直流-直流转换器以及具有直流-直流转换器的电源电路

摘要

直流-直流转换器将从输入端子输入的输入电压转换为预定电压，并且从输出端子输出已转换电压，该直流-直流转换器包括输出控制晶体管和具有误差放大电路的操作控制电路，由此误差放大电路包括：输出电路，被配置为输出误差电压并且包括源极跟随器连接的输出晶体管；串联电路，被配置为包括用于相位补偿的电阻器和用于相位补偿的电容器并且连接在输出电路的控制电极与接地电压端子之间；以及放大电路，被配置为位于误差放大电路中相对于输出电路位于距离输出误差电压的一侧较远的一侧上，并且包括作为放大电路的负载的电压产生元件。

说明书

技术领域

本发明总的来说涉及用于紧密型电源硬件的直流-直流转换器，并且更具 体地说涉及当负载电流迅速增大时可以减小输出电压降的直流-直流转换器 以及具有该直流-直流转换器的电源电路。

背景技术

图7示出电流模式控制类型的降压开关调节器。参考图7，开关调节器 100将输入到输入端子IN的输入电压降压到预定电压，并且从输出端子OUT 输出该降压的电压作为输出电压V_o。

图8是示出图7所示开关调节器100的操作示例的定时图。参考图8， 附图标记Io表示从输出端子OUT输出的输出电流；附图标记Ve表示误差电 压，其是误差放大电路120的输出电压；附图标记Vslp表示倾斜电压，其是 倾斜电压产生电路110的输出电压；附图标记Set表示置位脉冲信号，其是 振荡电路140的输出信号，输入到RS触发电路150的置位输入端子S；附图 标记Rst表示复位脉冲信号，其是PWM比较器130的输出信号，输入到RS 触发电路的复位输入端子R；以及附图标记S1表示开关晶体管M101的栅极 信号，其是通过使用反相电路160对从RS触发电路150的输出端子Q输出 的输出信号进行反相获得的信号。

参考图8，置位脉冲信号Set从振荡电路140输出，其以预定时间间隔变 成高电平。当置位脉冲信号Set输入到RS触发电路150的置位输入端子S时， RS触发电路150的输出端子Q输出高电平信号。因为该信号的信号电平由反 相电路160反相，所以开关晶体管M101的栅极信号S1变成低电平。然后， 开关晶体管M101导通，且输入电压Vi输入到电感器L101和输出电容器C101 的串联电路。

流过电感器L101的感应电流IL随时间经过而线性增大。当感应电流IL 增大到大于输出电流Io时，电荷累积在输出电容器C101中，并且输出电压 Vo增大。倾斜电压产生电路110检测感应电流IL，将感应电流IL转换为电 压，并且同时产生用于避免子谐波振荡的补偿电压。倾斜电压产生电路110 将该补偿电压与通过转换感应电流IL获得的电压相加，以产生倾斜电压Vslp， 并且将该倾斜电压输出到PWM比较器130。当开关晶体管M101导通时，倾 斜电压Vslp线性增大。

误差放大电路120将输出电压检测信号Vfb与基准电压Vref之间的电压 差放大，并且输出该放大的电压作为误差电压Ve。PWM比较器130将误差 电压Ve与倾斜电压Vslp进行比较，并且当倾斜电压Vslp超过误差电压Ve 时，输出高电平的信号Rst以复位RS触发电路150。然后，RS触发电路150 的输出端子Q返回低电平，而栅极信号S1变成高电平。因此，开关晶体管 M101关断。

当开关晶体管M101关断时，因为电感器L101产生的反电势的作用，连 接节点LX的电压VLX减小到负电压。然后，整流二极管D101导通，以使 电感器L101上累积的能量流出。因此，感应电流IL随时间经过而线性减小。 当感应电流变得小于输出电流Io时，电能从输出电容器C101提供到负载200， 从而减小输出电压Vo。在一周期后，从振荡电路140产生置位脉冲信号Set 以再一次切换开关晶体管Vo导通。然后，提供感应电流IL以增大输出电压 Vo。随后，重复类似的操作。

