高功率因数软开关三相感应线圈合成加热电源

摘要

本发明提出一种高功率因数软开关三相感应线圈合成加热电源，采用三组单相变换电路，分别由单相线电压输入，单相线电压二极管整流，不加电容滤波，通过逆变电路，变换为输出是包络线为正弦波、脉冲宽度可调的高频交流脉冲电压，通过三组高频变压器谐振负载匹配，输给三个互相独立并行绕制的感应线圈，形成合成磁通，在被加热工件中产生涡流而加热。逆变桥采用移相功率控制软开关技术。采样三个单相逆变桥输出的正弦波电流，变换成交流电压信号，采用串联连接同频率同相位相加，经过过零比较电路形成方波信号，经过锁相环电路使输出脉冲跟踪输入方波，经过功率放大电路、脉冲分配电路和驱动电路，控制三个逆变桥开关管，实现锁相频率跟踪同步控制。

说明书

技术领域

本发明涉及加热电源，尤其是一种高功率因数软开关三相感应线圈合成加热电源。

背景技术

随着现代感应加热技术的发展，感应加热在工业中的应用日趋广泛。在一些如焊接、淬火等工业领域，对感应加热电源的功率要求越来越高，加上新型电力电子器件的发展和扩容技术的不断成熟，大容量化和提高功率因数已成为感应加热电源发展的必然趋势。

目前感应加热电源采用交流－直流－交流变换技术。电源从电网输入第一步就是交流－直流变换即整流，整流包括了二极管整流和晶闸管整流，这种整流电路中的二极管或晶闸管非线性元件和电容储能元件使得输入交流电流发生严重的畸变，网侧输入功率因数低。为满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求，很多用电设备中都加入了功率因数校正（power factor correction，PFC）电路。PFC电路分为单相PFC和三相PFC，由于三相PFC电路技术不是很成熟，目前常采用单相PFC电路。而大功率电源一般都采用三相三线输入，因此提高功率因数存在很多问题。另外感应加热电源的大容量化目前采用多个开关模块并联的方法扩容，多个模块并联会存在均流问题和驱动电路的输出功率问题，特别是高频情况下问题更为突出。

三相电源最理想的负载是三相星形或三角形接法交流电阻性负载，这种负载无谐波，而且功率因数为1。如果直接采用三个单相线电压二极管整流，不加电容滤波，通过逆变电路，输出是包络线为正负100Hz正弦波的高频脉冲宽度可调的交流电压和高频正弦波电流，通过三组高频变压器谐振负载匹配，输给三个互相独立并行绕制的感应线圈，形成合成磁通，在被加热工件中产生涡流而加热。这样在三相电源的输入端加很小的LC高频滤波电路，其输入电流为光滑的正弦波。由于输出谐振负载在谐振时是电阻性，所以相对三相输入电源来说是三角形接法的电阻性负载，功率因数接近1，每个单相变换电路承担了总功率的三分之一，每组变换电路并联的模块也减少了三分之一，解决了大容量高频情况下的均流和驱动问题。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种高功率因数软开关三相感应线圈合成加热电源，其电路结构简单，输入功率因数高，逆变桥采用移相功率控制软开关技术。

按照本发明提供的技术方案，所述高功率因数软开关三相感应线圈合成加热电源包括AB相变换电路、BC相变换电路、CA相变换电路与三组平行绕制的感应线圈分别连接形生合成磁通；

所述AB相变换电路包括依次相连的输入高频滤波电路、单相全桥整流电路和单相桥式逆变电路；所述输入高频滤波电路由第一输入滤波电感、第一滤波电容组成；所述单相全桥整流电路由第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管组成，第一二极管与第二二极管的连接点、第三二极管与第四二极管的连接点为单相全桥整流电路的输入端，第一二极管与第三二极管阴极相连的连接点为单相全桥整流电路的第一输出端，第二二极管与第四二极管阳极相连的连接点为单相全桥整流电路的第二输出端；所述单相桥式逆变电路包括：第一开关管源极接第五二极管阳极，第一开关管漏极接第五二极管阴极；第二开关管源极接第六二极管阳极，第二开关管漏极接第六二极管阴极；第三开关管源极接第七二极管阳极，第三开关管漏极接第七二极管阴极，同时第七二极管两端并联第三电容；第四开关管源极接第八二极管阳极，第四开关管漏极接第八二极管阴极，同时第八二极管两端并联第四电容；第一开关管漏极接单相全桥整流电路的第一输出端，第二开关管源极接单相全桥整流电路的第二输出端，同时第一开关管漏极与第二开关管源极之间接第一高频吸收电容；第三开关管漏极接单相全桥整流电路的第一输出端，第四开关管源极接单相全桥整流电路的第二输出端，同时第三开关管漏极与第四开关管源极之间接第二高频吸收电容；第一开关管源极与第二开关管漏极连接于第一节点，第三开关管源极与第四开关管漏极连接于第二节点，所述第一节点与第二节点之间依次串入隔直电容和高频变压器一次侧绕组；高频变压器二次侧绕组一端通过谐振电容接a相感应线圈一端，高频变压器二次侧绕组另一端接a相感应线圈另一端，组成二次串联谐振槽路；

