一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器

摘要

本发明涉及一种降压型DC-DC变换器，尤其是涉及一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器。一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器，包括频率补偿装置，其特征在于：所述的频率补偿装置包括误差放大器和补偿模块。因此，本发明具有如下优点：1.节省了整个电路的面积，且改善了系统的动态响应速度；2.误差放大器的输出电流增大，这样加快了对补偿电容的充放电速度。

说明书

技术领域

本发明涉及一种降压型DC-DC变换器，尤其是涉及一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器。

背景技术

随着电子技术的高速发展，便携式产品如MP4、手机、PSP、笔记本电脑等的功能越来越丰富，而在这些便携式产品中，电源是其动力心脏，电源管理技术已经成为便携式电子产品中必不可少的技术。同时便携式电子产品也需要为其提供能量的电源具有更小的体积。

传统的开关电源，通常被设计成固定的输出电压，这样的电源能够使系统的工作时间最长且电池的使用寿命也更长。随着消费类电子产品的增加，开光电源输出可变的电压，快的瞬态响应和好的系统稳定性也急需改进。

在开关电源中，电压控制模式和电流控制模式是两种常用的控制方式，它们都广泛的应用在低电压低功耗的DC-DC变换器中。电压控制模式只有一个电压控制环，其优点是电路结构简单而且易于设计，然而缺点是动态响应速度很慢。与电压控制模式相反，电流控制模式的动态响应很快，但是当占空比大于50%时，系统将会不稳定。除此之外，电流控制模式比电压控制模式多一个电流控制环，其能够对电感的电流进行检测，当电感电流过大时会使开关断开，即峰值电流保护，防止系统因电流过大而烧坏。因此，一般电流控制模式在DC-DC变换器中应用更广一些。

如图1所示的是电流控制模式的DC-DC变换器的结构图。其工作原理打下：系统没有上电时，输出电压V_out和电感电流I_L均为0。当系统开始工作，输出端的反馈电压bV_Out与基准电压V_ref输入频率补偿装置的两端，因为系统刚上电，此时频率补偿装置可以看成一个比较器，且基准电压远大于反馈电压，因此频率补偿装置的输出电压V_a上升至电源电压；然后V_a和电流检测网络检测的电压V_s输入到PWM调制器的两端，输出控制信号d(t),控制逻辑驱动单元使开关管开启，变换器开始电流给输出电容充电，V_Out和I_L同是逐步增加。经过这样几个周期后，输出电压达到稳定。同时，又由于DC-DC变换器采用负反馈控制，故由输入电压或者负载电流的变化所引起的输出电压变化都可以通过负反馈来调节，使输出稳定。

在电流控制模式的DC-DC变换器中，稳定性也是一个很重要的问题。在电流控制模式中，控制环路由电压控制环和电流控制环组成，当系统的占空比大于50%时，电流控制环就会不稳定。同时，根据负反馈系统的稳定性理论，当系统的增益下降到0时，其相移应小于180°，否则系统将会变成正反馈，使系统振荡。为了使系统更稳定的工作，一般要求其相位裕度大于45°，所以为了使系统能稳定的工作，频率补偿是必不可少的。

为了分析电流模式DC-DC变换器的系统稳定性，应从其闭环传输函数进行分析，图2和图3分别给出了其对应的小信号等效电路和信号流图。由图可知，系统的传输函数为：

其中是频率补偿装置的传输函数，

，,

,,

为了简化分析，把反馈网络和频率补偿装置去掉，则其剩下部分的传输函数为：

则系统的零极点可以很容易的写出：

主极点          

第一非主极点     

零点           

通过上述分析可知，电流模式的DC-DC变换器存在两个分离的极点。通常第一非主极点附近，且两个极点形成了一个的大的相移，这样系统的稳定性会受到影响。

为了解决双极点所带来的不稳定性，一般常用的方法是采用主极点补偿法，如图4所示。这种方法是在误差放大器的输出端接一个大的电容，从而在系统的传输函数中引入一个低频主极点。此时传统的频率补偿装置的频率响应为：

其中为低频直流增益，为误差放大器的跨导，为误差放大器的输出电阻，为补偿电容。则有：

主极点           

单位增益带宽      

由上面的分析可知，系统在误差放大器的输出端加入补偿电容后，使其单位增益带宽之前只有一个主极点，保证其在单位增益带宽处的相位裕度为90°。

然而传统的主极点频率补偿方法限制了系统的瞬态响应。因为当输出电压因输入电压或者负载电流突变而变化时，则必须快速的改变误差放大器的输出电压，使PWM调制器给出调整后的占空比D使输出电压快速稳定。而的变化是经过误差放大器对输出端的大补偿电容的充放电来实现的，显然大的补偿电容直接降低了的变化，故系统的动态响应速度很慢。除此之外，大的补偿电容不能集成，增大了整个电路的面积。