参考图8，输出电流Io在时间t2之前低。在此，输出电流Io减小。在 输出电流Io减小的同时，输出电压Vo随时间经过而略微增大。因此，误差 电压Ve进一步减小，并且在时间t1变成倾斜电压Vslp的下限值或者更小。 然后，PWM比较器130的输出信号Rst变成高电平，以复位RS触发电路150。 在这种情况下，由于即使置位脉冲Set输入到置位端子S，输出端子Q的信 号电平也不被反相，所以开关晶体管M101不导通。

当输出电流Io在时间t2迅速增大时，输出电压Vo减小，如图8所示。 然而，误差放大电路120的误差电压Ve不增大这么多。这是因为，在误差放 大电路120的误差电压Ve是0伏特(0V)时，相位补偿电容器Ch中的电荷 被放电到0伏特(0V)，因此，误差电压Ve不增大直到电容器Ch被充电到 预定电压为止。因为该原因，当因为误差电压Ve超过倾斜电压Vslp的下限 值而导致输出信号Rs改变为处于低电平时使开关晶体管M101导通的栅极信 号S1是输出电流Io迅速增大时的时间t2经过时间周期Td之后的时间t3首 先输出的。在时间t2与时间t3之间，输出电压显著减小。

在例如日本未审查专利申请No.2006-94572中描述的现有技术中，提供 开关以保持、或充电或者放电在误差放大电路的反馈电路内包括的相位补偿 电容器内的电荷。通过操作该开关，输出到电压比较器的误差电压的稳定时 间缩短。这样，输出到负载的输出电压可以平滑地改变为预定置位电压。

然而，该现有技术中描述的技术存在的问题在于，另外需要开关和用于 控制开关的控制电路，并且整个电路的尺寸变大。此外，可以将输入电压转 换为输出电压，并且从一装置的输出端子输出该输出电压，该装置是通过任 意选择开关调节器或者在小负载下，选择其功率转换效率比开关调节器的功 率转换效率高的第二直流-直流转换器，或者通过例如在负载电流围绕预定电 流增大和减小的预定条件时，选择开关调节器和第二直流-直流转换器之一而 确定的。然而，当第二直流-直流转换器切换到开关调节器时，存在的问题在 于输出电压Vo因为上述原因显著减小。

发明内容

因此，本发明的总的目的是提供新颖并且有用的直流-直流转换器和电源 电路，其可以使用简单电路改善误差放大电路中的相位补偿电容器引起的输 出电压的响应滞后。

由直流-直流转换器可以实现本发明的上述目的，该直流-直流转换器将 从输入端子输入的输入电压转换为预定电压，并且从输出端子输出已转换电 压，该直流-直流转换器包括：输出控制晶体管，执行与输入到控制电极的控 制信号对应的操作，并且控制该输出电压；以及操作控制电路，具有用于放 大预定基准电压与通过将输出电压分压产生的反馈电压之间的电压差，并且 输出已放大电压的误差放大电路，并基于误差电压，控制输出控制晶体管的 操作，以使该输出电压恒定为预定电压，该误差电压是输出电压差，由此该 误差放大电路包括：输出电路，被配置为输出误差电压并且包括源极跟随器 连接的输出晶体管；串联电路，被配置为包括用于相位补偿的电阻器和用于 相位补偿的电容器，并且被连接在输出电路的控制电极与接地电压端子之间； 以及放大电路，被配置为位于误差放大电路中相对于该输出电路距离输出误 差电压的一侧较远的一侧上，并且包括作为该放大电路的负载的电压产生元 件。

当电压产生元件是二极管连接的MOS晶体管时，也可以实现本发明的 上述目的。

当电压产生元件是电阻器时，也可以实现本发明的上述目的。

当电压产生元件产生与该源极跟随器连接的输出晶体管的阈值电压值相 同或者更小的电压时，也可以实现本发明的上述目的。

当电压产生元件的阈值电压值与该源极跟随器连接的输出晶体管的阈值 电压值相同或者更小时，也可以实现本发明的上述目的。

当电源电路包括：上面描述的直流-直流转换器；第二直流-直流转换器， 在小负载下其功率转换效率比该直流-直流转换器的功率转换效率高；以及控 制电路，被配置为控制该直流-直流转换器和该第二直流-直流转换器的操作， 由此该控制电路操作该直流-直流转换器和该第二直流-直流转换器的任意一 个，或者当建立预定条件以使得该直流-直流转换器或者该第二直流-直流转换 器产生该输出电压，并且从输出端子输出该产生的电压时，也可以实现本发 明的上述目的。

