利用零电压切换的多相DC-DC转换器

摘要

一种多相DC-DC转换器，包括至少一个转换路径、多个开关电容网络和多相开关控制器。每个转换路径包括第一和第二中间节点。每个开关电容网络包括与电子开关并联耦合且耦合至中间节点之一的电容。开关控制器利用零电压切换来控制开关电容网络。多个相可被实现为多个转换路径，每个转换路径具有分别耦合到第一和第二开关电容网络的第一和第二中间节点。可提供单个转换路径，且多个开关电容网络耦合至用于多个相的每个中间节点。或者，具有第一中间节点的共用前端耦合至一个或多个开关电容网络，之后是用于多个相的并联耦合的多个后端网络。可提供调节器以调节输出电压。

说明书

相关申请的交叉引用

本申请要求2010年7月19日提交的美国临时申请S/N 61/365,523以及 2010年12月22日提交的美国临时申请S/N 61/426,404的权益，该申请的全部 内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。

附图简述

参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在 附图中：

图1是根据一个实施例的单相DC-DC转换器的示意框图；

图2是示出根据一个实施例的图1的单相DC-DC转换器的操作的时序图；

图3是根据一个实施例的包括并联耦合的相网络的多相DC-DC转换器的 示意框图；

图4是示出根据一个实施例的图3的多相DC-DC转换器的操作的时序图， 其中N＝3用于3个相；

图5是根据另一个实施例的多相DC-DC转换器的示意框图，包括单个转 换路径，其中多个第一开关电容网络并联耦合至第一中间节点且多个第二开关 电容网络并联耦合至第二中间节点；

图6是示出根据一个实施例的用于N＝3相的图5的多相转换器的操作的 时序图；

图7是根据另一个实施例的多相DC-DC转换器的示意框图，包括与图5 所示的转换路径相类似的公用前端转换路径以及与图3的后端部相类似的多个 后端转换路径；

图8是示出根据一个实施例的用于M＝N＝3相的图7的多相DC-DC转换 器的操作的时序图；

图9是包括根据一个实施例而实现的多相DC-DC调节器的电子设备的简 化框图，其可包含任意本文描述的多相DC-DC转换器实施例等；

图10是根据一个实施例的包括用于调节输出电压的调节器网络的多相 DC-DC调节器的简化框图；以及

图11、12和13分别是示出根据相移控制、可变频率控制和PWM控制的用 以调节输出电压的图10的调节器网络的操作的时序图。

具体实施方式

给出以下描述以使本领域技术人员能在特定应用及其需求的背景下作出 和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会 是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明 不旨在受限于本文中示出和描述的特定实施例，而应给予与本文中披露的原理 和新颖特征一致的最宽范围。

如本文描述的多相DC-DC转换器涉及包括电压调节器模式(VRM)服务器 及其它的功率管理。如本文描述的多相转换器提供以高频率实现高效率的能 力，且可被用于具有高输入电压且不需要隔离的实施方式。如本文描述的多相 转换器采用零电压切换(ZVS)。如本文描述的多相转换器由于ZVS而提高总 效率且可被用于非隔离高输入电压和低输出电压转换器。如本文描述的多相转 换可使用所有较低侧切换。如本文描述的多相转换器解决了高频应用的高侧驱 动问题。如本文描述的多相转换器提供N倍于切换频率的多相配置。单个相可 以工作在相对高的频率，诸如10兆赫兹(MHz)，其中多个相——例如N 个相——被设计成用于N×10MHz高频操作(例如，5相配置工作在50MHz)。 高频使得能够使用寄生电感和电容。转换器拓扑结构可被用于包络跟踪。