所述BC相变换电路、CA相变换电路的结构与所述AB相变换电路完全相同；所述BC相变换电路的高频变压器二次侧绕组接b相感应线圈；所述CA相变换电路的高频变压器二次侧绕组接c相感应线圈。

AB相逆变电流通过第一电流互感器，在第一电流互感器二次侧得到第一采样信号；BC相逆变电流通过第二电流互感器，在第二电流互感器二次侧得到第二采样信号；CA相逆变电流通过第三电流互感器，在第三电流互感器二次侧得到第三采样信号；

第一电流互感器二次侧两端连接到AB相电流/电压转换电路；第二电流互感器二次侧两端连接到BC相电流/电压转换电路；第三电流互感器二次侧两端连接到CA相电流/电压转换电路；AB相电流/电压转换电路输出负极端连接到BC相电流/电压转换电路输出正极端，BC相电流/电压转换电路输出负极端连接到CA相电流/电压转换电路输出正极端，AB相电流/电压转换电路输出正极端和CA相电流/电压转换电路输出负极端分别连接到脉冲整形过零比较电路，组成同步电流采样电路，形成方波信号P1；脉冲整形过零比较电路输出连接到锁相环频率跟踪电路，产生频率跟踪方波信号P2；锁相环频率跟踪电路连接到移相控制电路，形成脉宽可调的PWM脉冲信号P3；移相控制电路输出连接到脉冲分配电路，形成三组共计12个脉冲信号；第一组4个脉冲信号经由AB相逆变桥驱动电路分别连接到AB相变换电路中单相桥式逆变电路的四个开关管的栅极；第二组4个脉冲信号经由BC相逆变桥驱动电路分别连接到BC相变换电路中单相桥式逆变电路的四个开关管的栅极；第三组4个脉冲信号经由CA相逆变桥驱动电路分别连接到CA相变换电路中单相桥式逆变电路的四个开关管的栅极。

在逆变交流电流由负变正的过零点，AB相变换电路、BC相变换电路、CA相变换电路的第一开关管在零电流导通，实现零电流开通；在AB相变换电路、BC相变换电路、CA相变换电路的第四开关管关断时，与所述第四开关管并联的电容从零电压充电，保证所述第四开关管零电压关断；在逆变交流电流由正变负的过零点，AB相变换电路、BC相变换电路、CA相变换电路的第二开关管在零电流导通，实现零电流开通；在AB相变换电路、BC相变换电路、CA相变换电路的第三开关管关断时，与所述第三开关管并联的电容从零电压充电，保证所述第三开关管零电压关断。

本发明采用三组单相变换电路，分别由单相线电压输入，单相线电压二极管整流，不加电容滤波，整流后的直流侧是包络线为100Hz正弦波的直流电压，通过逆变电路，变换为输出是包络线为正负100Hz正弦波、脉冲宽度可调的高频交流脉冲电压和高频正弦波电流，通过三组高频变压器谐振负载匹配，输给三个互相独立并行绕制的感应线圈，形成合成磁通，在被加热工件中产生涡流而加热。

本发明的优点是：利用单相线电压输入和单相整流不加滤波，提高输入功率因数，单相全桥逆变，驱动脉冲移相脉宽控制实现输出功率调节，感应线圈磁通合成，使得变换电源相对于电网来说是三相电阻性负载，无谐波，功率因数达到1。而对于变换电源来说，改变传统的三相整流的方法。采用变压器初级并联，次级通过感应线圈的耦合作用采用磁通合成的方式进行功率合成，该方法的技术优势是：变压器副边采用感应线圈合成技术，不用考虑寄生电阻的影响，电流均流等问题，直接通过电磁的作用进行耦合，提高效率。

附图说明

图1是高功率因数软开关三相感应线圈合成加热电源结构框图。

图2为高功率因数软开关三相感应线圈合成加热电源结构图。

图3为三个单相逆变桥锁相环频率跟踪同步控制电路结构图。

图4为三个单相逆变桥锁相环频率跟踪同步控制波形图。

图5(a)为AB相输入电压和电流波形。

图5(b)为AB相逆变电路输入侧直流电压和输出侧移相角为零时的交流电压波形。

图5(c)为AB相逆变电路输出侧移相角为零时交流电流波形。

图5(d)为三相线圈合成磁通波形。

图6(a)为AB相输入电压为正半波逆变控制移相角为零时AB相输入电流和逆变电路输出电压和输出电流波形。

图6(b)为AB相输入电压为正半波逆变控制移相角为45?时AB相输入电流和逆变电路输出电压和输出电流波形。

图6(c)为AB相输入电压为正半波逆变控制移相角为90?时AB相输入电流和逆变电路输出电压和输出电流波形。

图6(d)为AB相输入电压为正半波逆变控制移相角为135?时AB相输入电流和逆变电路输出电压和输出电流波形。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。