当结合附图阅读时，根据下面的详细描述，本发明的其它目的、特征和 优点更加显而易见。

附图说明

图1示出实施例1的直流-直流转换器的电路示例。

图2示出图1所示的误差放大电路的电路示例。

图3是示出使用图2所示的误差放大电路的开关调节器的操作示例的时 序图。

图4示出图1所示的误差放大电路的另一电路示例。

图5示出图1所示的误差放大电路的另一电路示例。

图6示出使用图1所示的开关调节器的电源电路的示例。

图7示出现有技术中的电流模式控制类型的降压开关调节器的电路示 例。

图8是示出图7所示降压开关调节器的操作示例的时序图。

具体实施方式

现在，将参考图1至图6描述本发明的实施例。

在该实施例中，附图标记通常表示如下：1：开关调节器；2：负载；7： 基准电压产生电路；10：倾斜电压产生电路；20：误差放大电路；30：PWM 比较器；40：振荡电路；50：RS触发电路；60：反相电路；70：第二直流- 直流转换器；71：控制电路；M1：开关晶体管；D1：整流二极管；L1：电 感器；C1：输出电容器；R1、R2、Rh、R11：电阻器；Ch：电容器；M11至 M16：PMOS晶体管；以及M17至M25：NMOS晶体管。

实施例

图1示出实施例1的开关调节器的电路示例。在将输入到输入端子IN 的输入电压VI降压到预定电压后，形成直流-直流转换器的开关调节器1将 输出电压Vo从输出端子OUT输出。开关调节器1是异步整流型降压开关调 节器。

在开关调节器1中，开关晶体管M1和整流二极管D1的串联电路连接 在输入端子IN与接地电压GND之间。电感器L1连接到开关晶体管M与整 流二极管D1之间的连接节点。输出电容器C1连接在输出端子OUT与接地 电压GND之间。此外，负载2连接在输出端子OUT与接地电压GND之间。 当开关晶体管M1导通和关断时，能量累积在电感器L1和输出电容器C1中。 累积能量被作为输出电压Vo输出，并且被提供到负载2。

此外，用于将作为输出控制晶体管的开关晶体管M1导通或者断开的操 作电路单元包括：分压电阻器R1、R2，用于检测输出电压；基准电压产生电 路7，用于产生并输出基准电压Vref；误差放大电路20，反馈电压Vfb从分 压电阻器R1和R2之间的连接部分输出的反馈电压Vfb输入到其，并且基准 电压Vref输入到其；倾斜电压产生电路10，用于检测流过电感器L1的电流， 将检测到的电流转换为电压，并通过对其提供倾斜补偿来产生倾斜电压Vslp， 以及输出所产生的倾斜电压Vslp；PWM比较器30，用于将从倾斜电压产生 电路10输出的倾斜电压Vslp与从误差放大电路20输出的误差电压Ve进行 比较，产生指示比较结果的复位脉冲信号Rst，以及输出复位脉冲信号Rst； 振荡电路40，用于产生预定置位脉冲信号Set，并且输出置位脉冲信号Set； RS触发电路50，由从振荡电路40输出的置位脉冲信号Set置位并由从PWM 比较器30输出的复位脉冲信号Rst复位；以及反相电路60，用于将从RS触 发电路50的输出端子Q输出的信号反相，并且输出已反相信号。连接到误 差放大电路20和电容器Ch的电阻器Rh执行开关调节器1的相位补偿。