 

发明内容

本发明主要是解决现有技术所存在的大的补偿电容不能集成，增大了整个电路的面积，而且大的补偿电容直接降低了的变化，故系统的动态响应速度很慢等的技术问题；提供了一种节省了整个电路的面积，且改善了系统的动态响应速度的一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器。

本发明还有一目的是解决现有技术所存在的主极点频率补偿方法限制了系统的瞬态响应等的技术问题；提供了一种误差放大器的输出电流增大，这样加快了对补偿电容的充放电速度。

本发明的上述技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器，包括频率补偿装置，其特征在于：所述的频率补偿装置包括误差放大器和补偿模块。

在上述的一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器，所述的误差放大器包括偏置模块、第一差分输入模块以及第二电流放大模块。

在上述的一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器，所述的偏置模块包括电流源I_bias，第一电流镜NMOS晶体管Mb1、第二电流镜NMOS晶体管Mb2、第三电流镜PMOS晶体管Mb3和第四电流镜PMOS晶体管Mb4；所述电流源I_bias的正极连接到电源电压，负极连接到所述第一电流镜NMOS晶体管Mb1的漏极；第一电流镜NMOS晶体管Mb1的漏极连接到电流源上，栅极连接到其漏极上，源极连接到地；第二电流镜NMOS晶体管Mb2的漏极连接到第三电流镜PMOS晶体管Mb3的漏极，栅极连接到第一电流镜NMOS晶体管Mb1的栅极上，源极连接到地；第三电流镜PMOS晶体管Mb3的漏极连接到第二电流镜NMOS晶体管Mb2的漏极，栅极连接到其漏极，源极连接到电源电压；第四电流镜PMOS晶体管Mb4栅极连接到Mb3的栅极，源极连接到电源电压。

在上述的一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器，所述的第一差分输入模块包括第一输入PMOS管M1、第二输入PMOS管M2、第一负载NMOS管M3和第一负载NMOS管M4；上述第四电流镜PMOS晶体管Mb4的漏极连接到第一输入PMOS管M1和第二输入PMOS管M2的源极，第一输入PMOS管M1的漏极连接到第一负载NMOS管M3的漏极，栅极连接反馈电压，源极连接第一负载NMOS管Mb4的漏极；第二输入PMOS管M2的漏极连接到第一负载NMOS管M4的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到上述第四电流镜PMOS晶体管Mb4的漏极；第一负载NMOS管M3的漏极连接到第一输入PMOS管M1的漏极，栅极连接其漏极，源极连接到地；第二负载NMOS管M4的漏极连接到第二输入PMOS管M2的漏极，栅极连接其漏极，源极连接到地。

在上述的一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器，所述的第二电流放大模块包括第一放大NMOS管M5、第二放大NMOS管M6、第一共源电流镜PMOS管M7、第二共源电流镜PMOS管M8、第一共栅电流镜PMOS管M9以及第二共栅电流镜PMOS管M10；所述第一放大NMOS管M5的漏极连接到第一共源电流镜PMOS管M7的漏极，栅极连接到上述第一负载NMOS管M3的栅极，源极连接到地；第二放大NMOS管M6的漏极连接到第二共源电流镜PMOS管M8的漏极，栅极连接到上述第一负载NMOS管M4的栅极，源极连接到地；第一共源电流镜PMOS管M7的漏极连接到第一放大NMOS管M5的漏极，栅极连接到其漏极，源极连接到M9的漏极；第二共源电流镜PMOS管M8的漏极连接到第二放大NMOS管M6的漏极，栅极连接到第一共源电流镜PMOS管M7的栅极，源极连接到第二共栅电流镜PMOS管M10的漏极；第一共栅电流镜PMOS管M9的漏极连接到第一共源电流镜PMOS管M7的源极，栅极连接到其漏极，源极连接到电源电压；第二共栅电流镜PMOS管M10的漏极连接到第二共源电流镜PMOS管M8的源极，栅极连接到第一共栅电流镜PMOS管M9的栅极，源极连接到电源电压；上述误差放大器的输出即为第二共源电流镜PMOS管M8以及第二放大NMOS管M6的漏极相连的端口处。

