一种GNSS接收机的载波跟踪方法及载波跟踪环路

摘要

本发明公开了一种GNSS接收机的载波跟踪方法，利用相位相差90°的两个本地中频载波对接收到的中频信号进行解调；利用本地扩频码分别对两个基带信号I和Q进行解扩处理；将两个解扩后的基带信号I1和Q1分别与码计数进行乘法运算，获得两个运算结果I2和Q2；计算解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值；根据该差值确定频偏置数，利用该频偏置数调整两个本地中频载波的频率。本发明公开的载波跟踪方法，仅使用一组中频载波，减小了电路规模、简化了电路结构，并且在载波跟踪过程中只涉及到乘法运算和加法运算，因此由基本的乘法器和加法器就可以完成载波跟踪，降低了系统成本。

说明书

技术领域

本发明属于GNSS信号处理技术领域，尤其涉及一种GNSS接收机的载波跟踪方法及载波跟踪环路。

背景技术

GNSS(Global Navigation Satellite System，全球导航卫星系统)接收机可应用于美国的GPS(Global Positioning System，全球定位系统)、俄罗斯的GLONASS(格洛纳斯系统)、中国的Compass(北斗系统)和欧盟的Galileo(伽利略定位系统)。

GNSS接收机是接收卫星信号的设备，其主要功能是接收卫星信号，以获得必要的导航和定位信息及观测量，并经过简单的数据处理实现实时导航和定位。GNSS接收机捕获到卫星发射的信号后，得到卫星的载波频率和扩频码，进而可以解调出导航数据电文用于完成用户的定位。但是，GNSS接收机在捕获过程中只能得到载波频率和扩频码码相位的大概值，所以在完成捕获之后要进入跟踪环路，进一步确定载波频率和扩频码的码相位，同时跟踪已经确定的载波频率和扩频码的码相位。

现有的载波跟踪技术主要包括两种：一、利用三组载波数控振荡器NCO进行频偏估计(如图1所示)，三组载波NCO产生的本地载波的频率分别为中心频率f_s、f_s-10Hz和f_s+10Hz，分别利用各个本地载波对经过接收机前端处理的中频信号进行解调，获得三个基带信号，之后分别对三个基带信号在20ms内进行相干积分和10次非相干累加，计算左频移的增益和右频移的增益之间的差值，并将该差值作为鉴频信号送入环路滤波器，环路滤波器产生的频偏置数传输至三组载波NCO中，完成频率跟踪；二、基于快速傅里叶变换实现频偏估计(如图2所示)，利用载波NCO产生的本地载波对经过接收机前端处理的中频信号进行解调，获得基带信号，对基带信号以20ms为周期进行快速傅里叶变换，获得的频域信号，对频域信号进行10次非相干累加，之后找出最大频点，并将位于该最大频点左右两侧频点的增益相减，将两增益之间的差值输入环路滤波器，环路滤波器基于该差值输出频偏置数，并传输至载波NCO中，完成频率跟踪。

但是，上述的两种频率跟踪技术存在如下缺点：第一种频率跟踪技术的实现，要依赖于三组载波NCO，这使得数字电路规模急剧增大，电路结构复杂；第二种频率跟踪技术中，要对基带信号进行快速傅里叶变换，需要引入额外的运算模块，增大了电路规模，而且由于快速傅里叶变换的运算量很大，因此必须使用高性能的器件才能完成大量运算，进一步增大了系统成本。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种GNSS接收机的载波跟踪方法及载波跟踪环路，解决现有技术中存在的电路规模大、电路结构复杂、对器件性能要求高的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种GNSS接收机的载波跟踪方法，包括：

利用相位相差90°的两个本地中频载波对接收到的中频信号进行解调，获得两个基带信号I和Q；

利用本地扩频码分别对两个基带信号I和Q进行解扩处理，获得两个解扩后的基带信号I1和Q1，并存储；

将所述两个解扩后的基带信号I1和Q1分别与码计数进行乘法运算，获得两个运算结果I2和Q2，并存储；

计算解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值；

根据所述差值确定频偏置数，利用所述频偏置数调整所述两个本地中频载波的频率。

一种GNSS接收机的载波跟踪环路，包括解调单元、解扩单元、第一运算单元、累加器、第二运算单元和环路滤波器；

所述解调单元中的中频载波NCO产生两个相位相差90°的本地中频载波，利用所述两个相位相差90°的本地中频载波对接收到的中频信号进行调制，获得两个基带信号I和Q，并输出至所述解扩单元；

