自相位调制噪声计算装置、消除装置和光相干接收机

摘要

本发明提供一种自相位调制噪声计算装置、消除装置和光相干接收机。该计算装置包括：信号接收单元，用于接收输入信号；计算单元，与所述信号接收单元连接，用于利用输入信号波形在当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算所述当前时刻的自相位调制噪声。本发明实施例通过利用信号波形在某一时刻的前后多个数字采样周期的信号功率来计算某一时刻的自相位调制噪声，在采用该装置计算光纤传输链路每个分段上的自相位调制噪声时，在保证一定计算精度的情况下，可减少分段粒度，降低计算复杂度。

说明书

技术领域

本发明涉及光通信领域，特别涉及一种自相位调制噪声计算装置、 消除装置和光相干接收机。

背景技术

光纤信道的非线性噪声主要包括因本信道信号功率波动引起的自相 位调制(SPM，Self-phase没、Modulation)噪声和因邻近信道信号功率 波动引起的交叉相位调制(XPM，Cross-Phase Modulation)噪声。对于 信号经过一段光纤传输后产生的自相位调制噪声，它的数值可以根据在 本段传输中的信号功率来计算。对于整个传输链路的自相位调制噪声， 因为链路中的光纤色散，传输中的信号功率随传输距离变化，要将整个 链路分为多段来分逐段计算，而计算的精度取决于分段的粒度。分段的 粒度越细，计算的精度就越高，但是计算的复杂度也越高。

图1是现有技术中典型的光纤传输系统结构示意图。图2是现有技 术中自相位调制示意图。如图1所示，该系统包括S段级联的光纤传输 段(Fiber Span)，每一段主要包括一段光纤102，一个光放大器G 103以 及一个色散补偿光纤(DCF，Dispersion Compensation Fiber)104和另一 个光放大器G 105，其中，图1所示的系统实际上有时并不要求色散补偿 光纤DCF 104和光放大器G 105的存在，并且各传输段的光纤配置也并 不要求是一样。信号在光纤102和色散补偿光纤DCF 104中传输时会产 生自相位调制噪声，并且自相位调制噪声和传输中信号所受到的色散相 互作用。

由于传输链路中的光纤色散，传输中的信号功率随传输距离变化， 因此，在计算自相位调制噪声时要把一段光纤102和104沿着传输方向 切分为很多小段，在每一小段之内忽略色散和自相位调制的相互作用。 如图2所示，将一段光纤102、104沿传输方向切为N段，在每一段之内 的信号波形的随色散的变化可以直接根据色散系数等计算，如由色散计 算单元202、204以及206，208计算；在每一小段的自相位调制 是根据在该段入口处的信号波形的功率直接乘以光纤的非线性系数 (γ_NL，fiber或γ_NL，dcf)得到，然后转换为复数形式，如由计算单元209、210、 211、212计算；在每一小段获得复数形式的自相位调制噪声后送至如图 2中的乘法器201、203和205、207与该段入口处的信号波形相乘后由该 段的色散补偿单元传输至下一段。其中，计算单元209、210、211、212 计算自相位调制噪声采用公式表示：其中为光纤的非 线性系数，s(t)是某一时刻的信号波形，|s(t)|2为对信号波形取模后平方 后获得的某一时刻的信号功率，i表示第i段，为正整数，1≤i≤N。

采用上述方式计算自相位调制噪声时，由于在各个分段中忽略了自 相位调制和色散的相互作用，若要保证计算精度，则需要用精细的分段 粒度，计算精度越高，计算越复杂。

此外，还可通过利用各分段不同位置的波形(或其平均值)或者邻 近传输信道的信息来提高计算的精度。

图3是现有技术中单偏振光相干接收机中自相位调制噪声消除装置 示意图，图4是现有技术中双偏振光相干接收机中自相位调制噪声消除 装置示意图。所谓自相位调制噪声的消除是应用数字信号处理技术对接 收到的信号进行模拟的反向传输从而得到信号功率在传输过程中的波 动，再根据波动来计算自相位调制噪声的数值，最后将自相位调制噪声 反乘到信号上以实现对自相位调制噪声的消除。其中，该装置的补偿性 能直接依赖于自相位调制的计算精度。

如图3所示，接收到的基带电信号301经过N个级联的电色散补偿 模块CDC_1～CDC_N；其中，如对第一级的电色散补偿后，由功率计算 模块304计算出当前时刻的信号功率(对当前时刻CDC_1输出的波形信 号s(t)取模后平方)；将该当前时刻的信号功率输入复数相位生成器305， 复数相位生成器305将该信号功率与光纤的非线性系数相乘后取反， 从而得到当前时刻的自相位调制噪声的值的相反数，并将该自相位调制 噪声的值的相反数转化为复数形式(用公式表示为其中， 复数相位生成器305的输出经由乘法器303与电色散模块CDC_1的输出 的信号波形相乘就实现了对自相调制噪声的消除。

如图4所示，双偏振光相干接收机的自相位调制噪声的计算及消除 模块的原理与单偏振的相似。不同之处在于：对双偏振接收机，因为信 号是同时调制在两个偏振态上，计算自相位调制时要同时计算两个偏振 态的信号功率，再将其相加后乘以此外，也有一些公知技术是将 两个偏振态上的信号功率乘以不同的后再相加。

但是发明人在实现本发明的过程中发现现有技术的缺陷在于：目前 在进行自相位调制时，某个时刻的自相位调制只与该时刻的信号波形有 关，但是由于各时刻的信号波形在传输过程中随色散累积而变化，因此 当各个分段内的色散累积值变化很大时，这种自相位调制计算技术的精 度会很差；所以，为了保证计算的精度，各个分段内的色散累积值的变 化必须小到可以忽略该变化对自相位调制的影响，需要将整个传输链路 在逻辑上切分为很多段来计算，分段越多，计算复杂度越高；

对于自相位调制噪声消除装置，其工作性能直接取决于自相位调制 的计算精度，在现有技术中，模拟的传输段数M要等于实际信道中的光 纤级联段数S的N倍(即M＝N×S)，一般认为为了获得可接受的补偿 性能，N应该至少大于等于1，即数字信号处理模拟的传输段数至少要大 于等于传输信道中光纤级联段数。通常情况下，实际传输信道中的光纤 级联段数为十几到几十段，如此高的算法复杂度对数字信号处理的硬件 实现提出了极高的要求。