置位脉冲信号Set从振荡电路40输出，并且在预定时间间隔变成高电平。 当置位脉冲信号Set输入到RS触发电路50的置位输入端子S时，RS触发电 路50的输出端子Q输出高电平信号。因为该信号的信号电平由反相电路60 反相，所以开关晶体管M1的栅极信号S1变成低电平。然后，开关晶体管 M1导通，并且输入电压Vi输入到电感器L1和输出电容器C1的串联电路。

流过电感器L1的感应电流IL随时间经过而线性增大。当感应电流IL 增大到大于输出电流Io时，电荷累积在输出电容器C1中，并且输出电压Vo 增大。倾斜电压产生电路10检测到感应电流IL，将感应电流IL转换为电压， 并且同时产生用于避免子谐波振荡的补偿电压。倾斜电压产生电路10将补偿 电压与通过转换感应电流IL获得的电压相加以产生倾斜电压Vslp，并且将倾 斜电压Vslp输出到PWM比较器30。在开关晶体管M1导通时，倾斜电压 Vslp线性增大。

误差放大电路20对输出电压检测信号Vfb与基准电压Vref之间的电压 差进行放大，并且输出已放大信号作为误差电压Ve。PWM比较器30将误差 电压Ve与倾斜电压Vslp进行比较，并且当倾斜电压Vslp超过误差电压Ve 时，输出高电平的信号Rst以复位RS触发电路50。然后，RS触发电路50 的输出端子Q返回低电平，并且栅极信号S1变成高电平。因此，开关晶体 管M1关断。

当开关晶体管M1关断时，因为由电感器L1产生的反电势的作用，连接 节点LX的电压VLX减小到负电压。然后，整流二极管D1导通，以使电感 器L1中累积的能量流出。因此，感应电流IL随时间经过而线性减小。当感 应电流变得小于输出电流Io时，电能从输出电容器C1提供到负载2，从而 减小输出电压Vo。在由振荡电路40产生的置位脉冲信号Set的周期之后，开 关晶体管M1再次导通。然后，提供感应电流IL以增大输出电压Vo。随后， 重复类似的操作。

图2示出图1所示误差放大电路20的电路示例。图2所示的误差放大电 路20被配置为包括PMOS晶体管M11至M16、NMOS晶体管M17至M24、 相位补偿电容器Ch以及相位补偿电阻器Rh。NMOS晶体管M18的源极连接 到接地电压GND，NMOS晶体管M18的漏极连接到PMOS晶体管M11的漏 极，NMOS晶体管M18的栅极接收用于设置误差放大电路20的偏置电压的 偏置建立电压Vbias。

连接PMOS晶体管M11的源极以接收输入电压Vi，PMOS晶体管M11 的栅极连接到PMOS晶体管M11本身的漏极和PMOS晶体管M12的栅极。 由于PMOS晶体管M12的源极连接以接收输入电压Vi，所以PMOS晶体管 M11和M12形成电流镜电路。此外，PMOS晶体管M12的漏极连接到PMOS 晶体管M15和M16的源极连接的连接部分。

PMOS晶体管M15和M16是用于接收对误差放大电路20的差分输入的 晶体管。PMOS晶体管M15的栅极是反相输入端子IM-，而反馈电压Vfb输 入到反相输入端子IM-。此外，PMOS晶体管M16的栅极是非反相输入端子 IP+，基准电压Vref输入到非反相输入端子IP+。PMOS晶体管M15的漏极 连接到NMOS晶体管M20的漏极，而PMOS晶体管M16的漏极连接到NMOS 晶体管M21的漏极。

NMOS晶体管M20的源极连接到接地电压GND，而NMOS晶体管M20 的栅极连接到NMOS晶体管M20本身的漏极和NMOS晶体管M19的栅极。 由于NMOS晶体管M19的源极连接到接地电压GND，所以电流镜电路由 NMOS晶体管M20和M19构成。NMOS晶体管M19的漏极连接到PMOS 晶体管M13的漏极。

PMOS晶体管M13的源极连接以接收输入电压Vi，PMOS晶体管M13 的栅极连接到PMOS晶体管M13本身的漏极和PMOS晶体管M14的栅极。 由于PMOS晶体管M14的源极连接以接收输入电压Vi，所以电流镜电路由 PMOS晶体管M13和M14构成。PMOS晶体管M14的漏极连接到NMOS晶 体管M23的栅极和NMOS晶体管M17的漏极。PMOS晶体管M14的漏极是 形成误差放大电路20的放大电路的前级的差分放大电路的输出端子。

