具过载延迟及短路保护机制的串联谐振转换器

摘要

本发明公开了具过载延迟及短路保护机制的串联谐振转换器，该转换器包括：一变压器，二初级侧功率开关，该二初级侧功率开关包括一第一功率开关及一第二功率开关，一谐振控制芯片，一谐振电容，一谐振电感，一电压检知电路，及一过载延迟电路。该串联谐振转换器能随着次级侧负载的大小，输出不同的电流，且能在次级侧发生过载的状态下，持续稳定地操作一预定延迟期间，但在次级侧发生短路的状态下，亦能立即关闭该转换器，以有效避免因次级侧持续过载或短路而导致该串联谐振转换器发生过热烧毁的情况。

说明书

技术领域

本发明是关于一种串联谐振转换器，尤指是关于一种具过载延迟及短路保护机制的串联谐振转换器，该串联谐振转换器能随着次级侧负载的大小，输出不同的电流，且能在次级侧发生过载的状态下，持续稳定地操作一预定延迟期间，但在次级侧发生短路的状态下，能立即关闭该转换器，以有效避免因次级侧持续过载或短路而导致该串联谐振转换器发生过热烧毁的情形。

背景技术

按，现今电脑、周边设备及许多电子仪器上所广泛使用的电源系统，均系一种分配式电源系统(Distributed voltage regulation，简称DPS)，参阅图1所示，此种分配式电源系统具有高效率、高可靠度及较高弹性的输入电压范围等优点，其整个电路架构包含前级的功因修正电路(power factor correctioncircuit，简称PFC)10及后级的直流对直流转换器(DC/DC converter)11，其中前级的功因修正电路10为一升压式架构，主要系用以消除85～265伏交流输入电压的电源谐波，以获得380～400伏的稳定直流电压，后级的直流对直流转换器11主要系用以将该直流电压隔离成各该设备或仪器的内部零件12、13及14所需不同大小的直流电压值。

一般言，复参阅图1所示，在设计前级的功因修正电路10时，必需考量是否有足够的电源维持时间(hold up time)，以避免因输入交流电源瞬间断续造成的切换式电源中断(Shut Down)问题，在设计后级的直流对直流转换器11时，则必需考量是否能在高输入电压下动作，此外，为维持高输入电压下的效率，尚需将功率损失降到最低，但对于传统直流对直流转换器而言较为困难，以传统脉冲宽度变调(Pulse Width Modulation，简称PWM)转换器为例，当输入电压为高电压时，不仅会造成转换效率降低，且没有办法达到宽广的输出电压范围，另，由于传统脉冲宽度变调转换器上的功率元件(如：金属氧化物场效电晶体，简称MOSFET)系作为开关使用，并藉由切换方式传送能量，因此，极易因单位时间内切换频率的不断增加，而造成切换损失(SwitchingLoss)及电磁干扰(EMI)大幅增加的问题。

有鉴于此，利用柔性切换技术所设计的谐振转换器(Resonant Converter)乃应运而生，谐振转换器的主要原理系在变压器的初级侧，以串联、并联或串并联方式，增设谐振电感及谐振电容等元件，以透过一谐振控制芯片，根据谐振原理，使其上的功率元件达到零电压或零电流切换，以改善功率元件的切换损失，进而提高整体转换效率。近年来，由于谐振控制芯片及功率元件制作技术的日益进步，且价格亦日趋便宜，故谐振转换器因此日渐受到业界喜爱，而广泛地被应用至各式电子设备或仪器上，其中尤以串联谐振转换器(Series Resonant Converter)因具备高输入电压及高效率且宽广的输出电压范围等特性，特别受到业界欢迎。