下面列出了对于理解本发明和常规技术有益的文献，通过引用将它 们并入本文中，如同在本文中完全阐明了一样。

1)非线性光纤光学原理及应用，【美】Govind P.Agrawal，电子工业 出版社，2002年12月第一版；

2)US Patent Application Publication，Pub No.：US 2009/0214215 A1， Guifang Li；

3)“112 Gb/s DP-QPSK Transmission Using a Novel Nonlinear  Compensator in Digital Coherent Receiver”，Shoichiro Oda et.al.，paper  OThR6，OFC2009；

4)“Systematic Analysis on Multi-Segment Dual-Polarisation Nonlinear  Compensation in 112 Gb/s DP-QPSK Coherent Receiver”，Takahito  Tanimura et.al.，paper 9.4.5，ECOC2009；

5)“Improved single channel backpropagation for intra-channel fiber  nonlinearity compensation in long-haul optical communication systems”， Liang B，Du et.al.，Optical Express，page 7347-7360，2010年7月28日出版。

发明内容

本发明实施例的目的在于提供一种自相位调制噪声计算装置、消除 装置和光相干接收机，可利用信号波形在某一时刻的前后多个数字采样 周期的信号功率来计算某一时刻的自相位调制噪声，在保证一定计算精 度的情况下，较少分段粒度，降低计算复杂度。

根据本发明实施例的一个方面提供了一种自相位调制噪声计算装 置，该装置包括：

信号接收单元，用于接收输入信号；

计算单元，与该信号接收单元连接，用于利用输入信号波形在当前 时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算该当 前时刻的自相位调制噪声。

在本发明实施例中，当进行自相位调制时，可包括：接收输入信号； 利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时 刻的信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声。因此，通过将多个 数字采样周期的信号功率联合起来计算，可以在保证一定精度的情况下， 若采用上述方法计算输入信号在光纤传输链路上的自相位调制噪声时， 使得分段的粒度较大，从而降低了自相位调制的计算复杂度。

根据本发明实施例的另一个方面提供了一种自相位调制噪声消除装 置，该装置包括：

信号接收单元，用于接收基带电信号；

噪声消除单元，用于对接收到的该基带电信号逐级进行处理，以消 除自适应调制噪声；其中，在每一级处理中，利用当前一级电色散补偿 后的信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的 信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声并获得该自相位调制噪声 的相反数，并且将该自相位调制噪声的相反数转化为复数形式，将该自 相位调制噪声的值的相反数的复数形式与当前一级电色散补偿后的信号 波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声；

信号发送单元，用于发送该噪声计算单元处理后的信号。

在本发明实施例中，当消除自适应调制噪声时，可采用如下方式：

接收基带电信号；

对接收到的该基带电信号逐级进行处理，以消除自适应调制噪声； 其中，在每一级处理中，利用当前一级电色散补偿后的信号波形在当前 时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算所 述当前时刻的自相位调制噪声并获得所述自相位调制噪声的相反数，并 将所述自相位调制噪声的相反数转化为复数形式，将所述自相位调制噪 声的相反数的复数形式与当前一级电色散补偿后的信号波形相乘，以消 除当前级的自相调制噪声；

信号发送单元，用于发送所述噪声消除单元处理后的信号。

由上述可知，通过将多个数字采样周期的信号功率联合起来计算， 可以在保证一定精度的情况下，降低了自相位噪声消除装置中电色散补 偿模块的级联数量，降低自相位噪声消除装置的硬件实现复杂度。

根据本发明实施例的又一个方面提供了一种光相干接收机，该光相 干接收机包括上述自相位调制噪声消除装置。

本发明实施例的有益效果在于：该自相位调制噪声计算装置在计算 某个时刻的自相位调制时，不但考虑该时刻的信号功率同时还考虑该时 刻前后的多个数字采样周期的信号功率，这样，在将该装置应用于图1 所示的光纤传输系统时，通过将多个数字采样周期的信号功率联合起来 计算，可以在保证一定精度的情况下，使得分段的粒度较大，从而降低 了自相位调制的计算复杂度；在将上述装置应用到自相位噪声消除装置 中时，也降低了自相位噪声消除装置中电色散补偿模块的级联数量，降 低自相位噪声消除装置的硬件实现复杂度。

参照后文的说明和附图，详细公开了本发明的特定实施方式，指明 了本发明的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明的实施方式在范 围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发 明的实施方式包括许多改变、修改和等同。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式 在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合， 或替代其它实施方式中的特征。

应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组 件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存 在或附加。

附图说明

图1是现有技术中典型的光纤传输系统结构示意图；

图2是现有技术中自相位调制示意图；

图3是现有技术中单偏振光相干接收机中自相位调制噪声消除装置 示意图；

图4是现有技术中双偏振光相干接收机中自相位调制噪声消除装置 示意图；

图5是本发明实施例1的自相位调制噪声计算装置的构成示意图；

图6是本发明实施例1中计算单元502的构成示意图；

图7是本发明实施例1的自相位调制噪声计算装置应用实例图；

图8是本发明实施例1的权值获取单元的构成示意图；

图9是本发明实施例1中接收到单偏振信号时的计算权值的示意图；

图10本发明实施例1中接收到双偏振信号时的计算权值的示意图；

图11至图14是计算权值序列的示意图；

图15是本发明实施例的调制方法流程图；

图16是图15中步骤1502实现方法流程图；

图17是本发明实施例的光纤传输链路上计算自相位调制噪声的方法 流程图；

图18是本发明实施例2的自相位调制噪声消除装置的构成示意图；

图19是单偏振信号时本发明实施例2中噪声消除单元的构成示意图；

图20是单偏振信号时本发明实施例2中噪声消除单元1502的构成 示意图；

图21是本发明实施例3的单偏振光相干接收机的构成示意图；

图22是本发明实施例4的双偏振光相干接收机的构成示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的各种实施方式进行说明。这些实施方式只 是示例性的，不是对本发明的限制。为了使本领域的技术人员能够容易 地理解本发明的原理和实施方式，本发明的实施方式以光通信系统的光 纤信道的自相位调制噪声的计算为例进行说明。但应该注意的是，本发 明的实施方式适用于所有存在自相位调制噪声的通信系统，而不局限于 光通信系统。