图1是根据一个实施例的单相DC-DC转换器100的示意框图。输入电压 源101形成相对于接地端基准节点(被示为接地端)的DC输入电压VIN。基准 节点在本文中被示为“零”伏的接地端或本领域的技术人员理解的任意其它电 压电平。ZVS操作相对于被视为“零”切换点的基准电压，即便基准电压实际 上不是零伏(V)。VIN被提供给电感器L的一端，该电感器L的另一端耦合 到形成电压VC1的第一中间节点102。电子开关S1的漏极耦合到节点102， 而其源极耦合到接地端。电容器C1耦合在节点102和接地端之间，因此与S1 的漏极和源极并联。开关S1和电容器C1合称为开关电容网络P1。节点102 耦合到另一个电感器Lr的一端，该电感器Lr的另一端耦合到电容器Cr的一 端。电容器Cr的另一端耦合到形成电压VC2的第二中间节点104，第二中间 节点104进一步耦合到另一个电子开关S2的漏极、耦合到电容器C2的一端并 且耦合到另一个电感器Lo的一端。S2的源极和C2的另一端两者均耦合到接 地端。开关S2和电容器C2并联耦合且合称为开关电容网络P2。Lo的另一端 耦合到形成DC输出电压VOUT的输出节点，该输出节点耦合到输出电容器 Cout的一端。Cout的另一端耦合到接地端。开关控制模块103接收时钟信号 CLK，且还接收中间节点102和104的电压VC1和VC2，并且向S1的栅极提 供第一控制信号S1C且向S2的栅极提供第二控制信号S2C。S1和S2被示为 N-沟道(N-型)器件，诸如N-沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)， 然而可以构想到其它类型的电子开关。

转换器100包括具有L和P1的前端网络105以及具有Lr、Cr、Lo和P2 的后端网络107，其中前端网络和后端网络用于将VIN转换成在输出电容器 Cout两端形成的VOUT。包括电感L、Lr和Lo、电容器Cr及形成电压VC1 和VC2的中间节点102和104的单相DC-DC转换器100的从VIN至VOUT 的路径在本文中被称为转换路径。开关控制模块103提供控制信号S1C和S2C 以控制开关电容网络P1和P2从而控制从VIN至VOUT的DC-DC电压转换。

图2是示出根据一个实施例的单相DC-DC转换器100的操作的时序图。 在图2中，绘制CLK、S1C、VC1、S2C和VC2相对于时间的关系。CLK信 号提供在所选操作频率(诸如10MHz)上的脉冲。恰好在时间t0之前，SC1和 SC2均为高，使开关S1和S2均导通，使得VC1和VC2均为低。每个CLK 脉冲导致开关控制模块103将SC1拉低，关断S1。因此，在时间t0的下一CLK 脉冲将SC1拉低，关断S1，这发起VC1的正向正弦脉冲201。一旦当正弦 脉冲201在大约时间t1时返回零，就将SC1拉回高，使S1回到导通且S2被 拉低，关断S2。当S2被关断时，在VC2上发起正向正弦脉冲203。一旦当 VC2的正弦脉冲在大约时间t2时返回零，就将SC2拉回高，以使S2回到导通。 S1和S2均保持导通直到在大约时间t3的下一CLK脉冲，它再次关断S1并重 复该循环。以CLK所建立的频率继续这样的操作。如图所示，对于CLK的每 次循环出现一对前端和后端脉冲。

图2的时序图示出根据零电压切换的单相DC-DC转换器100的基本切换 操作，这也一般应用到如本文进一步描述的多相配置上。开关电容网络(例如， P1、P2)中每一个的开关(例如，S1、S2)被关断以将对应电容器(例如， C1、C2)有效地插入到对应中间节点(例如，102、104)和接地端之间的电 路。每个开关被导通以有效地绕过对应电容器且因此将对应中间节点接地(或 相反地将该节点耦合到基准电压电平)。可增加各种控制方案以调整操作，从 而控制输入和输出之间的能量传递量，诸如出于调节至少一个操作参数的目 的。经调节的操作参数可包括：例如，输出电压的电压电平、输出电流的电流 电平、操作的频率水平等。一种控制方法是可变频率控制。在某些特定实施例 中，例如，CLK的频率可根据可变频率控制机制而变化。另一种控制方法是 相移控制。在某些特定实施例中，例如，调节开关电容网络P2的开关S2的关 断的定时延迟，以用于相移控制。另一种控制方法是脉冲宽度调制(PWM) 控制。在某些特定实施例中，例如，调节开关电容网络P1的开关S1的关断的 定时延迟，以用于PWM控制。