NMOS晶体管M17的栅极连接到NMOS晶体管M17本身的漏极，而 NMOS晶体管M17的源极连接到NMOS晶体管M22的漏极。在该实施例中， NMOS晶体管M17是电压产生元件。在现有技术中，PMOS晶体管M14的 漏极直接连接到NMOS晶体管M22的漏极。NMOS晶体管M22用作差分放 大电路的输出电路的负载。NMOS晶体管M22的源极连接到接地电压GND， 而NMOS晶体管M22的栅极连接到NMOS晶体管M21的栅极。电流镜电路 由NMOS晶体管M22和M21构成，因为NMOS晶体管M21的栅极连接到 NMOS晶体管M21本身的漏极。

NMOS晶体管M23的漏极连接以接收输入电压Vi，而NMOS晶体管 M23的源极连接到NMOS晶体管M24的漏极。此外，相位补偿电阻器Rh和 相位补偿电容器Ch的串联电路连接在NMOS晶体管M23的栅极与接地电压 GND之间。相位补偿电容器Rh和相位补偿电容器Ch补偿开关调节器1的 相位。NMOS晶体管M24的源极连接到接地电压GND，而NMOS晶体管 M24的栅极连接到NMOS晶体管M21和M22的栅极。因此，电流镜电路由 NMOS晶体管M21和M22构成。

误差电压Ve从NMOS晶体管M23的源极输出，NMOS晶体管M23的 源极是误差放大电路20的输出端子EAPMo。换句话说，误差放大电路20的 输出电路形成具有NMOS晶体管M24的电流负载的NMOS晶体管M23的源 极跟随器电路。NMOS晶体管M23和M24形成输出电路，而PMOS晶体管 M13和M14以及NMOS晶体管M17、M19和M22形成差分放大电路的输出 电路，该差分放大电路是一种放大电路，并且NMOS晶体管M22是该放大 电路的负载。

接着，描述误差放大电路20的操作。由于偏置电压Vbias输入到NMOS 晶体管M18的栅极，所以NMOS晶体管M18的漏电流变成与该偏置电压 Vbias对应的恒定值。经由PMOS晶体管M11和M12提供该常量值，作为形 成该差分放大电路的PMOS晶体管M15和M16的偏置电流。通过将该偏置 电流均等划分获得PMOS晶体管M15和M16的漏电流。当PMOS晶体管 M15和M16的栅极电压相等时，这两部分偏置电流被相等地提供到PMOS 晶体管M15和M16。

提供PMOS晶体管M15的漏电流，作为是PMOS晶体管M15的负载的 NMOS晶体管M20的漏电流。提供PMOS晶体管M16的漏电流，作为是PMOS 晶体管M16的负载的NMOS晶体管M21的漏电流。通过将偏置电流相等地 划分，获得PMOS晶体管M15和M16的漏电流。当PMOS晶体管M15和 M16的栅极电压相等时，这两部分偏置电流被相等地提供到PMOS晶体管 M15和M16。

由于PMOS晶体管M13和M14形成电流镜电路，所以PMOS晶体管 M14的漏电流与PMOS晶体管M15的漏电流成正比。由于NMOS晶体管 M21、M22和M24配置电流镜电路，所以NMOS晶体管M22的漏电流与PMOS 晶体管M16的漏电流成正比。如上所述，PMOS晶体管M14的漏电流与NMOS 晶体管M15的漏电流成正比，并且NMOS晶体管M22的漏电流与PMOS晶 体管M16的漏电流成正比。

由于这两部分偏置电流被相等地提供到PMOS晶体管M15和M16，所 以当PMOS晶体管M15和M16的栅极电压相等时，PMOS晶体管M15和 M16的漏电流相等。因此，PMOS晶体管M14的漏电流和NMOS晶体管M22 的漏电流相等，并且PMOS晶体管M14的漏极电压Vsf变为输入电压Vi与 接地电压GND之间的中间电压。

