型。

图2示出了在三传声器系统中在四个不同频率下的OLTF幅度值的仿真。

图3示出了为了在OLTF的幅度下获得-0.005dB/迭代的斜率而调节步长的 例子。

图4示出了调节步长的例子，其中希望-6dB的稳态幅度值。

图5示出了波束形成器特性的例子。

为清晰起见，这些附图均为示意性及简化的图，它们只给出了对于理解本 发明所必要的细节，而省略其他细节。在所有附图中，同样的附图标记用于同 样或对应的部分。

通过下面给出的详细描述，本发明进一步的适用范围将显而易见。然而， 应当理解，在详细描述和具体例子表明本发明优选实施例的同时，它们仅为说 明目的给出，因为，对于本领域的技术人员来说，通过这些详细说明在本发明 精神和范围内做出各种变化和修改是显而易见的。

具体实施方式

图1示出了根据本发明实施例的音频处理系统的多种模型。

图1a示出了根据本发明的音频处理系统的最简单形式的模型。音频处理系 统包括传声器和扬声器。从扬声器到传声器的反馈的传递函数由H(ω，n)指示。 给传声器的目标(或另外的)声信号输入由下部的箭头指示。音频处理系统还 包括用于估计反馈传递函数H(ω，n)的自适应算法反馈估计单元连接在扬声器和求和单元(“+”)之间以将反馈估计量从输入传声器信号减 去。所得的反馈校正的(误差)信号馈给信号处理单元F(ω，n)以进一步处理该 信号(例如根据用户需要施加随频率而变的增益)，其输出连接到扬声器和反 馈估计单元信号处理单元F(ω，n)及其输入(A)和输出(B)由虚线指示以 表明本申请关注的系统元件，即一起表示音频处理系统的开环传递函数的反馈 部分的元件(即这些部分用实线指出)。图1a的系统可看作一扬声器、一传声 器音频处理系统如听力仪器的模型。

图1b示出了如图1a中所示的本发明音频处理系统的模型，但代替一个传 声器及一个声反馈通路和一个反馈估计通路，示出了多个(P)传声器(如两 个以上传声器)、声反馈通路H_i(ω，n)和反馈估计通路另外，图1b的 实施例包括从P个求和单元(“+”)接收P个反馈校正的输入并向信号处理 单元F(ω，n)提供随频率而变的、定向滤波(及反馈校正)的输入信号的波束形 成器模块，信号处理单元进一步处理该信号并提供馈给扬声器和反馈估计通路 的处理过的输出信号。

图1c示出了根据本发明的音频处理系统的一般图，例如其可表示广播系统 或听音系统，在此想为助听器系统。

助听器系统包括适于将输入声信号转换为电输入信号(可能增强，如包括 方向信息)的输入变换器系统(MS)、用于将电输出信号转换为输出声信号 的输出变换器(SP)、及电连接输入变换器系统(MS)和输出变换器(SP) 的适合处理输入信号(e)并提供处理过的输出信号(u)的信号处理单元(G+)。从输 出变换器到输入变换器系统的(非计划、外部)声反馈通路(H)指明在纵向 虚线的右边。助听器系统还包括自适应反馈估计系统(H_est)，用于估计声反馈通 路并电连接到输出变换器(SP)和输入变换器系统(MS)。自适应反馈估计系统 (H_est)包括自适应反馈抵消算法。输入声信号包括非计划声反馈信号v和目标信 号x的和(v+x)。在图1c的实施例中，来自信号处理单元G+的电输出信号u馈 给输出变换器SP并用作自适应反馈估计系统H_est的输入信号。来自自适应反馈 估计系统H_est的随时间和频率而变的输出信号v_est用于跟踪非计划声反馈信号v。 优选地，反馈估计量v_est例如在系统正向通路的求和单元中(如图1d中所示的 模块MS)从输入信号(包括目标和反馈信号x+v)减去，从而理想地仅留下 目标信号x在信号处理单元(G+)中进一步处理。

