预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制方法及装置

摘要

本发明提供了预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制方法及装置，其方法是在一个在高磁导率磁芯上绕制具有初级绕组、预热灯丝绕组、控制绕组的电流变换器，其中，初级绕组与荧光灯电子镇流器的输出谐振回路的电感或电容串联，预热灯丝绕组接荧光灯灯丝；通过控制电路使控制绕组开路或被低阻抗短接，使电流变换器的工作状态被改变进而控制灯丝电流。其装置是包括有电流变换器，其特征是：电流变换器的高磁导率磁芯上绕制有一个初级绕组、匝数相等的两个预热灯丝绕组以及一个控制绕组，初级绕组与荧光灯电子镇流器的扼流电感串联；两个预热绕组分别经两个隔直电容接荧光灯两个灯丝。本发明解决了目前荧光灯预热灯丝一直存在的问题。

说明书

技术领域

本发明属于用电子镇流器驱动低压气体放电灯的技术领域，特别涉及预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制方法及装置。

背景技术

为使预热阴极型荧光灯（以下简称荧光灯）达到设计寿命，必须在启动前对荧光灯的灯丝通过一定值的电流并维持一定时间加热其阴极，在阴极达到最利于发射电子的温度时，迅速提高荧光灯端电压至启动电压把荧光灯点亮。另外为了提高效率及延长阴极的寿命，除可调光的荧光灯外，点亮后应尽可能地降低灯丝电流。

近年在节能减排的大背景下，大功率荧光灯以其高光效、高显色指数和高性价比，在超市、车间等开阔的场所，逐步替代低效率的水银灯等成为主流照明光源。按结构分，大功率荧光灯可分为一体灯和分体灯两大类。

一体灯是把电子镇流器与荧光灯组装成一个不可分离的整体，安装使用方便。但由于工作时灯管发出的热量加上电子镇流器本身的功耗，使电子镇流器上的元器件长时间在高温环境下工作，因此一体灯的功率不能做得过高，否则会大大降低使用寿命。

分体灯由电子镇流器和荧光灯组件两个相对独立的部分组成，这两个部件的互连方式，目前最普遍的是电子镇流器带 E40 灯座、荧光灯组件装 E40灯头实现两者的装配及电气连接。在实际使用中两者中间通常都有灯罩隔开，使电子镇流器的实际工作温度大为降低。与一体灯比较，分体灯的优点明显：一是功率可以做得比较大；二是电子镇流器在较低工作温度环境下，按现有技术设计生产出平均无故障时间达到几万小时的电子镇流器的是毫无问题的，在仅是荧光灯组件失效时，只更换荧光灯组件就可以了，大大降低了使用成本。

但是，随之而来的是如何有效实现启动荧光灯前的预热灯丝问题。由于 E40 是两电极的连接件，一些在荧光灯电子镇流器中有效的预热灯丝电路，包括一些现有的专利预热灯丝方案，在这种条件下都显得难有用武之地。从本质看，目前预热灯丝方法基本就是变频预热和正温度系数热敏电阻（包括智能型正温度系数热敏电组，以下都简称为PTC）预热两种。众所周知，变频预热的缺点是荧光灯被点亮后，灯丝一直都有非常可观的电流通过，灯丝上产生的功耗既降低了整灯的效率，又缩短了阴极的寿命；PTC预热方案用在大功率荧光灯上，灯被点亮后PTC的功耗加上灯管产生的热量，PTC本体的温度比用在小功率一体灯时还要高，并且在寿命期荧光灯的工作电压是逐渐升高的，造成PTC的温度也随之升高，加剧了PTC的失效进程，最终导致灯管组件的提前失效。正是由于没有解决好预热灯丝问题，目前大功率分体灯的使用寿命远远没有达到期望值，成为制约其在绿色照明工程广范应用的一个重要原因。

发明内容

本发明的目的是提供为荧光灯在启动前实现预热灯丝、启动后使灯丝电流下降到一个几乎可以忽略的值，且技术简单、性能优越可靠、损耗低、容易与各种电参数的荧光灯匹配的预热灯丝控制方法及装置。

为实现上述目的本发明提供的技术方案为：预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制方法是，在一个在高磁导率磁芯上绕制具有初级绕组、预热灯丝绕组、控制绕组的电流变换器，其中，初级绕组与荧光灯电子镇流器的输出谐振回路的电感或电容串联，预热灯丝绕组接荧光灯灯丝；通过控制电路使控制绕组开路或被低阻抗短接，使电流变换器的工作状态被改变进而控制灯丝电流。

所述的电流变换器的工作状态改变是指在预热灯丝时，控制绕组是开路的，电流变换器把流过初级绕组的电流变换传输到预热灯丝绕组对灯丝预热；在点亮荧光灯后，通过控制电路使控制绕组被低阻抗短接，灯丝电流被减低到一个能够被忽略的值。

本发明还提供一种预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制装置，包括有电流变换器，其特征是：电流变换器的高磁导率磁芯上绕制有一个初级绕组、匝数相等的两个预热灯丝绕组以及一个控制绕组，初级绕组与荧光灯电子镇流器的扼流电感串联；两个预热绕组分别经两个隔直电容接荧光灯的两个灯丝；控制绕组的两个输出端分别连接双向可控硅的主端；当双向可控硅截止时控制绕组呈开路状态；当双向可控硅双向导通时，控制绕组被双向可控硅的主端之间的低导通电阻短接。