本发明涉及三个独立线电压输入、三个单相整流全桥同步逆变控制、三相感应线圈合成高功率因数软开关高效感应加热电源。

所述三组单相变换电路是指AB相变换电路、BC相变换电路、CA相变换电路；每组单相变换电路包括分别和对应的单相线电压连接的单相全桥二极管整流电路，和单相全桥二极管整流电路连接的单相高频逆变电路，和单相高频逆变电路连接的隔直电容，和隔直电容连接的高频变压器，和高频变压器连接的串联谐振电容，和谐振电容连接的感应线圈，三组感应线圈平行绕制形生合成磁通。

如图1所示，采用三组单相变换电路，分别由单相线电压输入，单相线电压二极管整流，不加电容滤波，通过逆变电路，变换为输出是包络线为正弦波、脉冲宽度可调的高频交流脉冲电压，通过三组高频变压器谐振负载匹配，输给三个互相独立并行绕制的感应线圈，形成合成磁通，在被加热工件中产生涡流而加热。

如图2所示，AB相变换电路包括依次相连的输入高频滤波电路、单相全桥整流电路和单相桥式逆变电路。输入电压波形如图5(a)中的Uab，由输入滤波电感La、滤波电容Ca1连接成输入高频滤波电路，输入电流波形如图5(a)中的ia，由二极管Da1、Da2、Da3、Da4连接成单相全桥整流电路，整流电路输出波形如图5(b)中的Ua1。由开关管VTa1及其并联的二极管VDa1、开关管VTa2及其并联的二极管VDa2、开关管VTa3及其并联的二极管VDa3和电容CTa3、开关管VTa4及其并联的二极管VDa4和电容CTa4组成单相桥式逆变电路，输出脉宽可调的交流脉冲电压和正弦波电流，波形如图5（b）中的Ua2和图5（c）中的ia1。高频吸收电容Ca2、Ca3两端分别连接到逆变桥输入直流正负端，用来吸收高频电压。隔直电容Ca4用来隔离直流分量，避免变压器磁性直流磁化。高频变压器Ta一次侧绕组连接到隔直电容Ca4和开关管VTa3、二极管VDa4的连接导线上。高频变压器Ta二次侧绕组连接谐振电容Ca5、a相感应线圈两端a1、a2，组成二次LC串联谐振槽路。

同样的，BC相变换电路包括依次相连的输入高频滤波电路、单相全桥整流电路和单相桥式逆变电路。由输入滤波电感Lb、滤波电容Cb1连接成输入高频滤波电路，由二极管Db1、Db2、Db3、Db4连接成单相全桥整流电路，由开关管VTb1及其并联的二极管VDb1、开关管VTb2及其并联的二极管VDb2、开关管VTb3及其并联的二极管VDb3和电容CTb3、开关管VTb4及其并联的二极管VDb4和电容CTb4组成单相桥式逆变电路，输出脉宽可调的交流脉冲。高频吸收电容Cb2、Cb3两端分别连接到逆变桥输入直流正负端，用来吸收高频电压。隔直电容Cb4用来隔离直流分量，避免变压器磁性直流磁化。高频变压器Tb一次侧绕组连接到隔直电容Cb4和开关管VTb3、二极管VDb4的连接导线上。高频变压器Tb二次侧绕组连接谐振电容Cb5、b相感应线圈两端b1、b2，组成二次LC串联谐振槽路。

同样的，CA相变换电路包括依次相连的输入高频滤波电路、单相全桥整流电路和单相桥式逆变电路。由输入滤波电感Lc、滤波电容Cc1连接成输入高频滤波电路，由二极管Dc1、Dc2、Dc3、Dc4连接成单相全桥整流电路，由开关管VTc1及其并联的二极管VDc1、开关管VTc2及其并联的二极管VDc2、开关管VTc3及其并联的二极管VDc3和电容CTc3、开关管VTc4及其并联的二极管VDc4和电容CTc4组成单相桥式逆变电路，输出脉宽可调的交流脉冲。高频吸收电容Cc2、Cc3两端分别连接到逆变桥输入直流正负端，用来吸收高频电压。隔直电容Cc4用来隔离直流分量，避免变压器磁性直流磁化。高频变压器Tc一次侧绕组连接到隔直电容Cc4和开关管VTc3、二极管VDc4的连接导线上。高频变压器Tc二次侧绕组连接谐振电容Cc5、c相感应线圈两端c1、c2，组成二次LC串联谐振槽路。