图1是本发明实施例的自相位调制噪声计算装置的构成示意图。如 图1所示，该装置包括：信号接收单元501和计算单元502；其中，

信号接收单元501用于接收输入信号；计算单元502，与信号接收单 元501连接，用于利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相 邻的若干个采样时刻的信号功率来计算当前时刻的自相位调制噪声。

此外，在本实施例中，该装置还可包括发送单元(图中未示出)，用 于将计算单元502计算出来的自相位调制噪声进行发送。

由上述实施例可知，当利用该装置计算某个时刻的自相位调制噪声 时，不但考虑该时刻的信号功率同时还考虑该时刻前后的多个数字采样 周期的信号功率，这样，在将该装置应用于图1所示的系统时，可以在 保证一定精度的情况下，使得分段的粒度较大，从而降低了自相位调制 的计算复杂度。此外，在将上述装置应用到自相位噪声消除装置中时， 也降低了自相位噪声消除装置中电色散补偿模块的级联数量，降低自相 位噪声消除装置的硬件实现复杂度。

在本实施例中，计算单元502具体用于，利用输入信号波形在当前 时刻、以及与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率的加权平均来 计算当前时刻的自相位调制噪声。

图6是本发明实施例1中计算单元502的构成示意图。如图6所示， 噪声计算单元502包括：功率计算单元601、加权平均单元602和噪声计 算单元603；其中，

功率计算单元601，用于计算接收到的输入信号波形在当前时刻、以 及与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率；

加权平均单元602，用于将功率计算单元601计算的当前时刻、以及 与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率进行加权平均；

噪声计算单元603，用于将加权平均单元602计算的加权平均后的信 号功率与预定的系数相乘并转化为复数形式，以获得复数形式的当前时 刻的自相位调制噪声。

在本实施例中，加权平均单元602采用如下公式计算：

$p_t=\underset{i=-k}{\overset{i=+k}{\Sigma }}{w}_{i}p(t-i\times T);---\left(1\right)$

噪声计算单元603采用如下公式获得当前时刻的自相位调制噪声的 复数形式：

${\mathrm{spm}}_t=e^{j{\gamma }_{\mathrm{NL}}\times p_t};---\left(2\right)$

其中，w_i表示加权平均的权值，为一组实数，表示相邻时刻的信号 功率对当前时刻的自相位调制噪声的相关程度；t表示当前时刻；i表示 该当前时刻的第i个相邻时刻，-k≤i≤k，k为正整数；T表示信号的数 字采样周期；p(t-i×T)表示在(t-i×T)采样时刻的信号功率；γ_NL表示 光纤的非线性系数。

在本实施例中，可将上述装置应用于如图1所示的光纤传输系统以 计算发射信号光纤(Fiber)102和色散补偿光纤DCF104中传输时产生的 自相位调制噪声。下面参照图7对本发明实施例的如图1所示的光纤传 输系统的自相位噪声计算方法进行说明。

因为链路中的光纤色散，传输中的信号功率随传输距离变化，要将 整个链路分为多段来分逐段计算，如图7所示，要将一段光纤(Fiber) 102和色散补偿光纤(DCF)104沿着传输方向切分为很多小段，如分别 切分为M段，在每一段内，均包括乘法器701、703、705、707；色散计 算模块702、704、706、708，以及计算自相位调制噪声的计算单元709、 710、711、712；

其中，计算自相位调制噪声的装置709、710、711、712可采用如上 所述的自相位调制噪声计算装置。例如，在计算第一段的自相位调制噪 声时，首先计算单元709接收发射端Tx发送的信号，计算接收到的输入 信号波形在当前时刻、以及与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功 率；将计算的当前时刻、以及与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号 功率进行加权平均；将加权平均后的信号功率与预定的系数相乘并转化 为复数形式，以获得第一段的复数形式的当前时刻的自相位调制噪声； 然后计算单元701将该复数形式的自相位调制噪声向乘法器701发送， 乘法器701将该自相位调制噪声与输入的信号波形相乘，然后送入色散 计算模块702，经色散计算后传入下一段；在计算下一段的自相位调制噪 声时，输入的信号是前一段色散计算模块702输出的信号，其他计算过 程类似，此处不再赘述，直到计算单元712计算最后一段的自相位调制 噪声，经乘法其707与前一段的色散计算模块706输出的信号波形相乘， 将相乘后的信号输入色散计算模块708进行色散计算后输出到接收端Rx。

由上述可知，在将该装置应用与光纤链路传输时，在每一小段通过 将相邻时刻的信号功率联合，在各个分段内累积色散的变化对自相位调 制的影响被吸收到了加权系数w_i中，这样，就放松了现有技术中各个分 段内累积色散的变化必须小到可以忽略该变化对自相位调制的影响的要 求，因此，可以在保证计算精度的同时，使用较大的分段粒度，即分段 数较少。例如，如图2所示的现有技术中，分段数为N，若采用本发明 实施例的装置，如图7所示，在达到同样精度的情况下，分段数M小于N， 降低了计算复杂度。

在本实施例中，如图5所示，该装置还包括权值获取单元503，权值 获取单元503用于获取权值序列；此外，该装置还可包括存储单元(未 示出)用于储存获取的权值序列。

其中，权值获取单元503获取权值的方式有多种，如基于监测的方 式获得权值、或者基于试算、或者基于假设的方式获得权值，以下举例 说明，但获得权值的方式不限于下述实施例。

实例1：权值获取单元503通过监测自相位调制噪声与相邻时刻信号 的时域相关度来获取权值w_i序列；

在上述情况下，如图8所示，权值获取单元503可包括：

第一接收单元801，用于接收含有自相位调制噪声的信号，该含有自 相位调制噪声的信号为单偏振信号或双偏振信号；

第一判决单元802，用于对第一接收单元801接收到的信号进行数据 判决，以获取不含有自相位调制噪声的信号；

第一计算单元803，用于利用第一接收单元801接收的信号、第一判 决单元802进行数据判决后获得的信号、以及在当前时刻的前i个时刻、 前i+N个时刻的信号来计算权值序列；其中，N是一个预定的大于或等 于0(双偏振)或1(单偏振)的整数。