所述解扩单元中的码NCO产生本地扩频码和码计数，利用所述本地扩频码分别对所述两个基带信号I和Q进行解扩，剥离所述基带信号中的扩频码，获得两个解扩后的基带信号I1和Q1，并输出所述两个解扩后的基带信号I1和Q1至所述累加器和所述第一运算单元，同时输出所述码计数至所述第一运算单元；

所述第一运算单元用于分别计算所述两个解扩后的基带信号I1和Q1与所述码计数的乘积，并将两个计算结果I2和Q2输出至所述累加器；

所述累加器用于暂存所述两个解扩后的基带信号I1和Q1、以及所述两个计算结果I2和Q2，当满足触发条件后输出至所述第二运算单元，并进行清零；

所述第二运算单元用于确定解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值；

所述环路滤波器根据所述差值确定频偏置数，并传输至所述中频载波NCO；

所述中频载波NCO利用所述频偏置数调整所述两个本地中频载波的频率。

由此可见，本发明的有益效果为：在本发明上述公开的GNSS接收机的载波跟踪方法和载波跟踪环路中，仅使用一组中频载波，减小了电路规模、简化了电路结构，并且在载波跟踪过程中只涉及到乘法运算和加法运算，而不需要进行快速傅里叶变换这样运算量很大的运算，因此基于基本的乘法器和加法器就可以完成载波跟踪，降低了系统成本。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有的一种载波跟踪技术的结构示意图；

图2为现有的另一种载波跟踪技术的结构示意图；

图3为本发明公开的一种微分累加器的结构示意图；

图4为本发明公开的一种GNSS接收机的载波跟踪方法的流程图；

图5为本发明公开的另一种GNSS接收机的载波跟踪方法的流程图；

图6为本发明公开的一种GNSS接收机的载波跟踪环路的结构示意图；

图7为本发明公开的另一种GNSS接收机的载波跟踪环路的结构示意图；

图8为利用本发明公开的载波跟踪环路跟踪灵敏度为-162dBm、频率变化率为1Hz/s、最大频偏为20Hz的载波的效果图。

具体实施方式

为了引用和清楚起见，下文中使用的技术名词的说明、简写或缩写总结如下：

GNSS：Global Navigation Satellite System，全球导航卫星系统；

GPS：Global Positioning System，全球定位系统；

GLONASS：格洛纳斯系统；

Compass：北斗系统；

Galileo：伽利略定位系统；

NCO：数控振荡器；

PSK：phase shift keying，相移键控；

BPSK：Binary Phase Shift Keying，移相键控；

FPGA：Field-Programmable Gate Array，现场可编辑门阵列；

ASIC：Application Specific Integrated Circuit，专用集成电路。

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

GNSS接收机结构，尤其是高灵敏度载波跟踪结构来源于PSK频偏估计的最大似然函数。由于GNSS接收机的特性决定了在特定观测时刻，接收机只能获取卫星发射信号的中心频率、扩频码相位及速率、调制数据的码速率，因此所使用的最大似然函数基本遵循未知调制数据内容的最大似然函数。

当接收机射频前端完成下变频功能后，输入至基带的采样信号为一个带有残余频差的中频载波信号，其信号内包含了数字调制(例如GPS L1中的BPSK调制)的扩频信号与导航电文信号。其复信号表达式如下所示：

$>r\left[n\right]=\sqrt{2P_c}{D}_n{C}_n{e}^{j(2\mathrm{\pi n\Delta }{\mathrm{fT}}_{\mathrm{coh}}+{\theta }_c)}+\mathrm{AWGN}---\left(1\right)$>

其中，P_c表示输入载波的功率，D_n表示n时刻的调制数据，其值为±1，C_n表示n时刻的扩频码，其值为±1，T_coh为相干积分时间，θc为载波起始相位，AWGN为加性高斯白噪声。

在AWGN信道中，频偏的条件概率密度函数为：

$>P\left(r\right|\mathrm{\Delta f},{\theta }_c)=C_0{e}^{-(1/2{\sigma }^2)Z}---\left(2\right)$>

其中，C₀为常数。当最大似然估计在一个数据调制码周期(如GPS的20ms)内完成时，可以将载波及扩频调制剥离，则式(1)可以简化为

$>r\left[n\right]=\sqrt{2P_c}{e}^{j(2\mathrm{\pi n\Delta }{\mathrm{fT}}_{\mathrm{coh}}+{\theta }_c)}+\mathrm{AWGN}---\left(3\right)$>