在上述的一种具有电流模式频率补偿装置的降压型DC-DC变换器，所述的补偿模块包括电阻R_Z、补偿电容C_C、和第一频率补偿NMOS管Mc1、第二频率补偿NMOS管Mc2…第N频率补偿NMOS管McN；所述电阻R_Z连接到上述第二共源电流镜PMOS管M8的漏极和第一频率补偿NMOS管Mc1的漏极；补偿电容C_C连接到第一频率补偿NMOS管Mc1的源极和地之间；所述第一频率补偿NMOS管Mc1、第二频率补偿NMOS管Mc2…第N频率补偿NMOS管McN的漏极均与所述电阻R_Z相连，所述第一频率补偿NMOS管Mc1、第二频率补偿NMOS管Mc2…第N频率补偿NMOS管McN栅极连接到偏置电压Vbias。

因此，本发明具有如下优点：1.节省了整个电路的面积，且改善了系统的动态响应速度；2.误差放大器的输出电流增大，这样加快了对补偿电容的充放电速度。

附图说明

图1是电流模式的DC-DC变换器的结构图；

图2是电流模式的DC-DC变换器的交流小信号等效电路；

图3是电流模式的DC-DC变换器的信号流图；

图4是电流模式的DC-DC变换器的传统频率补偿装置结构；

图5是电流模式的DC-DC变换器的新型频率补偿装置结构；

图6是电流模式的动态Miller乘法电容；

图7是系统未补偿时的开环频率响应曲线；

图8是系统加入补偿后的开环频率响应曲线；

图9是系统的瞬态响应曲线。

具体实施方式

下面通过实施例，并结合附图，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

实施例：

如图1所示为一种电流模式DC-DC变换器的结构示意图，该DC-DC变换器包括功率开关管、滤波电路单元、电阻反馈网络、电流检测单元、频率补偿装置、PWM调制器和逻辑控制与驱动电路。其中功率开关管连接到输入电源端和逻辑控制与驱动电路，存储电感L并联连接到输出滤波电容Co，存储电感L和输出滤波电容组成滤波电路单元，输出电压端连接到滤波单元电路和电阻反馈网络，电阻反馈网络的反馈电压连接到频率补偿装置的反相输入端，基准电压连接到频率补偿装置的正相输入端，PWM调制器的反相端连接到频率补偿装置的输出端，其正相输出端连接电流检测单元的检测电压，其输出连接到逻辑控制与驱动电路。当输入电压或负载电流变化导致输出电压变化时，电阻反馈网络对输出电压进行检测，得到反馈电压bVo，将其加到频率补偿装置的反相输入端，并与正相输入端的基准电压Vref比较后输出误差电压Va，然后Va和电流检测单元的输出电压Vs加到PWM调制器的两端，两者经过比较输出一个占空比为d(t)的方波信号，该方波信号经逻辑控制与驱动电路后，驱动功率开关管的通断，使输出电压稳定。