图3是根据一个实施例的多相DC-DC转换器300的示意框图。输入电压 源301形成相对于接地端的DC输入电压VIN。在这种情况下，将VIN提供给 并联耦合的“N”相网络，每个相网络以与单相DC-DC转换器100基本相同 的方式来配置，其中每个相网络被耦合在来自电压源301的VIN和形成相对于 接地端的DC输出电压VOUT的公用输出电容Cout之间因此，尽管未示出， 相网络1至N中的每一个包括N个并联转换网络中的对应一个，每个转换路 径类似于转换器100的转换路径，其包括单独的电感、电容和对应中间节点。 同样，每个相网络包括类似于转换器100的P1和P2的前端和后端开关电容网 络。

如图所示，将VIN提供给第一相网络相1 305的输入、第二相网络相2 307 的输入、等等直到提供给最后的相网络相N 309。N是大于1的正整数，由此 可以构想到任意可行数量的相(2或更多)。因此，尽管示出3个相(1、2、... N)，然而取决于特定配置可使用任意数量的相。多相开关控制模块303接收 时钟信号NCLK，接收相1至N中每个相内的每个第一中间节点的电压VC1X， 接收相1至N中每个相内的每个第二中间节点的电压VC2X，将控制信号 S1C1/S2C1提供给相1305，将控制信号S1C2/S2C2提供给相2307等等，直 到将控制信号S1CN/S2CN提供给最后的相网络相N 309。尽管未明确示出， 但控制信号S1C1/S2C1控制相1305内的那一对开关电容网络的切换，控制信 号S1C2/S2C2控制相2307内的那一对开关电容网络的切换等等，直到控制信 号S1CN/S2CN，它控制相N 309内的那一对开关电容网络的切换。名称“NCLK” 表示NCLK的频率是N倍于单相的时钟信号的频率。每个中间节点的电压的 后缀“X”表示从1至N的索引。每个相网络因此工作在NCLK的1/N频率。 例如，如果每个相网络1至N被配置成用于10MHz的时钟频率，则NCLK具 有N×10MHz的频率(例如，对于3个相，NCLK＝3×10MHz-30MHz)。

在一个实施例中，多相开关控制模块303可配置成对于多相操作以循环方 式轮换相的操作。因此，NCLK的第一脉冲导致多相开关控制模块303控制用 于相1305的S1C1/S2C1，NCLK的下一脉冲导致多相开关控制模块303控制 用于第二相网络相2307的S1C2/S2C2等等，直到控制最后或第N相网络309 的S1CN/S2CN。然后操作循环回第一相网络，且操作以循环方式重复用于多 相操作。在一个实施例中，多相开关控制模块303包含环形计数器等(未示出)。 可以构想到替换的操作方案，诸如顺序或非顺序的相操作、同时相操作等。

图4是示出根据一个实施例的多相DC-DC转换器300的操作的时序图， 其中N＝3用于3个相。绘制NCLK信号相对于时间的关系图，其中开关控制 信号S1C1和S2C1用于相1、S1C2和S2C2用于相2且S1C3和S2C3用于相 3。NCLK是主时钟信号，提供如前所述每个单相网络的速率的N倍的脉冲。 时钟脉冲按顺序编号为1至3，以指示操作的相。还绘制了相1至N中每个相 的第一和第二中间节点电压VC1X和VC2X的对应前和后端正弦脉冲。因此， 第一相1包括中间节点电压VC11和VC21、第二相2包括中间节点电压VC12 和VC22，且第三相3包括中间节点电压VC13和VC23。

恰好在初始时间t0之前，每个相网络的S1CX和S2CX为高，使得每个 相网络的前端和后端切换电容网络均导通。在时间t0，NCLK脉冲出现，使得 S1C1变低，发起第一相网络的前端处VC11上的正向正弦脉冲401。在随后的 时间t1，第一相网络的前端处的正弦脉冲401返回零，导致多相开关控制模块 303将S1C1拉高以使第一开关回到导通，完成第一前端脉冲401。同样在时间 t1，S2C1被拉低，以关断第一相网络内的第二开关，这发起第一相网络的后端 处VC21上的正向正弦脉冲403。在随后的时间t2，第一相网络的前端处的正 弦脉冲403返回零，导致多相开关控制模块303将S2C1拉高以关断第一相网 络内的第二开关，从而完成后端脉冲403。此时，第一相的前端和后端正弦脉 冲401和403已经完成，且两个内部开关均返回导通直到用于相1的下一NCLK 脉冲。