输入变换器系统例如可以是包括一个或多个传声器的传声器系统(MS)。传 声器系统例如还可包括多个波束形成器滤波器(每一传声器连接一个)以提供 定向传声器信号，这些定向传声器信号可进行组合以提供增强的传声器信号， 该增强的传声器信号馈给信号处理单元进行进一步的信号处理(例如参见图 1d)。

输入变换器系统(MS)和输出变换器(SP)之间的正向信号通路由信号处理单 元(G+)及其间的电连接(及可能的其他部件)形成(参见虚线箭头“正向信号 通路”)。内部反馈通路由电连接到输出变换器和输入变换器系统的反馈估计 系统(H_est)形成(参见虚线箭头“内部反馈通路”)。外部反馈通路为从输出变 换器(SP)的输出到输入变换器系统(MS)的输入的通路，可能包括几个不同的、 从输出变换器(SP)到输入变换器系统(MS)的各个输入变换器的子通路(参见虚 线箭头“外部反馈通路”)。正向信号通路、外部和内部反馈通路一起形成增 益环路。分别由X1和X2指示并将外部反馈通路和正向信号通路连在一起的虚 线椭圆形部分用于表明二者之间的实际接口在不同应用中可能不同。音频处理 系统中的一个或多个部件或部件的多个部分根据实际实施可包括在两个通路中， 例如输入/输出变换器、可能的A/D或D/A转换器、时间-＞频率或频率-＞时间转 换器等。

自适应反馈估计系统例如包括自适应滤波器。自适应滤波器例如在[Haykin] 中描述。自适应反馈估计系统例如用于目标输入信号的改善的估计量，通过将 估计量从包括目标及反馈信号的输入信号减去实现。反馈估计可基于向输出信 号添加已知特性的试探信号。自适应反馈抵消系统在本领域众所周知，例如在 US 5,680,467(GN Danavox)、US 2007/172080A1(Philips)和WO 2007/125132 A2(Phonak)中描述。

自适应滤波器中使用的自适应反馈抵消算法可以是任何适当的类型，如 LMS、NLMS、RLS，或可基于卡尔曼滤波。这些算法例如在[Haykin]中描述。

定向传声器系统例如适于对佩戴听音装置的用户的局部环境中的两个以上 声源进行分离。在实施例中，定向系统适于检测(如自适应检测)传声器信号 的特定部分源自哪一方向。术语“波束形成器”和“定向传声器系统”可互换 地使用。这些系统可以多种不同的方式实施，例如按US 5,473,701或WO 99/09786A1或EP 2088802A1中描述的实施。描述多传声器系统的示例性教 科书为[Gay & Benesty]，第10章，Superdirectional Microphone Arrays。定向传 声器系统的空间方向性质(波束形成器图案)的例子如图5中所示。在图5a中， x(横)和y(纵)轴分别给出声信号的进入角(正向为0度)及归一化频率ω (左纵轴)。在特定点(x，y)的阴影表明波束形成器按dB的放大(参见图右边 的图例框，一般地，阴影越黑，衰减越少)。因此，图5中所示的例子用于波 束形成器，其对几乎所有频率以35-40dB抑制来自约+/-115度的声信号。图5b 示出了等效波束形成器在不同角度的衰减的极坐标图，其中示出了选择的等归 一化频率曲线(对应于ω＝π、3π/4、π/2和π/4)。

信号处理单元(G+)适于根据用户的特定需要提供随频率而变的增益。其可 适于执行其他处理任务如目标在于增强呈现给用户的信号，例如压缩、降噪等， 包括产生用于改善反馈估计的试探信号。

图1d表示图1b的实施例的更详细的图，尤其是波束形成器元件，其中示 出了包括多个(P)传声器(如两个以上)的一扬声器音频处理系统，其一起 表示系统的开环传递函数的反馈部分。