图5为本发明提高的新型频率补偿装置的电路，包括误差放大器OTA和补偿模块。

误差放大器包括偏置模块、第一差分输入模块以及第二电流放大模块。偏置模块包括电流源I_bias，第一电流镜NMOS晶体管Mb1、第二电流镜NMOS晶体管Mb2、第三电流镜PMOS晶体管Mb3和第四电流镜PMOS晶体管Mb4；所述电流源I_bias的正极连接到电源电压，负极连接到所述第一电流镜NMOS晶体管Mb1的漏极；第一电流镜NMOS晶体管Mb1的漏极连接到电流源上，栅极连接到其漏极上，源极连接到地；第二电流镜NMOS晶体管Mb2的漏极连接到第三电流镜PMOS晶体管Mb3的漏极，栅极连接到第一电流镜NMOS晶体管Mb1的栅极上，源极连接到地；第三电流镜PMOS晶体管Mb3的漏极连接到第二电流镜NMOS晶体管Mb2的漏极，栅极连接到其漏极，源极连接到电源电压；第四电流镜PMOS晶体管Mb4栅极连接到Mb3的栅极，源极连接到电源电压；第一差分输入模块包括第一输入PMOS管M1、第二输入PMOS管M2、第一负载NMOS管M3和第一负载NMOS管M4；上述第四电流镜PMOS晶体管Mb4的漏极连接到第一输入PMOS管M1和第二输入PMOS管M2的源极，第一输入PMOS管M1的漏极连接到第一负载NMOS管M3的漏极，栅极连接反馈电压，源极连接第一负载NMOS管Mb4的漏极；第二输入PMOS管M2的漏极连接到第一负载NMOS管M4的漏极，栅极连接到基准电压，源极连接到上述第四电流镜PMOS晶体管Mb4的漏极；第一负载NMOS管M3的漏极连接到第一输入PMOS管M1的漏极，栅极连接其漏极，源极连接到地；第二负载NMOS管M4的漏极连接到第二输入PMOS管M2的漏极，栅极连接其漏极，源极连接到地；第二电流放大模块包括第一放大NMOS管M5、第二放大NMOS管M6、第一共源电流镜PMOS管M7、第二共源电流镜PMOS管M8、第一共栅电流镜PMOS管M9以及第二共栅电流镜PMOS管M10；所述第一放大NMOS管M5的漏极连接到第一共源电流镜PMOS管M7的漏极，栅极连接到上述第一负载NMOS管M3的栅极，源极连接到地；第二放大NMOS管M6的漏极连接到第二共源电流镜PMOS管M8的漏极，栅极连接到上述第一负载NMOS管M4的栅极，源极连接到地；第一共源电流镜PMOS管M7的漏极连接到第一放大NMOS管M5的漏极，栅极连接到其漏极，源极连接到M9的漏极；第二共源电流镜PMOS管M8的漏极连接到第二放大NMOS管M6的漏极，栅极连接到第一共源电流镜PMOS管M7的栅极，源极连接到第二共栅电流镜PMOS管M10的漏极；第一共栅电流镜PMOS管M9的漏极连接到第一共源电流镜PMOS管M7的源极，栅极连接到其漏极，源极连接到电源电压；第二共栅电流镜PMOS管M10的漏极连接到第二共源电流镜PMOS管M8的源极，栅极连接到第一共栅电流镜PMOS管M9的栅极，源极连接到电源电压；上述误差放大器的输出分别与第二共源电流镜PMOS管M8以及第二放大NMOS管M6的漏极相连。

补偿模块包括电阻R_Z、补偿电容C_C、和第一频率补偿NMOS管Mc1、第二频率补偿NMOS管Mc2…第N频率补偿NMOS管McN；所述电阻R_Z连接到上述第二共源电流镜PMOS管M8的漏极和第一频率补偿NMOS管Mc1的漏极；补偿电容C_C连接到第一频率补偿NMOS管Mc1的源极和地之间；所述第一频率补偿NMOS管Mc1、第二频率补偿NMOS管Mc2…第N频率补偿NMOS管McN的漏极均与所述电阻R_Z相连，所述第一频率补偿NMOS管Mc1、第二频率补偿NMOS管Mc2…第N频率补偿NMOS管McN栅极连接到偏置电压Vbias。

误差放大器有偏置模块、第一级差分输入模块和第二级电流放大模块组成。偏置模块中，Mb1和Mb2的宽长比为1:1，Mb3和Mb4的宽长比为1:2，Mb1的漏极接入偏置电流Ibias，通过电流镜像后流过Mb4的电流为2Ibias，这样可以给每个差分支路提供Ibias的电流。第一差分输入电路由M1- M4管组成，M1和M2构成差分对，分别输入反馈电压和基准电压，M3和M4构成电流镜负载；第二电流放大电路由M5-M10组成，其中M3和M5的宽长比为1:1，M4和M6、M7和M8、M9和M10的宽长比都为1:10。因为流过M3和M4的电流均为Ibias，故流过M6、M8和M10的电流增加至10Ibias，这样增加了频率补偿装置的电流驱动能力，提高了系统的动态响应速度。除此之外，M7-M10构成共源共栅电流镜，增加了频率补偿装置的输出电阻，提高了系统的增益。

根据以上的分析，可得OTA的跨导、输出电阻和增益分别为：

补偿模块采用动态Miller乘法电容，主要由电阻Rz、补偿电容Cc和由N个频率补偿NMOS管组成的补偿管Mc1-McN，其中Mc2-McN管与Mc1的宽长比均为k:1。电阻R_Z连接到M8的漏极和Mc1的漏极，补偿电容C_C连接到Mc1的源极和地之间；频率补偿管Mc1-McN的漏极连接到电阻R_Z，栅极连接到偏置电压Vb，源极连接到补偿电容C_C。根据密勒效应可知，当补偿电容跨接于第一级输出端和第二级输出端时，在第一级输出端所看到的等效电容等于补偿电容乘以第二级的放大倍数。上述所说的是电压模式的密勒效应，同理对于电流模式的也一样。如图6所示，设流过电容法C的电容为Ic，而另一条与电容C并联的支路电流为KxIc，则从节点A往下看，所看到的等效电流和电容为：