如图所示，在时间t3开始利用控制信号S1C2和S2C2对于相2重复该操 作，。控制信号S1C2和S2C2反转，得到了在时间t3和t4之间的前端正弦脉 冲405和在时间t4和t5之间后端正弦脉冲407。恰好在时间t5之后，第二相 的前端和后端正弦脉冲405和407已经完成，且两个内部开关均返回导通直到 用于相2的下一NCLK脉冲。如图所示，在时间t6开始利用控制信号S1C3 和S2C3对于相3重复该操作，。控制信号S1C3和S2C3以类似方式反转，得 到了在时间t6和t7之间的前端正弦脉冲409和在时间t7和t8之间后端正弦脉 冲411。恰好在时间t8之后，第三相的前端和后端正弦脉冲409和411已经完 成，且两个内部开关均返回导通直到用于相3的下一NCLK脉冲。操作然后返 回到第一相1，以下一NCLK脉冲开始，且操作针对每个相重复。可根据期望 的调节方案(诸如，可变频率控制、相移控制、PWM控制等)来调整操作。

图5是根据另一个实施例的多相DC-DC转换器500的示意框图。输入电 压源501形成相对于接地端的输入电压VIN。VIN被提供给电感器L的一端， 该电感器L的另一端耦合到形成电压VC1的第一中间节点502。电子开关S1 和电容器C1并联耦合在节点502和接地端之间，以与前述转换器100的开关 电容网络P1基本相同的方式形成开关电容网络P11。还包括类似的第二开关 电容网络P12，且第二开关电容网络P12耦合在节点502和接地端之间。可包 括任意N个开关电容网络，直到第N开关电容网络P1N，每个开关电容网络 均耦合在节点502和接地端之间。开关电容网络P12-P1N各自包括与开关电容 网络P11基本相同方式的电子开关和电容器。

节点502耦合到另一个电感器Lr的一端，该电感器Lr的另一端耦合到电 容器Cr的一端。电容器Cr的另一端耦合到形成电压VC2的第二中间节点504。 另一个电子开关S2和电容器C2并联耦合在节点504和接地端之间，以与开关 电容网络P11基本相同的方式形成开关电容网络P21。还包括另外的开关电容 网络P22-P2N，且它们耦合在节点504和接地端之间。此外，开关电容网络 P22-P2N各自包括与开关电容网络P21基本相同方式的电子开关和电容器。Lo 的另一端耦合到形成输出电压VOUT的输出节点，该输出节点耦合到输出电容 器Cout的一端。Cout的另一端耦合到接地端。多相开关控制模块503接收时 钟信号NCLK、中间节点502和504的电压VC1和VC2，并且向开关电容网 络P11-P1N的开关的栅极提供第一组控制信号S1X，并且向开关电容网络 P21-P2N的开关的栅极提供第二组控制信号S2X。

转换器500与转换器100的类似之处在于它包括VIN和VOUT之间的单 个转换路径，该转换路径包括电感L、Lr和Lo、电容Cr和形成电压VC1和 VC2的中间节点502和504。然而，转换器500包括耦合在第一中间节点和接 地端之间的多个开关电容网络P11-P1N以及耦合在第二中间节点504和接地端 之间的另外多个开关电容网络P21-P2N。多相开关控制模块503提供控制信号 S1X以控制开关电容网络P11-P1N，并且提供控制信号S2X以控制开关电容网 络P21-P2N，从而控制从VIN至VOUT的DC-DC电压转换。