如果PMOS晶体管M15的栅极电压Vfb大于PMOS晶体管M16的栅极 电压Vref，则PMOS晶体管M15的漏电流减小且PMOS晶体管M16的漏电 流增大。然后，PMOS晶体管M14的阻抗增大，而NMOS晶体管M22的阻 抗减小。因此，电压Vst减小，并且误差电压Ve减小。相反，如果PMOS 晶体管M15的栅极电压Vfb小于PMOS晶体管M16的栅极电压Vref，则 PMOS晶体管M15的漏电流增大，而PMOS晶体管M16的漏电流减小。然 后，PMOS晶体管M14的阻抗减小，而NMOS晶体管M22的阻抗增大。因 此，电压Vst增大，而误差电压Ve也增大。

图3是用于解释开关调节器1和误差放大电路20的操作的时序图。参考 图3，当输出电流Io在时间t2之前减小时，输出电压Vo增大，从而PMOS 晶体管M15的栅极电压Vfb增大，而使PMOS晶体管M15的漏电流减小。 然后，由于PMOS晶体管M16的漏电流增大，所以电压Vst减小，并且误差 电压Ve随着电压Vst的减小而减小。

当误差电压Ve在时间t1变成倾斜电压Vslp的下限值或者更低时，误差 放大电路20内的差分放大电路的大多数偏置电流变成PMOS晶体管M16的 漏电流，且因此PMOS晶体管M15的漏电流接近0安培(0A)。然后，晶体 管M14的漏电流接近0安培(0A)。相反，NMOS晶体管M22试图传导与 偏置电流基本相等的漏电流。然而，由于PMOS晶体管M14的漏电流接近0 安培(0A)，所以NMOS晶体管M22不能传导该漏电流。

因此，电压Vst下降到接近接地电压GND。此时，电容器Ch内的电荷 经由电阻器Rh以及NMOS晶体管M17和M22放电。由于NMOS晶体管 M17是二极管连接的晶体管，所以当电压Vsf变成NMOS晶体管M17的阈 值电压或者更低时，放电电流突然减小，以减小电压Vsf的下降速率。因为 这些原因，在许多情况下，电压Vsf在时间t2稍微小于NMOS晶体管M17 的阈值电压。

当负载电流Io迅速增大时，输出电压Vo减小。由输出电容器C1的值 和负载电流Io的值确定输出电压的减小速率。当输出电压Vo下降时，PMOS 晶体管M15的栅极电压Vfb下降，从而PMOS晶体管M15的漏电流增大， 而PMOS晶体管M16的漏电流减小。然后，由于PMOS晶体管M14的漏电 流增大，所以该漏电流流过NMOS晶体管M17。由于NMOS晶体管M17是 二极管连接的晶体管，所以即使少量漏电流流过NMOS晶体管M17，仍在 NMOS晶体管M17的源极和漏极之间产生阈值电压，从而电压Vsf在时间t2 迅速升高，如图3中的实线所示。因此，形成源极跟随器电路的NMOS晶体 管M23的栅极电压迅速达到阈值电压，从而使误差电压Ve增大。

由于相位补偿电容器Ch经由相位补偿电阻器Rh充电，所以即使在时间 t2时相位补偿电阻器Ch中的电荷数量是0时，电压Vsf也可以以高速率增大。 因此，可以显著缩短输出电路Io迅速增大之后直到输出使开关晶体管导通的 第一栅极信号S1为止的时间。参考图3，虚线表示根据没有NMOS晶体管 M17的技术的输出电压Vo、误差电压Ve和电压Vsf(此前)。作为NMOS 晶体管M17，优选地使用其阈值电压与NMOS晶体管M23的阈值电压相同， 或者略微小于NMOS晶体管M23的阈值电压的晶体管。

图4示出图2所示误差放大电路20的另一电路示例。在图4中，使用同 样的附图标记表示与图2所示部件相同或者类似的部件，并且省略描述这些 部件，仅解释与图2的不同之处。图4与图2的不同之处在于，代替NMOS 晶体管M17，使用PMOS晶体管M25作为电压产生元件，该PMOS晶体管 M25是二极管连接的晶体管。当使用PMOS晶体管M25时，可以获得与使 用作为二极管连接的晶体管的NMOS晶体管M17作为电压产生元件的结果 类似的结果。