一般言，业界经常使用的串联谐振转换器，参阅图2所示，包括一输入电压滤波电容C_in、一谐振控制芯片IC、一第一功率开关Q₁、一第二功率开关Q₂、一谐振电感L_r、一谐振电容C_r、一变压器T₁、二个次级整流二极管D₁、D₂及一输出电压滤波电容C_out，其中该输入电压滤波电容C_in的正负极跨接在一输入电压V_in的正负极上，其上并联有一组串接的该第一功率开关Q₁及第二功率开关Q₂，该第一功率开关Q₁及第二功率开关Q₂的栅极系分别与该谐振控制芯片IC上对应的控制接脚相连接，若该谐振控制芯片IC系以知名芯片制造商STMicroelectronics公司生产的型号为ST L6599A的高电压谐振控制器(high-voltage resonant controller)为例说明，该谐振控制芯片IC与该第一功率开关Q₁的栅极相连接的控制接脚的编号为HVG，该谐振控制芯片IC与该第二功率开关Q₂的栅极相连接的控制接脚的编号则为LVG，该第一功率开关Q₁的漏极系与该输入电压滤波电容C_in的正极相连接，其源极系与该第二功率开关Q₂的漏极相连接，该第二功率开关Q₂的源极则连接至该输入电压滤波电容C_in的负极，使得该输入电压滤波电容C_in可提供一稳定的输入电压予该变压器T₁使用，该变压器T₁主要系用以隔离，其上设有一初级绕组N_P及二个次级绕组N_S1、N_S2，该初级绕组N_P的一端系与该谐振电容C_r的正极相连接，其另端系透过一谐振电感L_r经过该二功率开关Q₁、Q₂间的线路，而连接至该谐振控制芯片IC上对应的一感测接脚OUT，该谐振电容C_r的负极则与该第二功率开关Q₂的源极相连接，该二个次级绕组N_S1、N_S2的一端系分别连接至一输出电压滤波电容C_out的正极，其另端则分别与各该次级整流二极管D₁、D₂的负端相连接，各该次级整流二极管D₁、D₂的正端则分别连接至该输出电压滤波电容C_out的负极，使得该输出电压滤波电容C_out能提供一稳定的直流输出电压V_out予输出端上所跨接的负载。此种习用的串联谐振转换器的工作原理，系利用该谐振控制芯片IC，根据串联在初级侧的该谐振电感L_r及谐振电容C_r的阻抗特性，控制该二功率开关Q₁、Q₂的切换频率，使得该串联谐振转换器能依据输出端上所跨接的负载大小，提供一稳定的输出电压。

传统上，业者在设计及制造此种习用的串联谐振转换器时，复参阅图2所示，为了使其能被使用在许多会产生短暂高负载的电子设备或仪器上，均会将其设计成能操作在某一高负载(Peak Load)的状态，意即一额定负载为100瓦的串联谐振转换器将会被设计成允许操作在200瓦的高负载状态下，惟，此一权宜设计纯粹是为了在较低设计及制造成本的条件下，使得串联谐振转换器能提供该等电子设备或仪器为启动某种特殊功能(会导致短暂高负载)所需的高功率，如：传真机为启动热感应头所产生的短暂高负载等，因此，为避免串联谐振转换器持续地操作在高负载状态，而发生过热烧毁的问题，业者乃思及在此种习用的串联谐振转换器的初级侧增设一检测电路30，参阅图3所示，以取样(sampling)该谐振电容C_r端的电压涟波，因为，该串联谐振转换器的次级侧的输出端的负载愈大时，该检测电路30取样的电压涟波亦将愈大，因此，当该检测电路30中的二个整流二极管对取样的电压涟波进行全波整流后，即能得到等比例于次级侧负载大小的一直流检测位准，嗣，该检测电路30会将该直流检测位准传送至该谐振控制芯片IC的一过电流检测接脚ISEN，若该谐振控制芯片IC为STMicroelectronics公司生产的型号为STL6599A的高电压谐振控制器，参阅图4所示，该谐振控制芯片IC内部的一比较器OCP会将该直流检测位准与一参考位准(如：0.8伏)作比较，因此，当该谐振控制芯片IC的过电流检测接脚ISEN检测到该直流检测位准超过该比较器的参考位准0.8伏时，意即该串联谐振转换器系操作在高负载状态，该比较器OCP会发出一控制信号，且传送至该谐振控制芯片IC内的一控制电路Control Logic，并使该控制电路Control Logic利用该谐振控制芯片IC的一延时接脚DELAY，开始对一第一外部电容C₄₁进行充电，意即开始进行高负载的延迟计时，同时，该控制电路Control Logic会将该谐振控制芯片IC内部的开关Q₄₁导通，以透过该谐振控制芯片IC的一放电接脚C_ss，对一第二外部电容C₄₂进行放电，以提高操作频率，立刻降低该串联谐振转换器的输出功率。