图1d的音频处理系统与图1b中所示的类似并继续图1c的一般模型。图 1d的音频处理系统包括具有多个(P)电传声器通路的传声器系统(图1c中的 MS)，每一传声器通路MPi提供处理过的传声器信号i＝1，2，...，P。优选地， P大于或等于2，如3。每一传声器通路包括1)用于将输入声音转换为输入传声 器信号y_i的传声器M_i；2)求和单元SUM_i(“+”)，用于将来自自适应反馈估 计系统(图1c中的H_est)的补偿信号从输入传声器信号y_i减去并提供补偿过 的信号e_i(误差信号)；及3)波束形成器滤波器g_i，用于进行随频率而变的定 向滤波。所述波束形成器滤波器g_i的输出基于相应误差信号e_i提供处理过的传 声器信号i＝1，2，...，P。传声器系统还包括连接到传声器通路i＝1，2，...，P的 输出以对所述处理过的传声器信号求和的求和单元SUM(MP)(“+”)， i＝1，2，...，P，从而通过提供合成输入信号。

在图1d的系统中，自适应反馈估计系统(图1c的H_est)包括多个用于产 生多个(P)非计划反馈通路的估计量的内部反馈通路IFBP_i，i＝1，2，...，P，每 一非计划反馈通路至少包括从扬声器单元的输出到传声器M_i的输入的外部反 馈通路，i＝1，2，...，P，及每一内部反馈通路包括用于使用自适应反馈抵消算法 提供第i个非计划反馈通路的估计的脉冲响应的反馈估计单元，i＝1，2，...，P。 由信号表示的估计的脉冲响应在相应求和单元SUM_i(“+”)(在此示为 形成传声器系统(MS)的一部分)中与所述传声器信号y_i(如图1d中所示) 或源自其的信号相减以提供误差信号e_i，i＝1，2，...，P。自适应反馈估计系统及 求和单元SUM_i(‘+’)一起形成音频处理系统的反馈抵消系统的一部分。

信号处理单元(图1c中的G+或图1a、1b中的F(ω，n))适于确定开环传递 函数的反馈部分π_est(ω，n)的幅度平方的近似表示式，其中ω为归一化角频率， 及n为离散时间指数，其中所述近似形成π_est(ω，n)中的一阶差分方程，从其可 提取在π_est(ω，n)时随先前值而定的瞬变部分及提取稳态部分，瞬变部分及稳态 部分取决于在当前时间n的步长μ(n)；及其中所述信号处理单元适于基于所述 瞬变部分和稳态部分分别从预定的斜率值α_pd或从预定的稳态值π_est(ω，∞)_pd确定 步长μ(n)。

图1e示出了图1b中的音频处理系统，但其中波束形成器和信号处理单元 (F(ω，n))的处理在频域中进行。分析滤波器组(A-FB)插入在每一传声器通路 中，i＝1，2，...，P，藉此误差校正的输入信号转换到时间-频率域，每一信号由M 个频带中的随时间而变的值表示。合成滤波器组(S-FB)在信号处理单元(F(ω，n)) 之后插入在正向通路中以向时域中的扬声器提供输出信号。音频处理系统的处 理的其他部分可全部或部分在频域中进行，例如反馈估计(如模块的自适应 算法)。

可存在不同于图1中所示的其他部件(或功能)。例如正向信号通路可包 括模数(A/D)和数模(D/A)转换器、时间到时频及时频到时间转换器，这 些分别可与输入和输出变换器集成一体也可不集成一体。类似地，部件的顺序 可不同于图1中所示的顺序。在实施例中，相较于图1d中所示的实施例，传声 器通路的相减单元(‘+’)和波束形成器滤波器颠倒。

例子

在该部分给出说明本发明各方面的可能使用的三个例子(基于LMS算 法)：

1、预测的瞬变和稳态。

2、步长控制以在瞬变部分实现某一收敛速度。

3、步长控制以实现某一稳态值

在第一例子中，当所有系统参数均被给出时，上面的方程式(1)用于预 测预测值可用于确定正向通路中的最大允许增益以确保系统稳定性。

例如如果的预测值为-30dB，则我们从稳定性准则知道助听器中的增 益必须限于30dB。

示出了三传声器系统中的瞬变和稳态预测例子。将要估计的角频率为

$\omega =\frac{2\mathrm{\pi l}}{L},$

其中1＝3、7、11、15指示频率窗口数量。在此，L表示自适应滤波器的长 度，滤波器阶L-1等于32，及步长μ＝2^-9。

在图2中，给出了仿真结果。图2示出了三传声器系统中在四个不同频率 下OLTF的幅度值的仿真。预测瞬变过程(倾斜虚线)、没有使用方程式(1) 表示的反馈通路变化的稳态值(水平(下面)点划线)、及有使用方程式(1) 表示的反馈通路变化的稳态值(水平(上面)点线)成功地由仿真的幅度值 (实线)验证。结果使用100次仿真运行平均。可以看出，仿真结果确认预测 值(方程式(1))，其可用于控制音频处理系统如助听器中的最大允许增益。