则式(2)中Z可以表示为：

$>Z={\Sigma }_{n=0}^{N-1}{\left|r\right[n]-r_{m1}[n\left]\right|}^2$>

$>={\Sigma }_{n=0}^{N-1}{\left|r\right[n]-\sqrt{2P_c}{e}^{j(2\mathrm{\pi n\Delta }{\mathrm{fT}}_{\mathrm{coh}}+{\theta }_c)}|}^2---\left(4\right)$>

其中，r_m1假定为本地估计波形。

定义

$>Y={\Sigma }_{n=0}^{N-1}r\left[n\right]e^{-j\left(2\mathrm{\pi \Delta fn}{T}_{\mathrm{coh}}\right)}---\left(5\right)$>

则式(4)可以表示为：

$>Z={\Sigma }_{n=0}^{N-1}{\left|r\right[n\left]\right|}^2-2\sqrt{2P_c}\mathrm{Re}\left(Y{e}^{-j{\theta }_c}\right)+{\Sigma }_{n=0}^{N-1}2P_c---\left(6\right)$>

在式(6)中，由于Z的变化范围只和函数第二项有关，其余两项均为常值，可以使用C₁来表示这两项，因此

$>Z=C_1-2\sqrt{2P_c}\left|Y\right|\cos ({\theta }_c-\arg Y)---\left(7\right)$>

将式(7)代入式(2)，并将θ_C取平均，即可获得

$>P\left(r\right|\mathrm{\Delta f})=C_2{I}_0\left(\frac{\sqrt{2P_c}\left|Y\right|}{{\sigma }^2}\right)---\left(8\right)$>

其中，I(·)为零阶修正贝塞尔函数，即

根据零阶修正贝塞尔函数的单调性，使式(8)的右边项获得最大值等同于使下式获得最大值：

$>\lambda \left(\mathrm{\Delta f}\right)=\left|Y\right|=\left|{\Sigma }_{n=0}^{N-1}r\right[n\left]e^{-j\left(2\mathrm{\pi \Delta fn}{T}_{\mathrm{coh}}\right)}\right|---\left(10\right)$>

式(10)即为频偏估计的最大似然函数。

将最大似然函数λ(Δf)取模平方运算，可以注意到复数模的平方等于复数本身乘以其共轭，则

λ²(Δf)＝|Y|²＝|Y*Y|                                (11)

对式(11)求导，则可得误差函数为

$>e=\frac{d}{\mathrm{d\Delta f}}{\lambda }^2\left(\mathrm{\Delta f}\right)=\mathrm{Im}(Y*U)---\left(12\right)$>

其中

$>U={\Sigma }_{n=0}^{N-1}r\left[n\right]n{e}^{-j\left(2\mathrm{\pi \Delta fn}{T}_{\mathrm{coh}}\right)}---\left(13\right)$>

结构化的误差函数实现方式可用式(14)表示，即

e＝|Y-jU|-|Y+jU|                        (14)

由式(13)可知，在对中频信号进行解调和解扩处理后，仅需要增加一组微分累加器即可完成频偏最大似然估计，这组微分累加器的结构框图如图3所示，从中可以看出，区别于传统累加器，在微分累加器的结构中多了一路采样计数，以此来满足式(13)中与式(10)多出的n。

本发明公开的一种GNSS接收机的载波跟踪方法的流程图如图4所示。包括：

步骤S41：利用相位相差90°的两个本地中频载波对接收到的中频信号进行解调，获得两个基带信号。

GNSS接收机接收卫星信号，并由接收机前端对卫星信号进行下变频处理，获得中频信号。GNSS接收机中的中频载波NCO产生两个同频率、相位相差90°的本地中频载波，两个本地中频载波分别与中频信号进行混频处理，实现对中频信号的调制，得到两个基带信号I和Q。

具体的，本地中频NCO产生正弦中频载波和余弦中频载波，中频信号与余弦中频载波进入混频器进行混频处理，得到同相信号I，中频信号与正弦中频载波进入混频器进行混频处理，得到正交信号Q。

步骤S42：利用本地扩频码分别对两个基带信号I和Q进行解扩处理，获得两个解扩后的基带信号I1和Q1，并存储。

由于卫星发射的信号分别经过了载波调制和扩频码调制，经过步骤S1获得的两个基带信号是经过扩频码调制的，因此要利用本地扩频码分别对两个基带信号进行解扩处理，获得两个解扩后的基带信号。