由前述作法，应可轻易得知，虽然STMicroelectronics公司生产的型号为ST L6599A的该谐振控制芯片IC内设计有过载保护机制，但业者在利用该谐振控制芯片IC的过载保护机制时，却因同时提高了该二功率开关Q₁、Q₂的操作频率，而立即限制了串联谐振转换器的输出功率，使得该串联谐振转换器无法根据输出端所需的高负载，维持输出应有的高功率，故使得该串联谐振转换器无法提供许多电子设备或仪器为了短暂启动某种特殊功能所需的高功率，意即业者所设计及制作该等习知的串联谐振转换器，并无法实现使该串联谐振转换器持续操作在高负载状态达一预定延迟时间，始予以关闭的机制。此种具备延时及限功率机制的谐振控制芯片，除了前述STMicroelectronics公司生产的型号为ST L6599A的高电压谐振控制器外，尚包括知名芯片制造厂商NXP Semiconductors公司生产的型号为TEA1713的高电压谐振控制器，型号TEA1713的高电压谐振控制器亦具有相同的功能设计，当该谐振控制器检测到串联谐振转换器的输出端发生高负载时，其内部的计时器会开始计时，且立即将操作频率提高，以使该串联谐振转换器的输出功率瞬间抑制成较低的输出功率。

据上所述，业者在设计及制作该等习知的串联谐振转换器时，显然无法利用该等市售谐振控制芯片，使得串联谐振转换器能实现持续操作在高负载状态达一预定延迟时间，始予以关闭的机制，导致许多使用该等习知串联谐振转换器的电子设备或仪器，在短暂启动某种特殊的高负载功能时，极易发生无法顺利启动的情事。因此，如何利用该等市售谐振控制芯片，透过简单的电路设计，使所设计及制造的串联谐振转换器能依据实际需求，不仅能持续操作在一高负载状态，且能在电子设备或仪器顺利且短暂地启动某种特殊的高负载功能后，即该串联谐振转换器持续操作在高负载状态达一预定延迟时间，始立即关闭串联谐振转换器，以避免串联谐振转换器因持续过载使用，而发生过热烧毁的问题，即成为本发明在此欲探讨的一重要课题。

发明内容

有鉴于前述习知串联谐振转换器的问题与缺点，发明人乃根据多年实务经验及研究实验，终于开发设计出本发明的一种具过载延迟及短路保护机制的串联谐振转换器，以期藉由本发明，使串联谐振转换器能实现持续操作在一高负载状态，且能在该高负载状态达到一预定延迟时间，始立即关闭串联谐振转换器，以避免串联谐振转换器因持续过载使用，而发生过热烧毁的问题。