在第二例子中，使用方程式(6)，通过调节步长μ在OLTF的的瞬变 部分中实现所希望的收敛速度。在该例子中，所希望的收敛速度值设为-0.005 dB/迭代，角频率选择为ω＝2πl/L，其中1＝7指示频率窗口数量。再次地，自适 应滤波器的长度L取为等于32。

步长计算为μ(n)＝0.000591，及仿真结果在图3中给出。调节步长以在 OLTF的幅度中获得-0.005dB/迭代的斜率。这被看作瞬变部分中的幅度值在前 1000次迭代之后降低5dB。该结果使用100次仿真运行平均并通过使用方程式 (6)支持步长的选择。

在通过使用方程式(10)的仿真所示的第三例子中，通过调节步长μ(n)可获 得所希望的稳态值在该例子中，所希望的值设为-6dB，及角频 率选择为

$\omega =\frac{2\mathrm{\pi l}}{L},$

其中1＝7指示频率窗口数量。再次地，自适应滤波器的长度L取为等于32， 而步长μ根据方程式(10)计算。

步长计算为μ(n)＝0.0032。这由图4中给出的仿真和结果验证。图4示出 了调节步长的例子，其中OLTF的稳态幅度值希望为-6dB。该结果使用100次 仿真运行平均并通过使用方程式(10)支持步长的选择。

所得出的表示式可用于实时预测OLTF的反馈部分的幅度值的瞬变和稳态 值，其为稳定性的实质条件。此外，所得出的表示式可用于控制自适应算法以 实现所希望的性质。

本发明由独立权利要求的特征限定。从属权利要求限定优选实施例。权利 要求中的任何附图标记不意于限定其范围。

一些优选实施例已经在上述内容中进行了说明，但是应当强调的是，本发 明不受这些实施例的限制，而是可以权利要求限定的主题内的其它方式实现。 上面给出的例子基于LMS算法的表示式。类似的及其它例子可使用基于其它 自适应算法如NLMS或RLS算法的OLTF表示式导出。此外，这些例子集中 于确定自适应反馈抵消算法中的步长。然而，不同于步长的其它参数及不同于 用于抵消反馈的算法的其它算法可使用本发明概念确定/受益于本发明概念。例 子为自适应定向算法的参数，如波束形成器滤波器，如波束形成器滤波器g_i的 频率响应G_i(ω)，例如参见上面的方程式(1)。

参考文献

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●[Proakis]John G.Proakis，Dimitis & Manolakis，Digital Signal Processing： Principles，Algorithms and Applications(Third Edition)，Prentice Hall，1996.

●[Dillon]H.Dillon，Hearing Aids，Thieme Medical Pub.，2001.

●[Gay & Benesty]，Steven L.Gay，Jacob Benesty(Editors)，Acoustic Signal  Processing for Telecommunication，1.Edition，Springer-Verlag，2000.

●[Gunnarsson & Ljung]S.Gunnarson，L.Ljung.Frequency Domain Tracking  Characteristics of Adaptive Algorithms，IEEE Transactions on Acoustics，Speech， and Signal Processing，Vol.37，No.7，July 1989，pp.1072-1089.

●US 5,680,467(GN DANAVOX)21-10-1997

●US 2007/172080A1(PHILIPS)26-07-2007

●WO 2007/125132A2(PHONAK)08-11-2007

●US 5,473,701(ATT)05-12-1995

●WO 99/09786A1(PHONAK)25-02-1999

●EP 2088802A1(OTICON)12-08-2009