图6是示出根据一个实施例的对于N＝3相的多相转换器500的操作的时 序图，其中开关电容网络P13取代了P1N且开关电容网络P23取代了P2N。在 图6中，控制信号S11-S13和S21-S23相对于时间而被绘制，其中每个控制信 号分别控制开关电容网络P11-P13和P21-P23中对应对应的一个。还在控制信 号之下绘制了电压VC1和VC2。多相转换器500的操作在某种程度上类似于 单相转换器100，除了多相开关控制模块503根据多相操作控制开关电容网络 P11-P13和P21-P23。在一个实施例中，例如，操作可按循环方式在多个开关 对(例如，P11和P21、P12和P22以及P13和P23)之间轮换。开关和对应 的正弦脉冲类似于图4所示出的，其中每个相在NCLK循环之间完成。给定多 相转换器500的并联配置，然而，前端的开关电容网络P11-P13中的每一个对 于NCLK的每个脉冲均断开以发起前端正弦脉冲，且后端的开关电容网络 P21-P23中的每一个均断开以发起后端正弦脉冲。

在时间t0，第一脉冲出现在NCLK上。从先前循环起为高的S11在时间 t0变低，以关断P11，从而在VC1上发起第一前端正弦脉冲。在时间t0，S21 为高，使得P21从先前周期起为导通。在随后的时间t1，第一前端正弦脉冲完 成，使得VC1返回到零。在这种情况下，并不是S11在时间t1返回高，而是 操作轮换，使得下一相的S12被拉高以导通P12从而完成第一前端脉冲。同样， 在时间t1，S21变低，以关断P21，并且因为P22和P23也断开，所以在时间 t1发起VC2上的第一后端正弦脉冲。当在随后的时间t2，VC2上的第一后端 正弦脉冲返回零时，并不是将P21拉回高，而是操作轮换从而S22被拉高以导 通P22，从而完成第一CLK循环的第一后端脉冲。在时间t3时的第二NCLK 脉冲上，S12被拉低以关断P12，从而发起VC1上的第二前端正弦脉冲。在时 间t4，VC1上的第二前端正弦脉冲返回零，且S13被拉高以导通P13从而完成 第二前端脉冲。同样在时间t4，S22被拉低以关断P22，从而发起VC2上的第 二后端脉冲。当在时间t5第二后端正弦脉冲返回零时，S23被拉高以导通P23， 从而完成第二后端脉冲。以这种方式重复操作，以在多相操作的多个相之间轮 换，得到如图所示的VC1和VC2上的前端和后端正弦脉冲。可以构想到替换 操作方案，诸如顺序或非顺序的相操作、同时相操作等。同样，可根据期望的 调节方案(诸如，可变频率控制、相移控制、PWM控制等)来调整操作。

多相DC-DC转换器500提供了减小前端电感器L的尺寸的优点，因为它 工作在N倍于单相频率。关于多相DC-DC转换器500的一个问题是开关电容 网络内的每个开关经历大部分或全部的操作电流，因此使用较大的开关。

图7是根据另一个实施例的多相DC-DC转换器700的示意框图。多相 DC-DC转换器700的前端基本上类似于多相转换器500的前端，多相转换器 500的前端包括向输入电感器L提供VIN的电压源501及耦合在中间节点502 和接地端之间的N个开关电容网络P11-P1N，其中节点502形成电压VC1。然 而，多相DC-DC转换器700的后端包括以与图3所示的多相DC-DC转换器 300的相类似的方式并联耦合的M相网络705、707、...709。N和M均是大 于零的整数，它们可以相同或者可以不同。相网络705-709中的每一个被以 与单相DC-DC转换器100的后端网络107基本相同的方式来配置，除了包括 用于接收VC1的共用输入节点502以及对所有相共用的形成相对于接地端的 输出电压VOUT的共用输出电容器Cout，。多相DC-DC转换器700包括多相 开关控制模块703，该多相开关控制模块703以与多相DC-DC转换器500的 多相开关控制模块503相类似的方式接收NCLK和VC1并向前端开关电容网 络P11-P1N提供控制信号S1X。此外，多相开关控制模块703(从相网络1-M 的对应对应中间节点)接收VC2X并且以与多相DC-DC转换器300的后端控 制信号相类似的方式向后端相网络705-709提供S2CX控制信号。