同理，对本发明提出的动态Miller乘法电容也一样。如图5所示，设N1节点处的电压V_N1，流过第一个频率补偿管Mc1的电流为I₁。若无后面的Mc2-McN频率补偿管，则从N1节点往地看到的补偿电容，这与传统的频率补偿装置一样。但是当把Mc2-McN频率补偿管加上去之后，则此时从节点N1处所看到的等效电容为：

在电流模式的DC-DC变换器中，若按照传统的频率补偿，在误差放大器的输出端加1μF的补偿电容以获得一个低频主极点，很显然这么大的电容是不能集成到PWM控制器里的，而且很占整个电路板的面积。然而，若采用本发明提出的动态Miller乘法器，当Mc2-McN与Mc1的宽长比k取1000，后面的频率补偿管数目N取100时，用10p的补偿电容就可以达到和传统的频率补偿一样的补偿效果。很显然采用新型的频率补偿装置节省了很大的芯片面积，同时因为新型频率补偿装置的补偿电容很小，其充放电时间很短暂，即系统的瞬态响应速度很快。

为了更进一步的说明本发明提出的新型频率补偿装置对系统稳定性的改进，下面分析系统的传输函数。由图2和图3可知，电流模式的DC-DC变换器的传输函数为：

其中是频率补偿装置的传输函数，b为电阻反馈网络的反馈系数，为负载电阻，为电流检测单元的检测电阻，1/是PWM调制器的增益，为存储电感的等效电阻，为误差放大器的跨导，为误差放大器的输出电阻，且

   

由系统的传输函数，可以很容易的知道零极点为：

主极点          

第一非主极点     

第二非主极点     

零点                

单位增益带宽     

由系统的零极点可知，由于值很大，主极点处在低频位置；同时和都处在高频处，都是在单位增益带宽之外。故系统在单位增益带宽之内只有一个主极点，位于频率补偿装置的输出端，由动态Miller乘法电容引入。

为了进一步说明本发明对电流模式的DC-DC变换器的稳定性的改善，本发明利用Hspice软件对系统的开环频率响应进行了仿真。图7为系统未补偿时的开环频率响应曲线，其中上面的图是其幅度频率响应曲线，横坐标是频率，单位是赫兹，纵坐标是幅度，单位是分贝；下面的图是其相位频率响应曲线，横坐标是频率，单位是赫兹，纵坐标是相位，单位是度。从系统的开环频率响应曲线可知：1)、未补偿时单位增益内只有两个双极点；2)、在0dB之前时，系统的相位偏移已经达到了180°，即系统的相位裕度是0°，远低于系统稳定时45°的相位裕度要求。很显然，采用未采用频率补偿装置时，系统不能够稳定的工作。图8为系统采用本实用新型提出的补偿网络后的开环频率响应曲线，其中上面的图是其幅度频率响应曲线，横坐标是频率，单位是赫兹，纵坐标是幅度，单位是分贝；下面的图是其相位频率响应曲线，横坐标是频率，单位是赫兹，纵坐标是相位，单位是度。从系统的开环频率响应曲线可知：1)、单位增益内只有一个主极点，该极点由频率补偿装置引入；2)、在0dB时，系统的相位偏移为90°，即系统的相位裕度是90°，远大于系统稳定时45°的相位裕度要求。很显然，采用本发明提出的频率补偿装置，系统能够很稳定的工作。

为了进一步说明本发明对电流模式DC-DC变换器的动态响应速度的改进，本发明利用Hspice软件对系统的瞬态响应进行了仿真。图9为系统的瞬态响应曲线，其中上面的图是系统的负载电流从空载突变到满载，然后再从满载跳变到空载的曲线，横坐标是时间，单位是微秒，纵坐标是电流，单位是毫安；下面的图是系统的输出电压曲线，横坐标是时间按，单位是微秒，纵坐标是电压，单位是伏特。从系统的瞬态响应曲线可知：1)、当负载电流由空载突变到满载时，经过2us的响应时间，系统的输出电压恢复了稳定；2)、当负载电流由满载跳变空载到时，经过1us的响应时间，系统的输出电压恢复了稳定。很显然，系统的瞬态响应速度很快，这主要是由于本发明提出的新型频率补偿装置采用动态Miller乘法电容，使补偿电容很小，故其充放电时间都很快。

本文中所描述的具体实施例仅仅是对本发明精神作举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种各样的修改或补充或采用类似的方式替代，但并不会偏离本发明的精神或者超越所附权利要求书所定义的范围。