对光纤中光信号的色度色散进行相干均衡的方法和系统

摘要

一种用于对具有给定模拟带宽B、载送相干光信号的光数据信道的失真进行最佳均衡的方法和系统。具有IQ路径的接收端用于接收光信号，并且用于通过平衡检波器来检测各路径中的光信号。通过利用具有截止频率的被最优化成各路径的模拟带宽为2B/N的AAF对各路径的输出进行滤波，来将检测到的光信号的带宽缩减至1/N，其中该AAF具有确定性属性并且引入已知ISI。通过ADC以2B/N的采样速率在各AAF的输出处对信号进行采样。接着，通过以2B/N的数据速率操作的数字处理器对各路径的采样进行后处理，使得该后处理表示所述失真的补偿，并且通过利用补偿所引入的ISI的解码器对所述处理器的输出进行最佳解码来重建输入数据流。

说明书

技术领域

本发明涉及相干光数据通信领域。更具体地说，本发明涉及用于在利用降低的采样速率和处理速率的同时均衡光数据信道失真的方法和系统。

背景技术

当前，对40Gbp/s和100Gbp/s相干光纤通信系统中色度色散(CD-光信号的相速度对光信号的波长的依赖性)和偏振模色散(PMD-光的两个不同偏振在波导中以不同速度传播、导致光脉冲随机展宽的模态色散)的数字补偿引起了极大关注。现今，不仅精确检测载送光信号的数据的振幅而且精确检测其相位的可能性允许利用这些信号的相位来传输数据。因此，相干检测和均衡允许补偿非常长的光纤引入的失真。

现今，以100Gb/s的速率对光信号进行采样存在问题，因为即使利用不同偏振并且将数据分成I和Q(同相和正交)信道而按28Gb/s来载送信息，采样速率也必须为56Gs/s。这需要分辨率大约为5比特的专用设备，这种专用设备非常昂贵。另外，存在在400Gb/s的范围中进行发送和接收的需求，这给可行设备带来了更大的限制。

CD和PMD补偿的常见做法是使用分数间隔均衡器，每符号采样2次，甚至更多。众所周知，在无失真媒体中，以符号速率进行采样形成恢复数字数据的足够信息。然而，当信道引入诸如CD和PMD的线性失真时，为了应用数字补偿，需要完全重建接收的模拟信号。不先进行滤波就以符号速率对此信号进行采样违反了奈奎斯特(Nyquist)采样定理，从而导致造成性能劣化的混叠效应。另一方面，在符号速率采样之前使用抗混叠滤波(AAF)引入了实质上的低通滤波，这进而又导致实质上的符号间干扰(ISI)。在具有ISI的信道的最小差错概率的意义上，最佳均衡器是最大似然序列估计器(MLSE)。

为了降低VLSI实现的成本和复杂度，利用AAF进行了一些处理符号间隔均衡器的尝试。然而，这些尝试仅处理由于混叠和ISI的组合效应而遭受重大功率代价的低CD值。

针对在利用降低的采样速率和处理速率的同时最佳均衡光数据信道失真的问题，上述所有方法都尚未提供令人满意的解决方案。

因此，本发明的一个目的是，提供一种用于在利用降低的采样速率和处理速率的同时最佳均衡光数据信道失真的方法和系统。

本发明的另一目的是，提供一种用于在不需要昂贵的采样和处理设备的情况下均衡光数据信道失真的方法和系统。

本发明的又一目的是，提供一种用于在引入低功率代价的同时均衡光数据信道失真的方法和系统。

本发明的其它目的和优点将随着描述的进行而变得明显。

发明内容

本发明致力于提供一种用于对具有给定模拟带宽B、载送相干光信号的光数据信道的失真(如CD或PMD)进行最佳均衡的方法。设置具有I路径和Q路径的接收端，用于接收光信号，并且用于通过平衡检波器来检测各路径中的光信号。通过利用具有对应于N的截止频率(并且被最优化成各路径的模拟带宽为2B/N)的AAF对各路径的输出进行滤波，来将检测到的光信号的带宽缩减至1/N，其中该AAF具有确定性属性并且引入已知ISI。通过ADC以2B/N的采样速率对各AAF的输出处的信号进行采样。接着，通过以2B/N的数据速率操作的数字处理器对各路径的采样进行后处理，使得该后处理表示所述失真的补偿，并且通过利用能够最佳补偿所引入的ISI的解码器(如MLSE、线性均衡器、非线性均衡器或FFE)对所述处理器的输出进行最佳解码来重建输入数据流。