图8是示出根据一个实施例的用于M＝N＝3相的多相DC-DC转换器700 的操作的时序图。多相转换器700的前端的操作基本上类似于多相DC-DC转 换器500的前端的操作，且后端的操作基本上类似于多相DC-DC转换器300 的后端的操作。如图所示，以与图6所示的用于在节点502上生成VC1的前 端脉冲所基本相同的方式将用于前端的控制信号S11、S12和S13连同NCLK 相对于时间来绘制，。同样，以与图3所示的用于在对应相网络内的第二中间 节点VC2X上生成后端脉冲所基本相同的方式绘制用于后端网络的控制信号 S2C1、S2C2和S2C3对应。后端脉冲被示出为绘制在集合信号“VC2X”上， 其中应理解每个后端脉冲出现在转换器700的相网络1至M中对应的一个内。 后端脉冲以与如图4所示的用于转换器300的相类似方式在后端网络间轮换。 前端网络操作在N倍于单相频率上，而后端的每个相网络操作在单相频率上。 操作以与上面所描述的基本相同的方式在多个相网络之间轮换。可以构想到 替换操作方案，诸如顺序或非顺序的相操作、同时相操作等。同样，可根据期 望的调节方案(诸如，可变频率控制、相移控制、PWM控制等)来调整操作。

多相转换器700提供输入或前端电感器L尺寸减小的优点，因为操作在N 倍于单相频率上。尽管前端开关电容网络的开关由于较大的电流量而较大，然 而单个相网络705-709的开关尺寸可减小，因为各相一般在多个相之间共享负 载电流。在一个实施例中，前端的相数N可不同于后端的相数M，只要两者 的总频率相同即可。例如，前端的相数可减小并甚至可具有单个项(例如，N＝1)。 前端可具有2(N＝2)个相而后端可具有4个相(M＝4)，其中每个前端相操 作在1/2的总频率上而每个后端相操作在1/4的总频率。前端可具有2个相而 后端可具有6个相(M＝6)，其中每个前端相操作在1/2的总频率上而每个后 端相操作在1/3的总频率上。前端可具有3个相(N＝3)而后端可具有6个相 (M＝6)，其中每个前端相操作在1/2的总频率上而每个后端相操作在1/6的 总频率上。可以构想到N和M的多种其它类似组合。

图9是包括根据一个实施例而实现的多相DC-DC调节器907的电子设备 900的简化框图。多相DC-DC调节器907可包含在此所述的转换器实施例的 任一个，诸如多相DC-DC转换器300、500、700或其变型中的任一个，且还 包括根据在此进一步描述的任意调节方案的调节器。电子设备900可从多个源 中的任一个接收功率，例如从提供AC线电压VAC的交流(AC)插头901或 提供电池电压VBAT的电池903，或从其它电源。AC插头(如果提供的话) 被配置成插入AC插座用于接收AC线电压并将AC线电压提供给电子设备900 的输入。电池903(如果提供的话)可以是集成的或可更换的且可以是可充电 的。VAC和VBAT之一或两者被提供给功率转换器905，该功率转换器905 将未调节的DC电压VIN提供给多相DC-DC转换器907。因此，功率转换器 905实现了输入电压源101、301或501等中的任一个。在一个实施例中，VIN 是未调节的，因为它具有取决于VAC的大小或类型的电压电平或具有取决于 VBAT的电压电平，该电压电平可取决于电池903的电荷水平而改变。多相 DC-DC调节器907将VIN转换成，并将该经调节的输出DC电压VOUT提供 给电子设备900内的主系统909。

主系统909根据电子设备900的特定类型来配置，且包括为实现电子设备 900的功能而配置的设备、电路、组件、软件、固件、系统等的任意组合。电 子设备900是任意类型的消费、商业或工业设备或产品之一，诸如电器(例如， 冰箱、微波炉、洗碗机、清洗机、干燥机、咖啡炉等)、计算机和办公自动化 系统(例如，台式机、监视器、笔记本、外部盘驱动器、打印机、传真机等)、 音频/视频(A/V)产品(例如，电视、立体音响系统、iPod坞站、媒体播放 器等)、通信设备(例如，机顶盒、电缆调制解调器、有线/无线接入/通信设 备等)、工业控制系统、医学设备和机器等。该产品清单不旨在穷举，从而可 以构想到任意类型的消费、商业或工业电子设备。包含在电子设备900内的电 子系统包括适当的电子设备和/或子系统、组件、电缆等，诸如存储设备、控制 器、微处理器、协处理器等中的任意一个或多个的任意组合。