在本实施例中，如图9所示，当第一接收单元801接收到的信号为 单偏振信号R(t)时，第一判决单元802对接收到的信号进行数据判决， 获得S(t)，其中数据判决可采用现有的任何一种方式实现；然后第一计算 单元803采用如下公式计算权值w_i序列：

$w_i=\mathrm{abs}\left[E\right\{\frac{R\left(t\right)-S\left(t\right)}{S(t-\mathrm{iT})}\times \mathrm{conj}\left(\frac{R\left(t\right)-S\left(t\right)}{S(t-\mathrm{iT}-\mathrm{NT})}\right)\left\}\right];---\left(3\right)$

其中，R(t)表示含有自相位调制噪声的信号(相当于接收端信号)； S(t)表示对R(t)进行数据判决得到的信号(相当于发送端信号，不含有自 相位调制噪声的信号)；S(t-iT)表示在当前时刻的前i个时刻的信号， S(t-iT-NT)表示在当前时刻的前i+N个时刻的信号，其中，N≥1；其中， S_h(t-iT)和S_v(t-iT-NT)这两个信号通过对接收信号的延时得到，如现有 技术中所述，此处不再赘述。

在本实施例中，如图10所示，当第一接收单元801接收到的输入信 号为双偏振信号时，此时第一接收单元801可包括第二接收单元801a和 第三接收单元802b，分别接收两个偏振态上的信号R_h(t)、R_v(t)，第一判 决单元802可包括第二判决单元802a和802b，分别对第二接收单元801a 和第三接收单元801b接收到的信号R_h(t)、R_v(t)进行数据判决，以获得 信号S_h(t)、S_v(t)，第一计算单元803采用如下公式计算所述权值w_i序列：

$w_i=\mathrm{abs}\left[E\right\{\frac{R_h\left(t\right)-S_h\left(t\right)}{S_h(t-\mathrm{iT})}\times \mathrm{conj}\left(\frac{R_v\left(t\right)-S_v\left(t\right)}{S_v(t-\mathrm{iT}-\mathrm{NT})}\right)\left\}\right];---\left(4\right)$

其中，R_h(t)、R_v(t)分别表示两个偏振态上含有自相位调制噪声的信号； S_h(t)、S_v(t)分别表示对R_h(t)、R_v(t)进行数据判决得到的信号；S_h(t-iT)表 示在当前时刻的前i个时刻的信号，S_v(t-iT-NT)表示在当前时刻的前 i+N个时刻的信号，其中，N≥0。

在上述公式(3)和(4)中，E表示求平均，abs表示取模。

在上述实例1中，若将该装置应用于光相干接收机的自相位调制噪 声消除装置时，则R(t)、R_h(t)、R_v(t)可为接收机的数字相位恢复单元输 出的信号。

实例2：权值获取单元503通过逐一假设该权值w_i序列中的一个或几 个，经过若干次的逐一确定该装置应用的设备性能最优时对应的值的过 程来获取权值w_i序列；

例如，当将该装置应用到光相干接收机的自相位调制噪声消除装置 时，对于当前时刻t的前后k个时刻，例如k＝4，这时权值分别对应w_-4、 w_-3、w_-2、w_-1、w₀、w₁、w₂、w₃和w₄；首先假设其中之一如w₀值，其他 权值为0，然后调整w₀，当该接收机性能最优时对应的假设的w₀即为获 取的权值w₀；然后保持确定的权值w₀不变，依次假设其他权值，采用同 样的办法分别获得其他权值w_-4、w_-3、w_-2、w_-1、w₁、w₂、w₃和w₄，如 图11所示，在获得所有权值后，还可以在此次确定的权值的基础上，重 复上述过程，过程类似，此处不再赘述，上述确定权值的过程可重复若 干次。

实例3：权值获取单元503可假设权值w_i序列所满足的函数，通过改 变所述函数的系数，确定该装置应用的设备性能最优时对应的系数来获 取所述权值w_i序列；

例如，在权值w_i序列的形状所满足的函数为指数函数时，即 w_i＝exp(αiT)，其中α为指数函数的系数，i表示第i时刻，T表示采样 周期，在改变α的数值的同时监测该装置所应用的设备的性能，当将该 调制器应用到光相干接收机的自相位调制噪声消除装置时，在接收机性 能为最优时所对应的α值为最优，从而根据该最优的α值对应的指数函 数获得权值序列。

例如，最优的α值为1时，权值序列满足函数w_i＝exp(αiT)，所获 得的权值序列如图12所示。

以上仅以指数函数为例进行了说明，但上述仅为本发明实施例而已， 不现有上述函数，还可采用其他函数来确定。

实例4：权值获取单元503可假设权值w_i序列的形状，按照假设的形 状获取权值w_i序列；例如，假设权值序列的形状是等腰三角形，来调节 该等腰三角形的两腰的夹角或高来获得权值，如图13所示；

例如，假设权值序列的形状是方形的来调整方形的边长，这时权值 都相等，属于三角形的一个特例，如图14所示。

以下结合附图15来说明该装置的调制方法流程图。在利用该装置计 算一段光纤中的自相位调制噪声时，包括以下步骤：

步骤1501，接收输入信号；

步骤1502，利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻 的若干个采样时刻的信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声；

其中，在步骤1502中，利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当 前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率的加权平均来计算该当前时刻 的自相位调制噪声，如图16所示，该步骤可包括：

步骤1601，计算接收到的输入信号波形在当前时刻、以及与所述当 前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率；

其中，信号功率的计算方式为对输入信号波形取模再平方。

步骤1602，将计算的所述当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若 干个采样时刻的信号功率进行加权平均；

其中，进行加权平均时，可采用公式(1)，此处不再赘述。

步骤1603，将加权平均后的信号功率与预定的系数相乘并转化为复 数形式，以获得复数形式的所述当前时刻的自相位调制噪声。

其中，计算自相位调制噪声时，可采用公式(2)，此处不再赘述。

此外，上述还可包括步骤获取权值序列，在进行功率的加权平均时， 可利用该权值序列进行计算，具体获取权值序列的方法如上所述，此处 不再赘述。

当将上述装置应用于图7所示的光纤传输链路时，将光纤分成M段， 分段来计算自相位调制噪声。以下结合图7和图17对输入信号在光纤传 输时自相位噪声计算方法进行说明。

如图17所示，计算自相位调制噪声的方法包括：

步骤1701，接收发射端Tx发送的信号；

步骤1702，对接收到的信号逐段进行处理，以获得所述发射端发送 的信号在光纤链路传输时的自相位调制噪声；其中，在计算每一段的自 相位调制噪声时，利用输入每一段信号波形在当前时刻、以及与该当前 时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算当前段的当前时刻的自相 位调制噪声，然后经乘法器将该自相位调制噪声与当前段的输入的信号 波形相乘后经色散计算单元送入下一段。