所述解码器可以用于补偿振幅失真和相位失真。

优选地，所述AAF可以被最优化成各路径的模拟带宽为2B/N。

本发明致力于提供一种用于对具有给定模拟带宽B、载送相干光信号的光数据信道的失真(如CD或PMD)进行最佳均衡的系统，该系统包括：

a)具有I路径和Q路径的接收端，所述接收端用于接收光信号，并且用于通过平衡检波器来检测各路径中的光信号；

b)针对各路径的具有对应于N的截止频率的AAF，所述AAF用于通过对各路径的输出进行滤波来将所述路径中检测到的光信号的带宽缩减至1/N；

c)ADC，所述ADC以2B/N的采样速率对各AAF的输出处的信号进行采样；

d)以2B/N的数据速率操作的数字后处理单元，所述数字后处理单元用于对各路径的采样进行后处理，使得所述后处理表示所述失真的补偿；以及

e)能够最佳补偿所引入的ISI的解码器，所述解码器用于通过对所述处理器的输出进行最佳解码来重建输入数据流。

所述后处理单元可以包括：

a)在时域或频域中实现的CD均衡器，所述CD均衡器用于恢复所述信道之前的信号；

b)时钟恢复单元，所述时钟恢复单元用于对接收的信号进行重定时；

c)偏振解复用器，所述偏振解复用器用于补偿PMD效应，并且对根据双偏振格式调制的两个不同数据流进行解复用；

d)中频估计器，所述中频估计器用于恢复中频；

e)载波相位估计器，所述载波相位估计器用于恢复光载波的相位；以及

f)输出均衡器，所述输出均衡器用于补偿各路径中通过所述AAF引入的确定性ISI。

附图说明

参照附图，通过下列对本发明优选实施方式的例示性和非限制性详细描述，将更好地理解本发明的上述和其它特征以及优点，其中：

图1a是根据本发明实施方式的用于最佳均衡光数据信道失真的系统的框图；

图1b例示了根据一个实施方式的后处理单元的可能实现；

图2a例示了利用MLSE解码器获得的、10-3BER所需的作为AAF截止频率函数的ONSR；以及

图2b例示了利用FFE解码器获得的、10-3BER所需的作为AAF截止频率函数的ONSR。

具体实施方式

本发明提出了一种每符号一次采样的相干检测方法和系统，并且允许以非常低的有关光信噪比(OSNR)的损耗来降低信息带宽、采样速率以及处理速率。通过跟随有MLSE的抗混叠滤波(AAF)来缩减带宽，其中MLSE用于补偿抗混叠滤波引入的ISI。仅用1dB的代价就完全补偿了50000ps/nm的CD。AAF和MLSE的组合允许针对高达50000ps/nm的CD，利用每符号1次采样的111Gbps传输来完全均衡，而仅有1dB的OSNR劣化。

图1a是根据本发明实施方式的用于最佳均衡光数据信道失真的系统的框图。该示例描绘了出自仿真的双偏振正交相移键控(DP-QPSK)111Gbp/s系统的单偏振信道模型。以27.75Gbaud的波特(符号每秒)率，仅检查单偏振信道(包括同相和正交分量二者)。

系统包括常规的光发送器10以及接收器13的光接收端(前端)12。光信道11被认为与色度色散呈线性关系。前端包括用于降频转换的本机振荡器。平衡检波器14a的输出对应于同相(I)分量，平衡检波器14b的输出对应于正交(Q)分量。