具体的，由GNSS接收机中的码NCO产生本地扩频码，该本地扩频码与卫星调制信号过程中使用的扩频码要尽量同步；将码NCO产生的本地扩频码与同相信号I输入至一个乘法器中进行乘法运算，完成对同相信号I的解扩，将同相信号I中的扩频码剥离，获得解扩后的基带信号I1；将码NCO产生的本地扩频码与正交信号Q输入至另一个乘法器中进行乘法运算，完成对正交信号Q的解扩，将正交信号Q中的扩频码剥离，获得解扩后的基带信号Q1。

步骤S43：将所述两个解扩后的基带信号I1和Q1分别与码计数进行乘法运算，获得两个运算结果I2和Q2，并存储。

将解扩后的基带信号I1和码计数输入至一个乘法器中进行乘法运算，得到运算结果I2；将解扩后的基带信号Q1和码计数输入至另一个乘法器中进行乘法运算，得到运算结果Q2。执行步骤S3的目的是得到式(13)所表示的U。

另外，在步骤S3中涉及的码计数可以由单独的计数器产生，即如图3所示。另外，在GPS、北斗系统等导航系统中普遍使用的直接扩频序列中均使用了一定长度的扩频码，相应的，在本地码NCO自身已经包含了图3中使用的计数器，因此，步骤S3中涉及的码计数也可以由码NCO中的计数器产生，可以进一步减小电路规模。

步骤S44：计算解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值。

步骤S45：根据所述差值确定频偏置数，利用所述频偏置数调整所述两个本地中频载波的频率。

在步骤S44中获得的差值作为鉴频信号，环路滤波器接收鉴频信号，对鉴频信号进行降噪和平滑处理，产生频偏置数，并将频偏置数输出至中频载波NCO中，用于对中频载波的频率进行调整，实现对中频信号的频率跟踪。

在本发明上述公开的GNSS接收机的载波跟踪方法中，仅使用一组中频载波，减小了电路规模、简化了电路结构，并且在载波跟踪过程中只涉及到乘法运算和加法运算，而不需要进行快速傅里叶变换这样运算量很大的运算，因此基于基本的乘法器和加法器就可以完成载波跟踪，降低了系统成本。

本发明公开的另一种GNSS接收机的载波跟踪方法的流程图如图5所示。包括：

步骤S51：利用相位相差90°的两个本地中频载波对接收到的中频信号进行解调，获得两个基带信号。

步骤S52：利用本地扩频码分别对两个基带信号进行解扩处理，获得两个解扩后的基带信号I1和Q1，并存储。

步骤S53：将所述两个解扩后的基带信号I1和Q1分别与码计数进行乘法运算，获得两个运算结果I2和Q2，并存储。

步骤S54：计算解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值。

步骤S55：对该差值进行多次非相干累加。

步骤S56：根据进行了多次非相干累加的差值确定频偏置数，利用所述频偏置数调整所述两个本地中频载波的频率。

其中，步骤S51至步骤S54与图4所示流程一致，在此不再赘述。在步骤S55中对鉴频信号(即步骤S54中获得的差值)进行多次非相干累加，可以进一步降低噪声，提高信号增益。

上述本发明公开的实施例中详细描述了一种GNSS接收机的载波跟踪方法，对于本发明的方法可采用多种形式的装置实现，因此本发明还公开了一种GNSS接收机的载波跟踪环路，下面给出具体的实施例进行详细说明。

本发明公开的一种GNSS接收机的载波跟踪环路的结构如图6所示。包括解调单元1、解扩单元2、第一运算单元3、累加器4、第二运算单元5和环路滤波器6。

其中，解调单元1中的中频载波NCO11产生两个相位相差90°的本地中频载波，利用所述两个相位相差90°的本地中频载波对接收到的中频信号进行调制，获得两个基带信号I和Q，并输出至所述解扩单元2。

利用本地中频载波对中频信号进行调制通过乘法器实现。具体的，解调单元1包括中频载波NCO11、第一乘法器12和第二乘法器13，中频载波NCO11产生两个相位相差90°的本地中频载波，即正弦中频载波和余弦中频载波，中频信号与余弦中频载波进入第一乘法器12进行混频处理，得到同相信号I，中频信号与正弦中频载波进入第二乘法器13进行混频处理，得到正交信号Q。

解扩单元2中的码NCO21产生本地扩频码和码计数，利用所述本地扩频码分别对所述两个基带信号I和Q进行解扩，剥离所述基带信号I和Q中的扩频码，获得两个解扩后的基带信号I1和Q1，并输出所述两个解扩后的基带信号I1和Q1至所述累加器4和所述第一运算单元3，同时输出所述码计数至所述第一运算单元3。