其中，在步骤1702中，计算每一段的自相位调制噪声的方法与图16 类似，此处不再赘述。其中，在计算第一段的自相位调制噪声时，接收 到的信号是发射端Tx发送的信号，在计算第i段的自相位调制噪声时， 接收到的信号是前一段的色散计算后输出的信号；

此外，在每一段中，利用图16的方式计算获得当前段的复数形式的 自相位调制噪声后，可将该复数形式的自相位调制噪声与输入的信号波 形相乘，然后经色散计算后传入下一段；在计算下一段的自相位调制噪 声时，输入的信号是前一段色散计算后输出的信号，其他计算过程类似， 此处不再赘述，直到计算最后一段的自相位调制噪声，与前一段的色散 计算后输出的信号波形相乘，将相乘后的信号输入进行色散计算后输出 到接收端Rx。

由上述实施例可知，在计算某个时刻的自相位调制时，不但考虑该 时刻的信号功率同时还考虑该时刻前后的多个数字采样周期的信号功 率，这样，在将该调制器应用于图1所示的系统时，可以在保证一定精 度的情况下，使得分段的粒度较大，从而降低了自相位调制的计算复杂 度。此外，该权值获得方式有多种。

在本发明实施例中，可将上述装置应用于光相干接收机的自相位调 制噪声消除装置中，因为累积色散的变化对自相位调制的影响被吸收到 了权值中，因此，自相位调制的计算可以在较大的分段粒度下进行；并 且使得自相位调制噪声消除装置中的电色散补偿模块的级联的个数可以 远小于现有技术中的级联数量。

以下参照附图对本发明实施例2的自相位调制噪声消除装置进行说明。

图18是本发明实施例2的自相位调制噪声消除装置的构成示意图。 如图18所示，该装置包括：信号接收单元1801、噪声消除单元1802和 信号发送单元1803；其中，

信号接收单元1801，用于接收基带电信号；

噪声消除单元1802，用于对接收到的基带电信号逐级进行处理，以 消除自适应调制噪声；其中，在每一级处理中，利用当前一级电色散补 偿后的信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻 的信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声并获得该自相位调制噪 声的相反数，并将该自相位调制噪声的相反数转化为复数形式，将该自 相位调制噪声的值的相反数的复数形式与当前一级电色散补偿后的信号 波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声；

信号发送单元1803，用于发送所述噪声消除单元处理后的信号。

在本实施例中，噪声消除单元1802包括多级联信号处理单元，其中， 每一级信号处理单元包括：

电色散补偿单元，用于对接收到的信号进行电色散补偿；

功率计算单元，用于根据该电色散补偿单元点色散补偿后的信号波 形计算当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率；

加权平均单元，用于对该功率计算单元获取的当前时刻、以及与该 当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率进行加权平均；

复数相位生成单元，用于对该加权平均单元获得的加权平均后的信 号功率与预定的系数相乘并取反，以获得自相位调制噪声的相反数，对 该自相位调制噪声的值的相反数进行复数转换处理，以得到当前时刻的 自相位调制噪声的值的相反数的复数形式；

乘法单元，用于对该复数相位生成单元生成的自相位调制噪声的值 的相反数的复数形式与该电色散补偿单元补偿后的信号波形相乘，以消 除当前级的自相调制噪声。

图19是单偏振信号时本发明实施例2中噪声消除单元1802的构成 示意图。如图19所示，噪声消除单元1802包括多级联信号处理单元， 其中，每一级信号处理单元包括：

电色散补偿单元1901、1906、1911，用于对接收到的信号进行电色 散补偿；

功率计算单元1902、1907、1912，用于根据电色散补偿单元1901、 1906、1911电色散补偿后的信号波形计算当前时刻、以及与当前时刻相 邻的若干个采样时刻的信号功率；

加权平均单元1903、1908、1913，用于对功率计算单元1902、1907、 1912获取的当前时刻、以及与当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功 率进行加权平均，以计算当前时刻的自相位调制噪声；

复数相位生成单元1904、1909、1914，用于对加权平均单元1903、 1908、1913获得的加权平均后的信号功率与预定的系数相乘并取反，以 获得自相位调制噪声的相反数，对该自相位调制噪声的值的相反数进行 复数转换处理，以得到当前时刻的自相位调制噪声的值的相反数的复数 形式；其中，预定系数为光纤的非线性系数；

乘法单元1905、1910、1915，用于对复数相位生成单元1904、1909、 1914生成的自相位调制噪声的值的相反数与电色散补偿单元1901、1906、 1911补偿后的信号波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声。

图20是双偏振信号时本发明实施例2中噪声消除单元1802的构成 示意图。与单偏振类似，不同之处在于，加权平均单元2006、2015、2024 对双偏振信号功率之和进行加权平均，然后复数相位生成单元2007、 2016、2025对加权平均后的信号进行处理，并将处理的结果分别发送给 双偏振信号中的每个信号对应的乘法单元2008、2009，2020、2018，2026、 2027。

在上述实施例中，图19和图20中的功率获取单元根据当前一级的 电色散补偿单元补偿后的信号波形获取当前时刻、以及与当前时刻相邻 的若干个采样时刻的信号功率，具体为：对信号取模再平方，即|s(t-iT)|2。

图19和图20中的加权平均单元可利用公式(1)计算，此处不再赘述。

图19和图20中的复数相位生成单元可对加权平均单元获得的加权 平均后的信号功率与预定的系数相乘并取反，以获得自相位调制噪声的 相反数，对该自相位调制噪声的值的相反数进行复数转换处理，以得到 当前时刻的自相位调制噪声的值的相反数的复数形式，可采用以下公式 计算：此处不再赘述。

实验表明，应用了本发明实施例的自相位调制噪声消除装置后，级 联的色散补偿模块的个数可以减少70％左右，极大的降低了自相位调制 噪声消除装置的硬件实现复杂度。如对于1200公里的光纤传输链路，若 用如图3或图4所示的现有技术，需要20级，而采用本发明实施例的技 术，需要6级即可。