本发明目的之一，提供一种具过载延迟机制的串联谐振转换器，该串联谐振转换器包括一变压器，其初级侧设有一初级绕组，用以接收一直流输入电压，其次级侧设有二个次级绕组，用以提供一直流输出电压；二初级侧功率开关，连接在初级侧，包括一第一功率开关及一第二功率开关，第一功率开关及第二功率开关系相互串接；一谐振控制芯片，其上的二控制接脚分别与第一功率开关与第二功率开关的栅极相连接；一谐振电容，其一端与初级绕组的一端相连接，其另端连接至第二功率开关的源极；一谐振电感，其一端与初级绕组的另一端相连接，其另端连接至第一功率开关与第二功率开关间的线路；一电压检知电路，连接至初级侧，用以取样变压器的初级侧上对应于次级侧负载的一电压涟波位准，并据以产生一直流检测位准；及一过载延迟电路，系分别与电压检知电路及谐振控制芯片上的一过电流检测接脚相连接，用以接收电压检知电路传来的直流检测位准，且在判断出直流检测位准超过一第一参考位准时，能开始计时，并在直流检测位准超过第一参考位准达一预定延迟期间时，能产生一第一控制信号，且传送第一控制信号至过电流检测接脚，使得谐振控制芯片能立即关闭所述的转换器。

其中该电压检知电路检测该变压器的初级侧上对应于次级侧负载的一电压涟波位准，并据以产生一直流检测位准，该过载延迟电路系接收该直流检测位准，且在判断出该直流检测位准超过一第一参考位准时，开始计时，并在该直流检测位准超过该第一参考位准达一预定延迟期间时，能产生一第一控制信号，且传送该第一控制信号至该谐振控制芯片，使得该谐振控制芯片在控制该等初级侧功率开关的操作频率，提高该变压器的输出功率达一预定延迟期间，且使电子设备或仪器顺利且短暂地启动某种特殊的高负载功能后，若该过载延迟电路仍判断该直流检测位准超过该第一参考位准，始立即关闭该转换器，以避免串联谐振转换器因持续过载使用，而发生过热烧毁的问题。

本发明的目的之一，系提供一种具过载延迟及短路保护机制的串联谐振转换器，该串联谐振转换器包括一变压器，其初级侧设有一初级绕组，用以接收一直流输入电压，其次级侧设有二个次级绕组，用以提供一直流输出电压；二初级侧功率开关，连接在初级侧，包括一第一功率开关及一第二功率开关，第一功率开关及第二功率开关系相互串接；一谐振控制芯片，其上的二控制接脚分别与第一功率开关与第二功率开关的栅极相连接；一谐振电容，其一端与初级绕组的一端相连接，其另端连接至第二功率开关的源极；一谐振电感，其一端与初级绕组的另一端相连接，其另端连接至第一功率开关与第二功率开关间的线路；一电压检知电路，连接至初级侧，用以取样变压器的初级侧上对应于次级侧负载的一电压涟波位准，并据以产生一直流检测位准；一过载延迟电路，分别与电压检知电路及谐振控制芯片上的一过电流检测接脚相连接，用以接收电压检知电路传来的直流检测位准，且在判断出直流检测位准超过一第一参考位准时，能开始计时，并在直流检测位准超过第一参考位准达一预定延迟期间时，能产生一第一控制信号，且传送第一控制信号至过电流检测接脚，使得谐振控制芯片能立即关闭转换器；及一短路保护电路，与过载延迟电路相并联，用以接收电压检知电路传来的直流检测位准，且在判断出直流检测位准超过一第二参考位准时，能产生一第二控制信号，且传送第二控制信号至谐振控制芯片的过电流检测接脚，使得谐振控制芯片能立即关闭变压器，第二参考位准大于第一参考位准，用以表示变压器的次级侧负载已发生短路。，其中该电压检知电路系检测该变压器的初级侧上串联的一谐振电容的电压涟波位准，并据以产生一直流检测位准，该过载延迟电路系接收该直流检测位准，并在该直流检测位准超过一第一参考位准时，开始计时，且在该直流检测位准超过该第一参考位准达一预定延迟期间时，能产生一第一控制信号，且传送至该谐振控制芯片，使得该谐振控制芯片能据以立即关闭该转换器，该短路保护电路系与该过载延迟电路相并联，能接收该电压检知电路传来的该直流检测位准，并在该直流检测位准超过一第二参考位准时，能产生一第二控制信号，且传送该第二控制信号至该谐振控制芯片，使得该谐振控制芯片能据以控制该等初级侧功率开关，以立即关闭该转换器，该第二参考位准大于该第一参考位准，用以表示该变压器的次级侧负载已发生短路。如此，本发明的串联谐振转换器即能随次级侧负载的大小，输出不同的电流，且能在次级侧过载的状态下，仍持续稳定地操作一预定延迟定期间，但在次级侧发生短路的状态下，则能立即关闭该转换器，以有效避免该串联谐振转换器因持续过载或短路而烧毁。