三组感应线圈一端依次按a1、b1、c1顺序，另一端依次按a2、b2、c2顺序平行绕制形成。被加热工件中产生的合成磁通波形如图5（d）。

如图3，三个单相逆变桥通过高频交流电流互感器，采样三个单相逆变桥输出正弦波电流，三个电流互感器二次侧通过电流、电压转换电路变换成交流电压信号，三个交流电压信号同频率同相位相加，经过过零比较电路，形成方波信号，经过锁相环电路，使输出脉冲跟踪输入方波，经过功率放大电路、脉冲分配电路和驱动电路，控制三个逆变桥开关管，实现锁相频率跟踪同步控制。

AB相逆变电流ia1通过电流互感器LAa，在LAa二次侧得到采样信号如图4中的ia1’；BC相逆变电流ib1通过电流互感器LAb，在LAb二次侧得到采样信号如图4中的ib1’；CA相逆变电流ic1通过电流互感器LAc，在LAc二次侧得到采样信号如图4中的ic1’。

由电流互感器LAa二次侧Ja1端和Ja2端连接到AB相电流/电压转换电路；由电流互感器LAb二次侧Jb1端和Jb2端连接到BC相电流/电压转换电路；由电流互感器Lac二次侧Jc1端和Jc2端连接到CA相电流/电压转换电路。由AB相电流/电压转换电路输出负极端IVa-连接到BC相电流/电压转换电路输出正极端IVb+，由BC相电流/电压转换电路输出负极端IVb-连接到CA相电流/电压转换电路输出正极端IVc+，由AB相电流/电压转换电路输出正极端Iva+和CA相电流/电压转换电路输出负极端IVc-连接到脉冲整形过零比较电路输入端Cp1、Cp2，组成同步采样电路，合成采样波形如图4中的u1’，脉冲整形过零比较电路输出形成方波信号如图3中的P1（波形见图4）；方波信号P1连接到锁相环频率跟踪电路，形成频率跟踪方波信号P2，P2的波形比P1超前一个电路延时时间；P2方波信号连接到移相控制电路，形成脉宽可调的PWM脉冲信号如图3中的P3（波形见图4）；PWM脉冲信号P3连接到脉冲分配电路，形成P4a、P4b、P4c三组共计12个脉冲信号；第一组脉冲信号P4a经由AB相逆变桥驱动电路连接到AB相开关管VTa1、VTa2、VTa3、VTa4的栅极Ga1、Ga2、Ga3、Ga4，第二组脉冲信号P4b 经由BC相逆变桥驱动电路连接到BC相开关管VTb1、VTb2、VTb3、VTb4的栅极Gb1、Gb2、Gb3、Gb4，第三组脉冲信号P4c经由CA相逆变桥驱动电路连接到CA相开关管VTc1、VTc2、VTc3、VTc4的栅极Gc1、Gc2、Gc3、Gc4。

按照本发明提供的方案，在逆变交流电流由负变正的过零点，AB相开关管VTa1、BC相开关管VTb1、CA相开关管VTc1在零电流导通，实现零电流开通；在AB相开关管VTa4、BC相开关管VTb4、CA相开关管VTc4关断时，对应的并联电容CTa4、CTb4、CTc4从零电压充电，保证开关管VTa4、VTb4、VTc4零电压关断；在逆变交流电流由正变负的过零点，AB相开关管VTa2、BC相开关管VTb2、CA相开关管VTc2在零电流导通，实现零电流开通；在AB相开关管VTa3、BC相开关管VTb3、CA相开关管VTc3关断时，对应的并联电容CTa3、CTb3 、CTc3从零电压充电，保证开关管VTa3、VTb3、VTc3零电压关断。

如图6(a)所示为AB相输入电压为正半波逆变控制移相角为零时AB相输入电流和逆变电路输出电压和输出电流波形。图6(b)为AB相输入电压为正半波逆变控制移相角为45?时AB相输入电流和逆变电路输出电压和输出电流波形。图6(c)为AB相输入电压为正半波逆变控制移相角为90?时AB相输入电流和逆变电路输出电压和输出电流波形。图6(d)为AB相输入电压为正半波逆变控制移相角为135?时AB相输入电流和逆变电路输出电压和输出电流波形。

本发明利用单相线电压输入和单相整流不加滤波，提高输入功率因数，单相全桥逆变，驱动脉冲移相脉宽控制实现输出功率调节，感应线圈磁通合成，使得变换电源相对于电网来说是三相电阻性负载，无谐波，功率因数达到1。而对于变换电源来说，改变传统的三相整流的方法。