如图18所示，该装置还可包括权值获取单元1804，权值获取单元 1804获取权值的方式如上述实施例所述，此处不再赘述。

图21是本发明实施例3的单偏振光相干接收机的构成示意图。如图21 中的自相位调制噪声消除单元2109可采用实施例2所述的装置。图21 中的接收机其它部分为公知技术，以下作简要说明。

如图21所示，该接收机包括：

前端，其作用是将输入的光信号2101转换为基带信号2108，基带信 号可表示为I+jQ，一般情况下，基带信号2108的幅角既包含数据信息也包含了载波与本振之间的相位偏移以及噪声对相位的影响其可 采用现有的任何一种方式进行转换；在本实施例中，该前端包括光混频 器(Optical 90deg hybrid)2102、本振激光器(Local Laser)2107、光电 检测器(O/E)2103和2105、数模转换器(ADC)2104和2106：

如图21所示，本振激光器2107提供本地光源，该光信号经光混频 器(Optical 90deg hybrid)2102、光电检测器(O/E)2103和2105、数模 转换器(ADC)2104和2106转换为基带信号，其具体过程与现有技术类 似，此处不再赘述。

此外，如图21所示，该接收机还包括：

自相位调制噪声消除(Correlated SPM Calculation and Cancellation) 单元2109，用于接收前端输出的基带信号，其采用实施例2的装置消除 自相位调制噪声，此处不再赘述；

自适应均衡单元2110，与自相位调制噪声消除单元2109连接，用于 对链路中的线性损伤作自适应补偿；

数字相位恢复(Digital Phase Recovery)单元2111，与自适应均衡单 元2110连接，用于接收自适应均衡单元2110输出的信号，并且消除信 号中的相位偏移

数据恢复(Data Recovery)单元2112，与数字相位恢复(Digital Phase  Recovery)单元2111连接，用于根据数据相位恢复单元2111的输出判决 出数据信息然后将判决出的数据信息输出。

当采用自相位调制噪声消除单元时，在采用监测的方式计算权值时， 其输入信号R_t为数字相位恢复单元2110输出的信号。

图22是本发明实施例4的双偏振光相干接收机的构成示意图。如图22 中的自相位调制噪声消除单元2214可采用图实施例2所述的装置。图22 中的接收机其它部分为公知技术，可参考文献“Transmission of 42.8Gbit/s  Polarization Multiplexed NRZ-QPSK over 6400km of Standard Fiber with no  Optical Dispersion Compensation”S.J.Savory et.al.，OFC2007，paper  OTuA1，本发明实施例以引入的方式将此文献合并于此。

如图22所示，该接收机构成与图21类似，区别在于偏振复用接收 机可以同时接收到达的光的两个偏振态上的信号，该接收机包括：

前端，其作用是将输入的光信号2201转换为两个偏振态上的基带信 号2212和2213，在本发明实施例中，该两个偏振态可包括垂直偏振态(V 偏振态)和水平偏振态(H偏振态)。

如图22所示，该光信号经光混频器(Optical 90deg hybrid)2202、 光电检测器(O/E)2203和2205、数模转换器(ADC)2204和2206转 换为一个偏振态上的基带信号；该光信号经光混频器(Optical 90deg  hybrid)2202、光电检测器(O/E)2207和2209、数模转换器(ADC)2209 和2210转换为另一个偏振态上的基带信号；其具体过程与现有技术类似， 此处不再赘述。

此外，该接收机还包括：

自相位调制噪声消除单元2214，均衡和偏振解复用(Equalization and  Polarization Demux)器2215，数字相位恢复(Digital Phase Recovery)单 元2216和2217，数据恢复(Data Recovery)单元2218和2219，其作用 与单偏振类似，可参考上述文献，此处不再赘述。

由上述实施例可知，在计算某个时刻的自相位调制时，不但考虑该 时刻的信号功率同时还考虑该时刻前后的多个数字采样周期的信号功 率，这样，在保证一定精度的情况下，使得分段的粒度较大，从而降低 了自相位调制的计算复杂度。

此外，将上述调制方式应用于光相干接收机的自相位调制噪声消除 装置中，因为累积色散的变化对自相位调制的影响被吸收到了权值中， 因此，自相位调制的计算可以在较大的分段粒度下进行；并且使得自相 位调制噪声消除装置中的电色散补偿模块的级联的个数可以远小于现有 技术中的级联数量。

本发明以上的装置和方法可以由硬件实现，也可以由硬件结合软件 实现。本发明涉及这样的计算机可读程序，当该程序被逻辑部件所执行 时，能够使该逻辑部件实现上文所述的装置或构成部件，或使该逻辑部 件实现上文所述的各种方法或步骤。本发明还涉及用于存储以上程序的 存储介质，如硬盘、磁盘、光盘、DVD、flash存储器等。

以上结合具体的实施方式对本发明进行了描述，但本领域技术人员 应该清楚，这些描述都是示例性的，并不是对本发明保护范围的限制。 本领域技术人员可以根据本发明的精神和原理对本发明做出各种变型和 修改，这些变型和修改也在本发明的范围内。

关于包括以上多个实施例的实施方式，还公开下述的附记。

(附记1)一种自相位调制噪声计算装置，其特征在于，所述装置包 括：

信号接收单元，用于接收输入信号；

计算单元，与所述信号接收单元连接，用于利用输入信号波形在当 前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算该 当前时刻的自相位调制噪声。                                  (1)

(附记2)根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述计算单元 包括：

功率计算单元，用于计算接收到的输入信号波形在当前时刻、以及 与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率；

加权平均单元，用于将所述功率计算单元计算的所述当前时刻、以 及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率进行加权平均；

噪声计算单元，用于将所述加权平均单元计算的加权平均后的信号 功率与预定的系数相乘并转化为复数形式，以获得复数形式的所述当前 时刻的自相位调制噪声。

(附记3)根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述加权平均 单元采用如下公式计算：

$p_t=\underset{i=-k}{\overset{i=+k}{\Sigma }}{w}_{i}p(t-i\times T);$

所述噪声计算单元采用如下公式获得当前时刻的自相位调制噪声的 复数形式：

${\mathrm{spm}}_t=e^{j{\gamma }_{\mathrm{NL}}\times p_t};$

其中，w_i表示加权平均的权值，为一组实数，表示相邻时刻的信号 功率对当前时刻的自相位调制噪声的相关程度；t表示当前时刻；i表示 当前时刻的第i个相邻时刻，-k≤i≤k，k为正整数；T表示信号的数字 采样周期；p(t-i×T)表示在(t-i×T)采样时刻的信号功率；γ_NL表示预 定的系数，为光纤的非线性系数。