为便于审查委员能对本发明的目的、结构及其功效，做更进一步的认识与了解，兹举实施例配合图式，详细说明如下：

附图说明

图1为现有的分配式电源系统的架构示意图；

图2为现有的串联谐振转换器的电路示意图；

图3为初级侧设有一检测电路的现有的串联谐振转换器的电路示意图；

图4为STMicroelectronics公司生产的型号为ST L6599A的高电压谐振控制器的电路示意图；

图5为本发明的第一个较佳实施例的电路示意图；

图6为本发明的第一个较佳实施例中另一种检知态样的电路示意图；

图7为本发明的第一个较佳实施例中又一种检知态样的电路示意图；

图8为本发明的第一个较佳实施例中又另一种检知态样的电路示意图；

图9为本发明的第二个较佳实施例的电路示意图；

图10为图9的细部电子线路图；

图11为根据图10实际制作的电路图；

图12为针对图11所示本发明的串联谐振转换器进行实测，当直流检测位准超过第一参考位准时，谐振控制芯片维持变压器的输出功率达一预定延迟期间，且在该预定延迟期间届满时，始关闭变压器的实际量测结果的波形示意图；及

图13为针对图11所示本发明的串联谐振转换器进行实测，当直流检测位准超过第二参考位准时，谐振控制芯片立即关闭转换器的实际量测结果的波形示意图。

主要元件符号说明：

电压检知电路                          61

过载延迟电路                          62

第一比较器                            621

第一延迟计时器                        622

短路保护电路                          63

第二比较器                            631

第二延迟计时器                        632

直流输入电压                          V_in

输入电压滤波电容                      C_in

谐振控制芯片                          IC

第一功率开关                          Q₁

第二功率开关                          Q₂

谐振电感                              L_r

谐振电容                              C_r

变压器                                T₁

次级整流二极管                        D₁、D₂

输出电压滤波电容                      C_out

控制接脚                              HVG、LVG

初级绕组                              N_P

次级绕组                              N_S1、N_S2

过电流检测接脚                        ISEN

直流输出电压                          V_out

整流二极管                            D₆₀、D₆₁

电阻                                  R₁、R₂

电容                                  C₁、C₂

第一参考位准                    V_ref1

第二参考位准                    V_ref2

计时芯片                        IC₉₁、IC₉₂

检知电阻                        R_S

电流转换器                      CT

次绕组                          N_S3

具体实施方式