图5示出误差放大电路20的另一电路示例。在图5中，使用同样的附图 标记表示与图2所示部件相同或者类似的部件，并且省略描述这些部件，仅 解释与图2的不同之处。图5与图2的不同之处在于，代替NMOS晶体管 M17，使用电阻器R11作为电压产生元件。当使用电阻器R11时，可以获得 与使用作为二极管连接的晶体管的NMOS晶体管M17作为电压产生元件的 结果类似的结果。

图6示出一种电源电路，其任意使用开关调节器1，或者当电源电路上 的负载小时，使用其功率转换效率比开关调节器1的功率转换效率高的第二 直流-直流转换器70，或者当预定条件成立时，使用开关调节器1或者第二直 流-直流转换器中的任意一个，以将输入电压Vi转换为预定电压Vo，并且从 输出端子OUT输出Vo。参考图6，控制电路71将控制信号输出到开关调节 器1和直流-直流转换器70，以使得当从外部接收开关信号时，或者在预定条 件成立时(例如，作为负载电流的输出电流Io小于预定值)，第二直流-直流 转换器70将输入电压Vi转换为预定电压，并且从输出端子OUT输出已转换 的电压，并且当预定条件不成立时(例如，作为负载电流的输出电流Io是预 定值或者更大)，开关调节器1将输入电压Vi转换为预定电压。

第二直流-直流转换器70的配置与开关调节器1的配置类似。然而，第 二直流-直流转换器70被设置为具有较小的电路工作电流，以便当负载电流 小时功率转换效率变高。当负载电流迅速增大时，形成源极跟随器的NMOS 晶体管M23的栅极电压瞬间达到阈值电压，从而增大误差电压Ve，以使得能 够抑制输出电压Vo的下降。

使用该实施例的开关调节器，形成误差放大电路20的输出电路以使得源 极跟随器和电压产生元件与位于前级的差分放大电路的输出电路的负载串联 连接。因此，当微量电流流过电压产生元件时，可以提高作为源极跟随器的 NMOS晶体管M23的栅极电压，从而迅速提高从误差放大电路20输出的误 差电压Ve。因此，可以抑制输出电压Vo的显著下降。

在上面的描述中，描述了开关调节器1是异步整流型降压开关调节器。 然而，本发明并不局限于此。本发明还可以应用于使用NMOS晶体管代整流 流二极管D1的同步整流型，以及诸如升压开关调节器、反相开关调节器和 串联调节器之类的线性调节器。

如上所述，本发明可以应用于电源电路，其通过将输出电压Vo分压来 产生反馈电压Vfb，并且基于该反馈电压Vfb控制晶体管的操作，以使得通 过操作误差放大电路使输出电压Vo具有预定恒定值。此外，本发明还可以应 用于电流模式控制型开关调节器，其检测流过电感器L1的感应电流IL，并 且基于检测到的感应电流IL控制输出晶体管，以使得通过操作误差放大电路 使输出电压Vo具有预定恒定值。

由于本发明的直流-直流转换器被配置为形成作为源极跟随器的误差放 大电路的输出电路，并且将电压产生元件与在输出电路的前级中的放大电路 的负载串联连接，当只有微量电流流过电压产生元件时，可以提高形成源极 跟随器的输出晶体管的控制电极的电压。因此，从误差放大电路输出的误差 电压迅速增大，以避免直流-直流转换器的输出电压的显著下降。

此外，当该直流-直流转换器在负载小时切换到其功率转换效率比该直流 -直流转换器的功率转换效率高的第二直流-直流转换器时，还可以抑制输出电 压的显著下降。

本发明并不局限于这些实施例，而且可以进行变型和修改，而不脱离本 发明的范围。

本发明基于2008年12月26日向日本专利局提交的日本优先权专利申请 No.2008-332650，在此通过引用并入该专利申请的全部内容。