(附记4)根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述装置还包 括权值获取单元，所述权值获取单元用于通过监测自相位调制噪声与相 邻时刻信号的时域相关度来获取所述权值w_i序列；或者，

用于通过逐一假设所述权值w_i中的一个或几个，经过若干次的逐一 确定所述装置应用的设备性能最优时对应的值的过程来获取所述权值w_i序列；或者，

用于假设所述权值w_i序列所满足的函数，通过改变所述函数的系数， 确定所述装置应用的设备性能最优时对应的系数来获取所述权值w_i序 列；或者，

用于假设所述权值w_i序列的形状，按照假设的形状获取所述权值w_i序列。

(附记5)根据权利要求4所述的装置，其特征在于，在所述权值获 取单元用于通过监测自相位调制噪声与相邻时刻信号的时域相关度来获 取所述权值w_i序列时，所述权值获取单元包括：

第一接收单元，用于接收含有自相位调制噪声的信号，所述含有自 相位调制噪声的信号为单偏振信号或双偏振信号；

第一判决单元，用于对所述第一接收单元接收到的信号进行数据判 决，以获取不含有自相位调制噪声的信号；

第一计算单元，用于利用所述第一接收单元接收的信号、第一判决 单元进行数据判决后获得的信号、以及在当前时刻的前i个时刻、前i+N 个时刻的信号来计算所述权值序列；

其中，N是预定的大于或等于零、或者大于或等于1的整数。

(附记6)根据权利要求5所述的装置，其特征在于，当所述第一接 收单元接收到的信号为单偏振信号时，所述第一计算单元采用如下公式 计算所述权值w_i序列：

$w_i=\mathrm{abs}\left[E\right\{\frac{R\left(t\right)-S\left(t\right)}{S(t-\mathrm{iT})}\times \mathrm{conj}\left(\frac{R\left(t\right)-S\left(t\right)}{S(t-\mathrm{iT}-\mathrm{NT})}\right)\left\}\right];$

其中，R(t)表示含有自相位调制噪声的信号；S(t)表示对R(t)进行数 据判决得到的信号；S(t-iT)表示在当前时刻的前i个时刻的信号， S(t-iT-NT)表示在当前时刻的前i+N个时刻的信号，其中，N≥1；

当所述输入信号为双偏振信号时，所述第一计算单元采用如下公式 计算所述权值w_i序列：

$w_i=\mathrm{abs}\left[E\right\{\frac{R_h\left(t\right)-S_h\left(t\right)}{S_h(t-\mathrm{iT})}\times \mathrm{conj}\left(\frac{R_v\left(t\right)-S_v\left(t\right)}{S_v(t-\mathrm{iT}-\mathrm{NT})}\right)\left\}\right];$

其中，R_h(t)、R_v(t)分别表示两个偏振态上含有自相位调制噪声的信号； S_h(t)、S_v(t)分别表示对R_h(t)、R_v(t)进行数据判决得到的信号；S_h(t-iT)表 示在当前时刻的前i个时刻的信号，S_v(t-iT-NT)表示在当前时刻的前 i+N个时刻的信号，其中，N≥0。

(附记7)一种自相位调制噪声消除装置，其特征在于，所述装置包括：

信号接收单元，用于接收基带电信号；

噪声消除单元，用于对接收到的所述基带电信号逐级进行处理，以 消除自适应调制噪声；其中，在每一级处理中，利用当前一级电色散补 偿后的信号波形在当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时 刻的信号功率来计算所述当前时刻的自相位调制噪声并获得所述自相位 调制噪声的相反数，并将所述自相位调制噪声的相反数转化为复数形式， 将所述自相位调制噪声的相反数的复数形式与当前一级电色散补偿后的 信号波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声；

信号发送单元，用于发送所述噪声消除单元处理后的信号。(2)

(附记8)根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述噪声消除 单元包括多级联信号处理单元，其中，每一级信号处理单元包括：

电色散补偿单元，用于对接收到的信号进行电色散补偿；

功率计算单元，用于根据所述电色散补偿单元点色散补偿后的信号 波形计算当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号 功率；

加权平均单元，用于对所述功率计算单元获取的当前时刻、以及与 所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率进行加权平均；

复数相位生成单元，用于对所述加权平均单元获得的加权平均后的 信号功率与预定的系数相乘并取反，以获得自相位调制噪声的相反数， 对所述自相位调制噪声的相反数进行复数转换处理，以得到当前时刻的 自相位调制噪声的值的相反数的复数形式；

乘法单元，用于对所述复数相位生成单元生成的自相位调制噪声的 值的相反数的复数形式与所述电色散补偿单元补偿后的信号波形相乘， 以消除当前级的自相调制噪声。

(附记9)根据权利要求8所述的装置，其特征在于，所述加权平均 单元采用如下公式计算：

$p_t=\underset{i=-k}{\overset{i=+k}{\Sigma }}{w}_{i}p(t-i\times T);$

所述复数相位单元采用如下公式计算当期时刻的自相位调制噪声的 相反数的复数形式：

其中，w_i表示加权平均的权值，为一组实数，表示相邻时刻的信号 功率对当前时刻的自相位调制噪声的相关程度；t表示当前时刻；i表示 当前时刻第i个相邻时刻，-k≤i≤k，k为正整数；T表示信号的数字采 样周期；p(t-i×T)表示在(t-i×T)采样时刻的信号功率；γ_NL表示预定 的系数，为当前一级光纤的非线性系数。

(附记10)一种光相干接收机，其特征在于，所述光相干接收机包括权 利要求7至9的任意一项权利要求所述的自相位调制噪声消除装置。(3)

(附记11)一种自相位调制噪声计算方法，其特征在于，所述方法包括：

接收输入信号；

利用输入信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采 样时刻的信号功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声。        (4)