本发明的第一个较佳实施例系提供一种具过载延迟机制的串联谐振转换器，参阅图5所示，该串联谐振转换器(Series Resonant Converter)包括一输入电压滤波电容C_in、一谐振控制芯片IC、二初级侧功率开关(包括一第一功率开关Q₁及一第二功率开关Q₂)、一谐振电感L_r、一谐振电容C_r、一电压检知电路61、一过载延迟电路62、一变压器T₁、二个次级整流二极管D₁、D₂及一输出电压滤波电容C_out；其中该输入电压滤波电容C_in的正负极系跨接在一直流输入电压V_in的正负极上，其上并联有一组串接的该第一功率开关Q₁及第二功率开关Q₂，该第一功率开关Q₁及第二功率开关Q₂的栅极系分别与该谐振控制芯片IC上对应的控制接脚HVG、LVG相连接(该谐振控制芯片IC系以知名芯片制造商STMicroelectronics公司生产的型号为ST L6599A的高电压谐振控制器为例说明)，该第一功率开关Q₁的漏极系与该输入电压滤波电容C_in的正极相连接，其源极系与该第二功率开关Q₂的漏极相连接，该第二功率开关Q₂的源极则连接至该输入电压滤波电容C_in的负极，使得该输入电压滤波电容C_in可提供一稳定的输入电压予该变压器T₁使用；该变压器T₁主要系用以隔离，其上设有一初级绕组N_P及二个次级绕组N_S1、N_S2，该初级绕组N_P的一端与该谐振电容C_r的正极相连接，其另端透过该谐振电感L_r，而连接至该二功率开关Q₁、Q₂间的线路，该谐振电容C_r的负极则系与该第二功率开关Q₂的源极相连接；该电压检知电路61系连接至该谐振电容C_r与该初级绕组N_P间的线路，用以检测该谐振电容C_r的一电压涟波位准，并据以产生一直流检测位准，该电压涟波位准系对应于次级侧的负载；该过载延迟电路62系分别与该电压检知电路61及该谐振控制芯片IC上的一过电流检测接脚ISEN相连接，用以接收该电压检知电路61传来的该直流检测位准，且在判断出该直流检测位准超过一第一参考位准时，开始计时，并在该直流检测位准超过该第一参考位准达一预定延迟期间时，能产生一第一控制信号，且传送该第一控制信号至该过电流检测接脚ISEN，使得该谐振控制芯片IC能据以控制该二功率开关Q₁、Q₂，以立即关闭该转换器，避免该转换器因持续过载超过该预定延迟期间而发生过热烧毁的情事。如此，在该预定延迟期间内，该谐振控制芯片仍会持续控制该等初级侧功率开关的操作频率，以维持该变压器的输出功率，使得安装有本发明的该串联谐振转换器的一电子设备或仪器，能顺利且短暂地启动且完成某种高负载的特殊功能，惟，若该预定延迟期间届满时，该直流检测位准仍超过该第一参考位准，该谐振控制芯片IC即会根据该过载延迟电路62传来的该第一控制信号，立即关闭该转换器，以避免该转换器因持续过载太久而发生过热烧毁的情事。

在该第一个实施例中，该二个次级绕组N_S1、N_S2的一端分别连接至一输出电压滤波电容C_out的正极，其另端则分别与各该次级整流二极管D₁、D₂的负端相连接，各该次级整流二极管D₁、D₂的正端则分别连接至该输出电压滤波电容C_out的负极，使得该输出电压滤波电容C_out能提供一稳定的直流输出电压V_out予输出端上所跨接的负载。在此需特别一提者，乃该第一个实施例中所述及的该等次级整流二极管D₁、D₂亦可为其它等同于整流二极管的同步整流器。

按，图5所示仅系本发明的一较佳实施例，惟，在实施本发明时，并不局限于此，亦可依据实际需要，变更该串联谐振转换器的初级侧或次级侧的电路设计，惟，无论变更该串联谐振转换器的初级侧或次级侧的电路设计，本发明在此欲主张保护的电路结构系专指应用至一串联谐振转换器的电路结构，故，凡熟悉该串联谐振转换器的设计领域的技术人士，根据本发明的设计理念，在一串联谐振转换器上，增设一过载延迟电路62及一电压检知电路61，使得该电压检知电路61能检测一变压器T₁的初级侧上串联的一谐振电容C_r的电压涟波位准，并据以产生一直流检测位准，该过载延迟电路62能接收该直流检测位准，且在该直流检测位准超过一第一参考位准时，开始计时，并在该直流检测位准超过该第一参考位准达一预定延迟期间时，能产生一第一控制信号，且传送至一谐振控制芯片IC，使得该谐振控制芯片IC能据以控制该二初级侧功率开关Q₁、Q₂，立即关闭该转换器，以避免该转换器因持续过载超过该预定延迟期间而过热烧毁，即应属本发明在此欲主张保护的电路结构的范围。