利用本地扩频码对基带信号I和Q进行解扩处理，通过乘法器实现。具体的，解扩单元2包括码NCO21、第三乘法器22和第四乘法器23，将码NCO21产生的本地扩频码与同相信号I输入至第三乘法器22中进行乘法运算，完成对同相信号I的解扩，将同相信号I中的扩频码剥离，获得解扩后的基带信号I1；将码NCO21产生的本地扩频码与正交信号Q输入至第四乘法器23中进行乘法运算，完成对正交信号Q的解扩，将正交信号Q中的扩频码剥离，获得解扩后的基带信号Q1。

第一运算单元3，用于分别计算所述两个解扩后的基带信号I1和Q1与所述码计数的乘积，并将两个计算结果I2和Q2输出至所述累加器4。

具体的，第一运算单元3包括第五乘法器31和第六乘法器32，解扩后的基带信号I1和码NCO21产生的码计数送入第五乘法器31，第五乘法器31产生的计算结果I2送入累加器4，解扩后的基带信号Q1和码NCO21产生的码计数送入第六乘法器32，第六乘法器32产生的计算结果Q2送入累加器4。

累加器4，用于暂存所述两个解扩后的基带信号I1和Q1、以及所述两个计算结果I2和Q2，当满足触发条件后输出至所述第二运算单元5，并进行清零。具体的，码计数器的计数范围是扩频码码长，比如GPS的C/A码是1023个bit(位)，再乘以码周期，比如周期20就代表一个数据调制bit的宽度，当计数器满时，即可清零。

第二运算单元5用于确定解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值。具体的，第二运算单元5包括第七乘法器51、第八乘法器52和加法器53，解扩后的基带信号I1和运算结果Q2送入第七乘法器51，解扩后的基带信号I2和运算结果Q1送入第八乘法器52，之后第七乘法器51和第八乘法器52产生的乘积分别送入加法器53进行加法运算，计算出解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值，该差值作为鉴频信号送入环路滤波器6中。

环路滤波器6接收第二运算单元5输出的鉴频信号(即差值)，对鉴频信号进行降噪和平滑处理，产生频偏置数，并将该频偏置数传输至所述中频载波NCO11，中频载波NCO11利用所述频偏置数对所述两个本地中频载波的频率进行调整。

在本发明上述公开的GNSS接收机的载波跟踪环路中，仅使用一组中频载波，减小了电路规模、简化了电路结构，并且在载波跟踪过程中只涉及到乘法运算和加法运算，而不需要进行快速傅里叶变换这样运算量很大的运算，因此基于基本的乘法器和加法器就可以完成载波跟踪，降低了系统成本。

本发明公开的另一种GNSS接收机的载波跟踪环路的结构如图7所示。包括解调单元1、解扩单元2、第一运算单元3、累加器4、第二运算单元5、环路滤波器6和非相干累加单元7。

仅就与图6所示载波跟踪环路的区别进行说明。第二运算单元5产生的解扩后的基带信号I1和运算结果Q2的乘积与解扩后的基带信号I2和运算结果Q1的乘积之间的差值，送入非相干累加单元7中，对该差值进行多次非相干累加，可以进一步降低噪声、提高信号增益。将经过多次非相干累加后的差值送入环路滤波器6，由环路滤波器6对该差值进行降噪、平滑处理，获得频偏置数。

本发明上述公开的实施例可以由FPGA+CPU构成的平台实现，也可以由ASIC+CPU构成的平台实现。具体的，解调单元1、解扩单元2、第一运算单元3和累加器4在FPGA或ASIC中实现，第二运算单元5、环路累加器6和非相干累加单元7在CPU中实现。CPU等待FPGA或ASIC发生中断，当FPGA或ASIC发生中断后，CPU将累加器4中暂存的两个解扩后的基带信号I1和Q1、以及所述两个计算结果I2和Q2读入，并进行后续运算，获得频偏置数。

本发明公开的GNSS接收机的载波跟踪环路，可以用于-164dBm甚至更高灵敏度GNSS载波跟踪，使得GNSS接收机在复杂情况，尤其是城市峡谷、树荫遮蔽、高架桥下、室内或其他易降低信号增益的环境下依然可以进行定位与导航。图8示出了利用本发明公开的载波跟踪环路跟踪灵敏度为-162dBm、频率变化率1Hz/s、最大频偏为20Hz的载波的效果图。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以直接用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。