各输出跟随有用于对各路径输出进行滤波的AAF 15。AAF 15可以通过5阶巴特沃斯(Butterworth)低通滤波器来建模，其将各路径处信号的模拟带宽(BW)缩减至1/N，同时引入了具有确定性属性的已知确定性ISA。AAF 15的截止频率对应于N。

通过模数转换器(ADC)16利用5比特分辨率以2BW/N千兆次采样/秒(在这种情况下，为27.75千兆次采样/秒)的采样速率对各路径处(各AAF的输出处)的信号进行采样和量化。I和Q两条路径被馈送至后处理单元17，后处理单元17按同样缩减至1/N的处理速率对各路径的采样进行数字后处理。后处理单元17(其处理表示失真补偿，失真可以包括振幅失真和相位失真)反转信道的频率响应，并向接收的信号应用信道反转，以恢复信道之前的信号，并且可以在时域或频域中实现。后处理单元的最后级是判定块。最佳判定算法基于MLSE。其补偿各路径中通过AAF 15引入的确定性ISI，并且执行理论上可能最好的判定。

图1B例示了根据一个实施方式的后处理单元17的可能实现。后处理单元17可以包括：

CD均衡器17a(图1b中的CD-1)，其根据迫零准则(zero forcing criterion)(用于恢复信道之前的信号的线性均衡)设计，并且可以在时域或频域中实现：

时钟恢复单元17b，其用于对接收的信号进行重定时；

偏振解复用器17c，其用于补偿PMD效应，并且对根据双偏振格式调制的两个不同数据流进行解复用；

IFE(中频估计器)17d，其用于恢复和取消中频；

CPE(载波相位估计器)17e，其用于恢复光载波的相位；以及

输出解码器18(其例如可以是16态MLSE，或者另选地，可以是利用最小均方(LMS)准则的具有13个抽头(tap)的前馈均衡器(FFE))，以便补偿各路径中通过AAF 15引入的确定性ISI。

通过使用输出解码器18对处理器输出进行最佳解码而重建输入数据流，输出解码器18可以最佳补偿所引入的ISI。

所有这些单元都按1次采样/符号来操作(与使用更高采样/符号率的现有技术相反)。

为了确定最佳AAF带宽以确保10-3的BER值，已经执行了一些仿真。在这些仿真中，使用200000比特来确保针对10-3的误比特率(BER)的充分统计。使用直方图估计方法，利用50000个观察训练序列进行信道估计，这些训练序列随后从BER计算丢弃。

图2a例示了针对一些光纤长度，利用MLSE解码器获得的、10-3BER所需的作为AAF截止频率函数的ONSR。可以看出，提出的具有MLSE解码器的系统允许完全补偿高达50000ps/nm的CD。此外，与背靠背(B-t-B)传输情况相比，利用仅1dB的OSDR劣化完全补偿了通过AAF引入的ISI。虽然对于10-3的BER来说，具有19GHz AAF截止频率的B-t-B系统需要13.7dB的OSNR，但CD＝50000ps/nm的情况利用14.7dB的OSNR达到了相同的BER值。而且，对于高于11GHz的AAF截止频率值来说，混叠效应导致不能通过MLSE来补偿的性能劣化，增强了在符号间隔采样系统中使用AAF的需要。

图2b例示了针对一些光纤长度，利用FFE解码器获得的、10-3BER所需的作为AAF截止频率函数的ONSR。可以看出，对于高CD值来说，尽管事实是使用了最佳采样相位，但系统性能严重劣化。

图2a和2b示出了在符号间隔系统(即，利用1次采样/符号的系统)中MLSE对采样相位不敏感。提出的符号间隔采样器的方案使得能够在111Gbps相干数字均衡系统中使用27.75千兆次采样/秒ADC，其中完全补偿了色度色散。可以按类似方式完全补偿PMD。另外，其允许显著的VLSI硬件减少、功耗降低和成本降低。

上述示例和描述当然仅出于例示的目的而提供，并不意图以任何方式来限制本发明。本领域技术人员将理解，可以采用上述技术中的一种以上技术以各种方式来执行本发明，这些全部都不超出本发明的范围。