此外，在本发明中，由于该电压检知电路61的目的系在检测次级侧的负载电流的大小，故，其除了能藉该谐振电容，检测该谐振电容C_r上对应于次级侧负载的电压涟波位准外，尚能利用下列三种检知态样，参阅图6、图7及图8所示，达成相同的目的：

(1)复参阅图6所示，在该谐振电容C_r的负极上串联一检知电阻R_S，使得该电压检知电路61能跨接在该检知电阻R_S的两端，以取样该检知电阻R_S上对应于次级侧负载的电压涟波位准；

(2)复参阅图7所示，在该谐振电容C_r的负极上串联一电流转换器(CurrentTransformer)CT，使得该电压检知电路61能跨接在该电流转换器CT的两端，以取样该电流转换器CT上对应于次级侧负载的电压涟波位准；及

(3)复参阅图8所示，在该谐振电感L_r上增设一次绕组N_S3，使得该电压检知电路能跨接在该次绕组N_S3的两端，以取样该次绕组N_S3上对应于次级侧负载的电压涟波位准。

本发明的第二个较佳实施例系提供一种具过载延迟及短路保护机制的串联谐振转换器，参阅图9所示，该串联谐振转换器系在图5所示的该过载延迟电路62上并联一短路保护电路63，其主要目的系为了避免在该预定延迟期间内，该谐振控制芯片持续控制该等初级侧功率开关的操作频率，以维持该变压器的输出功率时，因该变压器T₁的次级侧负载发生短路，而导致该串联谐振转换器发生过热烧毁的问题。

在该第二个实施例中，复参阅图9所示，由于该短路保护电路63系与该过载延迟电路62相并联，故能接收该电压检知电路61传来的该直流检测位准，并在判断出该直流检测位准超过一第二参考位准时，能产生一第二控制信号，该第二参考位准系大于该第一参考位准，用以表示该变压器T₁的次级侧负载已发生短路，该短路保护电路63会将该第二控制信号传送至该谐振控制芯片IC的过电流检测接脚ISEN，使得该谐振控制芯片IC能据以控制该二功率开关Q₁、Q₂的操作频率，以立即关闭该转换器。如此，该串联谐振转换器不仅能随着次级侧负载的大小，输出不同的电流，且在次级侧发生过载状态下，仍持续稳定地操作一预定延迟期间，但在次级侧负载发生短路的状态下，则能立即关闭该转换器，以有效避免该串联谐振转换器因短路而发生过热烧毁的问题。

兹为确认本发明的串联谐振转换器的可行性，发明人乃根据图9所示的电路架构，实际设计其细部电子线路，如图10所示(未显示谐振控制芯片，以简化电子线路)，其中该电压检知电路61系利用一组串联的RC电路(即电阻R₁及电容C₁)，搭配一组并联的RC电路(即电阻R₂及电容C₂)，对该谐振电容C_r上的电压涟波进行取样(sampling)，当该变压器T₁的次级侧负载愈大时，取样的电压涟波亦将愈大，嗣，该电压检知电路61利用二个整流二极管D₆₀、D₆₁，对取样的电压涟波进行全波整流后，即得到等比例于次级侧负载大小的一直流检测位准，且传送该直流检测位准至该过载延迟电路62；该过载延迟电路62包括一第一比较器621及一第一延迟计时器622，其中该第一比较器621在接收到该电压检知电路61传来的该直流检测位准，且在检测出该直流检测位准超过一第一参考位准V_ref1时，能启动该第一延迟计时器622开始计时，该预定延迟期间的长短可藉调整该第一延迟计时器622的电容大小达成，俟该第一延迟计时器622检测出该直流检测位准超过该第一参考位准V_ref1的期间，已达该预定延迟期间时，该第一延迟计时器622即会产生该第一控制信号，且传送该第一控制信号至该谐振控制芯片IC的过电流检测接脚ISEN，使得该谐振控制芯片IC能据以控制该二功率开关Q₁、Q₂的操作频率，立即关闭该转换器，以避免该转换器因持续过载超过该预定延迟期间而发生过热烧毁的问题。