(附记12)根据权利要求11所述的方法，其特征在于，所述利用输入 信号波形在当前时刻、以及与该当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号 功率来计算该当前时刻的自相位调制噪声，包括：

计算接收到的输入信号波形在当前时刻、以及与所述当前时刻相邻 的若干个采样时刻的信号功率；

将计算的所述当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时 刻的信号功率进行加权平均；

将加权平均后的信号功率与预定的系数相乘并转化为复数形式，以 获得复数形式的所述当前时刻的自相位调制噪声。

(附记13)根据权利要求12所述的方法，其特征在于，所述将计算的 所述当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率 进行加权平均采用如下公式计算：

$p_t=\underset{i=-k}{\overset{i=+k}{\Sigma }}{w}_{i}p(t-i\times T);$

采用如下公式获得当前时刻的自相位调制噪声的复数形式：

${\mathrm{spm}}_t=e^{j{\gamma }_{\mathrm{NL}}\times p_t};$

其中，w_i表示加权平均的权值，为一组实数，表示相邻时刻的信号 功率对当前时刻的自相位调制噪声的相关程度；t表示当前时刻；i表示 当前时刻的第i个相邻时刻，-k≤i≤k，k为正整数；T表示信号的数字 采样周期；p(t-i×T)表示在(t-i×T)采样时刻的信号功率；γ_NL表示预 定的系数，为光纤的非线性系数。

(附记14)根据权利要求13所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

通过监测自相位调制噪声与相邻时刻信号的时域相关度来获取所述 权值w_i序列；或者，

通过逐一假设所述权值w_i中的一个或几个，经过若干次的逐一确定 所述方法应用的设备性能最优时对应的值的过程来获取所述权值w_i序 列；或者，

假设所述权值w_i序列所满足的函数，通过改变所述函数的系数，确 定所述方法应用的设备性能最优时对应的系数来获取所述权值w_i序列； 或者，

假设所述权值w_i序列的形状，按照假设的形状获取所述权值w_i序列。

(附记15)根据权利要求14所述的方法，其特征在于，在通过监测自 相位调制噪声与相邻时刻信号的时域相关度来获取所述权值w_i序列时， 所述方法包括：

接收含有自相位调制噪声的信号，所述含有自相位调制噪声的信号 为单偏振信号或双偏振信号；

对所述接收到的信号进行数据判决，以获取不含有自相位调制噪声 的信号；

利用接收的信号、进行数据判决后获得的信号、以及在当前时刻的 前i个时刻、前i+N个时刻的信号来计算所述权值序列。

(附记16)根据权利要求15所述的方法，其特征在于，当所述第一接收 单元接收到的信号为单偏振信号时，采用如下公式计算所述权值w_i序列：

$w_i=\mathrm{abs}\left[E\right\{\frac{R\left(t\right)-S\left(t\right)}{S(t-\mathrm{iT})}\times \mathrm{conj}\left(\frac{R\left(t\right)-S\left(t\right)}{S(t-\mathrm{iT}-\mathrm{NT})}\right)\left\}\right];$

其中，R(t)表示含有自相位调制噪声的信号；S(t)表示对R(t)进行数 据判决得到的信号；S(t-iT)表示在当前时刻的前i个时刻的信号， S(t-iT-NT)表示在当前时刻的前i+N个时刻的信号，其中，N≥1；

当所述输入信号为双偏振信号时，采用如下公式计算所述权值w_i序列：

$w_i=\mathrm{abs}\left[E\right\{\frac{R_h\left(t\right)-S_h\left(t\right)}{S_h(t-\mathrm{iT})}\times \mathrm{conj}\left(\frac{R_v\left(t\right)-S_v\left(t\right)}{S_v(t-\mathrm{iT}-\mathrm{NT})}\right)\left\}\right];$

其中，R_h(t)、R_v(t)分别表示两个偏振态上含有自相位调制噪声的信号； S_h(t)、S_v(t)分别表示对R_h(t)、R_v(t)进行数据判决得到的信号；S_h(t-iT)表 示在当前时刻的前i个时刻的信号，S_v(t-iT-NT)表示在当前时刻的前 i+N个时刻的信号，其中，N≥0。

(附记17)一种自相位调制噪声消除方法，其特征在于，所述方法 包括：

接收基带电信号；

对接收到的所述基带电信号逐级进行处理，以消除自适应调制噪声； 其中，在每一级处理中，利用当前一级电色散补偿后的信号波形在当前 时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率来计算所 述当前时刻的自相位调制噪声并获得所述自相位调制噪声的相反数，并 将所述自相位调制噪声的相反数转化为复数形式，将所述自相位调制噪 声的相反数的复数形式与当前一级电色散补偿后的信号波形相乘，以消 除当前级的自相调制噪声；

信号发送单元，用于发送所述噪声消除单元处理后的信号。(5)

(附记18)根据权利要求17所述的方法，其特征在于，在所述每一 级处理中，所述方法包括：

将接收到的信号进行电色散补偿；

根据电色散补偿后的信号波形计算当前时刻、以及与所述当前时刻 相邻的若干个采样时刻的信号功率；

将计算的当前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的 信号功率进行加权平均；

将加权平均后的信号功率与预定的系数相乘并取反，以获得自相位 调制噪声的相反数，对所述自相位调制噪声的相反数进行复数转换处理， 以得到当前时刻的自相位调制噪声的值的相反数的复数形式；

对生成的自相位调制噪声的值的相反数的复数形式与所述电色散补 偿单元补偿后的信号波形相乘，以消除当前级的自相调制噪声。

(附记19)根据权利要求18所述的方法，其特征在于，将计算的当 前时刻、以及与所述当前时刻相邻的若干个采样时刻的信号功率进行加 权平均，采用如下公式计算：

$p_t=\underset{i=-k}{\overset{i=+k}{\Sigma }}{w}_{i}p(t-i\times T);$

采用如下公式计算当期时刻的自相位调制噪声的相反数的复数形 式：

其中，w_i表示加权平均的权值，为一组实数，表示相邻时刻的信号 功率对当前时刻的自相位调制噪声的相关程度；t表示当前时刻；i表示 当前时刻第i个相邻时刻，-k≤i≤k，k为正整数；T表示信号的数字采 样周期；p(t-i×T)表示在(t-i×T)采样时刻的信号功率；γ_NL表示预定 的系数，为当前一级光纤的非线性系数。