多相DC-DC调节器907特别适于低压降(Low Drop-Out，LDO)替换应用， 诸如医学仪器或诸如蜂窝电话等空间受限设备。多相DC-DC调节器907(包 括根据在此所描述的任意一个实施例中所实现的转换器)的软切换特性表现出 较少传导和辐射噪声，用于降低的电磁干扰(EM)辐射和/或VOUT上的低输 出涟波。多相DC-DC调节器907可操作在电压转换器的相对高频率(例如1、 10、50等MHz切换频率的兆赫范围)上，这显著地降低了VOUT的输出涟波 至相对低的水平。

图10是根据一个实施例的多相DC-DC调节器907的简化框图。多相 DC-DC调节器907包括多相DC-DC转换器1001，它基于如前所述的多相 DC-DC转换器300、500、700或其变型中的任一个而实现。将VOUT提供给 输出网络1003，该输出网络1003可包括一个或多个负载设备且可包括其它电 路组件，诸如包括输出电容器Cout和/或其它输出设备。将VOUT提供给调节 器网络1005，将调节器网络1005进一步提供给多相DC-DC转换器1001的至 少一个输入。调节器网络1005感测VOUT(且可进一步感测其它输出参数， 例如输出电流)并出于调节VOUT的目的而控制多相DC-DC转换器1001。可 将调节器网络1005进一步配置成调节或以其它方式控制诸如输出电流等的其 它输出参数。调节器网络1005控制诸如根据前述控制模块303、503、703中 的任一个来配置的多相DC-DC转换器1001内的多相开关控制模块。

图11、12和13分别是示出根据相移控制、可变频率控制和PWM控制的 用以调节VOUT的调节器网络1005的操作的时序图。该时序图被简化并表示 根据前述多个多相方案中的任一个的操作。在每种情况下，时钟信号CLK连 同SWIN、VCIN、SWOUT和VCOUT相对于时间而被绘制。CLK信号表示一 个或多个时钟信号(例如，CLK或NCLK等)。SWIN表示前端网络的一个或 多个开关(例如用于300的每个相的105或在500或700的前端处的开关电容 网络P11-P1N)的切换功能。SWOUT表示后端网络的一个或多个开关(例如 用于300的每个相的107或在500或700的一个或多个相中每一个的后端处的 开关电容网络P21-P2N)的切换功能。VCIN表示一个或多个前端中间节点的 每个电压(例如，300的每个相的102，或500或700的502)。VCOUT表示 一个或多个后端中间节点的每个电压(例如，300或700的每个相的104，或 500的504)。

如图11所示，对于每个循环在SWOUT的每个下降沿处示出一系列箭头 1100以示出相移控制。为了使能量传递最大化，以类似如前所述的方式，一旦 VCIN下降至零SWOUT就关断(变低)。对于相移控制，在SWOUT的每个 下降沿处的箭头1100表示控制多相DC-DC转换器1001的后端部分切换(如 由SWOUT表示)关断的定时延迟以控制传递至输出的能量。SWOUT的受控 定时延迟实现了用于控制或以其它方式调节诸如VOUT之类的输出参数的相 移控制。

如图12所示，示出对于CLK的每个脉冲的一系列箭头1200以示出可变 频率控制。为了增加能量传递，CLK的频率被降低，且为了减少的能量传递， CLK的频率被增加。因此，箭头1200表示CLK的可变频率。CLK的受控频 率实现了用于控制或以其它方式调节诸如VOUT之类的输出参数的可变频率 控制。

如图13所示，对于每个循环在SWIN的每个上升沿处示出一系列箭头 1300以示出PWM控制。为了使能量传递最大化，以类似如前所述的方式，一 旦VCIN下降至零SWIN就导通(变高)。对于PWM控制，在SWIN的每个 上升沿处的箭头1300表示控制多相DC-DC转换器1001的前端部分切换(如 由SWIN表示)导通的定时延迟以控制传递至输出的能量的量。SWIN的受控 定时延迟实现了用于控制或以其它方式调节诸如VOUT之类的输出参数的 PWM控制。

虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其 它可能的版本和变型。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用 所公开的概念和特定实施例作为基础设计或修改其它结构以提供本发明的相 同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。