复参阅图10所示，该短路保护电路63包括一第二比较器631及一第二延迟计时器632，其中该第二比较器631在接收到该电压检知电路61传来的该直流检测位准，且检测出该直流检测位准超过一第二参考位准V_ref2时，能启动该第二延迟计时器632开始计时，此时，由于该第二参考位准V_ref2系大于该第一参考位准V_ref1，用以表示该变压器T₁的次级侧负载已发生短路，且该第二延迟计时器632的电容大小系被设计成能使该第二延迟计时器632立即产生一第二控制信号，且传送该第二控制信号至该谐振控制芯片IC的过电流检测接脚ISEN，使得该谐振控制芯片IC能据以控制该二功率开关Q₁、Q₂的操作频率，立即关闭该转换器，以避免该转换器因次级侧负载的短路而发生过热烧毁的情事。

嗣，发明人为确认本发明的串联谐振转换器的效能，特别根据图10所示的细部电子线路，实际制作出如图11所示的电路图(其中为简化电路图，故未显示出该谐振控制芯片)，其中图10所示的该过载延迟电路62及短路保护电路63中使用的该第一比较器621、第一延迟计时器622、该第二比较器631及第二延迟计时器632，可藉采用市售廉价且相同规格的计时芯片IC₉₁及IC₉₂(如：日商MITSUBISHI公司生产的型号为M51957B的计时芯片)，而轻易实现。此外，发明人在对图11所示本发明的串联谐振转换器进行实测后，可由第12及13图所示的实际量测波形的结果得知，当该电压检知电路61检测出该谐振电容C_r的电压涟波位准，并据以产生一直流检测位准，且该过载延迟电路62(即计时芯片IC₉₁)接收该直流检测位准，并判断出该直流检测位准超过该第一参考位准(即1.25伏)时，该过载延迟电路62即开始计时，且在该直流检测位准超过该第一参考位准达该预定延迟期间时，如图12所示的4秒延迟期间时，产生该第一控制信号(大于1.5伏)，使得该谐振控制芯片能在维持该变压器T₁的输出功率达该预定延迟期间后，始关闭该变压器T₁，以确保使用该串联谐振转换器的电子设备或仪器能在该预定延迟期间内顺利且短暂地启动某种高负载的特殊功能；此外，复请参阅图13所示，当该短路保护电路63(即计时芯片IC₉₂)接收该电压检知电路61传来的该直流检测位准，且判断出该直流检测位准超过该第二参考位准(大于该第一参考位准)时，即表示该变压器的次级侧负载已发生短路时，立即能产生该第二控制信号(亦为大于1.5伏)，使得该谐振控制芯片能立即在6毫秒关闭该转换器，以确保该转换器不致因次级侧负载发生短路而烧毁。因此，本发明的串联谐振转换器不仅确实能随着次级侧负载的大小，输出不同的电流，且能在次级侧过载的状态下，仍持续稳定地操作一预定延迟期间，但在次级侧发生短路的状态下，则会立即关闭该转换器，以确保该串联谐振转换器不致因持续过载太久或短路而烧毁。

以上所述，仅系本发明的若干较佳实施例，惟，在实施本发明时，并不局限于此，亦可依据实际需要，变更该短路保护电路63的电路设计，仅使用该第二比较器631，而省略该第二延迟计时器632，使得该第二比较器631能接收该电压检知电路61传来的该直流检测位准，且在该直流检测位准超过该第二参考位准时，能直接产生该第二控制信号，以使该谐振控制芯片IC立即关闭该变压器T₁。

以上所述，仅为本发明最佳具体实施例，惟本发明的构造特征并不局限于此，任何熟悉该项技艺者在本发明领域内，可轻易思及的变化或修饰，皆可涵盖在本案的权利要求中。