还包括有一个与荧光灯串联的取样电阻，用倍压整流元件组成的倍压整流电路，倍压整流电路对取样电阻上的电压倍压整流，整流输出电压经限流电阻加到双向可控硅的门极和主端之间，作为双向可控硅的触发电压；灯管未点亮时，倍压整流输出电压为零，双向可控硅截止；灯管点亮后，倍压整流输出电压的绝对值高于双向可控硅门极的触发电压，双向可控硅双向导通。

本发明还提供另一种预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制装置的方案，电流变换器的高磁导率磁芯上绕制有一个初级绕组、匝数相等的两个预热灯丝绕组以及一个控制绕组，初级绕组与荧光灯的启动电容串联；两个次级绕组经分别隔直电容接荧光灯的两个灯丝；控制绕组的两个输出端分别连接至整流桥的两个输入端，控制绕组的高频交流电压经整流桥转换为单向高频脉动电压输出，正输出接NPN三极管的集电极，负输出接发射极。当NPN三极管截止时，控制绕组呈开路状态；NPN三极管饱和导通时，控制绕组被整流桥的正向导通电阻串联NPN三极管的集电极、发射极之间的饱和导通电阻短接。

还包括有一个与荧光灯串联的取样电阻，用倍压整流元件组成的倍压整流电路对取样电阻上的电压倍压整流，整流输出经限流电阻加到NPN三极管的基极与发射极之间，作为NPN三极管的驱动电压；灯管未点亮时，倍压整流输出电压为零，NPN三极管截止；灯管点亮后，倍压整流输出提供足够的驱动电流，使NPN三极管进入饱和导通状态。

上述两种预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制装置的方案，在启动荧光灯前预热灯丝过程中，灯丝电流与电流变换器的初级电流成正比，与初级绕组匝数对预热灯丝绕组匝数的匝比成正比；在点亮了荧光灯后，灯丝电流与控制绕组的输出端电压成正比，与预热灯丝绕组匝数对控制绕组匝数的匝比成正比，与灯丝等效电阻成反比。

采用上述技术方案后，本发明具有以下有益效果。

较理想地解决了目前分体结构的用电子镇流器驱动大功率荧光灯的预热灯丝一直存在的问题，极大地延长了其使用寿命，对其在绿色照明工程的广范应用将起到积极的推动作用。

可靠性高。实现装置的功耗低，有利于长时间稳定工作。并且所用的元器件都是相关领域技术人员非常熟悉的，对设计结果及生产的成品可用常规的仪器、方法、手段进行性能及可靠性测试、分析和检验，用技术手段保证产品的可靠性。

容易实现。工作原理明确、清晰但并不复杂，有利于设计人员针对各种参数的荧光灯进行科学合理的设计；所用都是常见的、成熟的、来源容易的元器件，设计人员的设计选材非常方便，利于推广普及。

适用范围广。本发明装置只使用了几个价格不高的元器件，由于其优异性能可大大延长灯具的使用寿命，综合成本低。除了可应用在分体结构的大功率荧光灯外，同样适用于其它对预热灯丝过程的可靠性及效果要求高、各种结构的电子镇流器驱动荧光灯的照明装置。

附图说明

图1是本发明预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制装置一较佳实施例电原理图。

图2本发明预热阴极型荧光灯在启动前预热灯丝的控制装置另一较佳实施例电原理图。

具体实施方式

实施例一

参看附图1，本发明的特征可在以下陈述的分体灯上得到最有价值的体现，它由两个结构相对独立、参数相互匹配的单元组成，即单元一带变频预热功能的电子镇流器1和单元二分体灯的荧光灯的灯管组件2。

单元一是典型的有变频预热功能的电子镇流器。为突出预热灯丝启动的特征，只画出半桥逆变开关Q1、Q2，隔直电容C1，扼流电感L1，其余部分用框图表示。

单元二是分体灯的灯管组件，包含的电气元器件有：带有两个灯丝F1、F2的荧光灯LAMP，谐振电容C2，带有一个初级绕组CT_P和两个预热灯丝绕组CT_S1、 CT_S2以及一个控制绕组CT_S3的电流变换器CT，荧光灯电流取样电阻R1，倍压整流元件D1、D2、C3，双向可控硅TRIAC，触发限流电阻R2，滤波电容C4，灯丝隔直电容C5、C6。

串联谐振及功率传输：谐振电容C2与初级绕组CT_P串联后连接到单元一电子镇流器的输出端口，与扼流电感L1构成串联谐振回路。荧光灯LAMP与取样电阻R1串联后并联到谐振电容C2，接受半桥逆变输出经扼流电感L1、谐振电容C2谐振回路的驱动。

预热灯丝：预热灯丝绕组CTs1、CT_S2分别经灯丝隔直电容C5、C6连接到灯丝F1、F2，构成两个灯丝预热回路。

预热灯丝控制：C4并联到双向可控硅TRIAC的门极G与主端T1之间，对触发电压起滤波作用；倍压整流元件D1、D2、C3组成倍压整流电路，对取样电阻R1上的取样电压整流，经触发限流电阻R2限流后加到双向可控硅TRIAC的门极；双向可控硅TRIAC的主端T1连接到取样电阻R1与倍压整流元件D1的公共端，这样取样电阻R1上的电压倍压整流后就成为双向可控硅TRIAC的触发源。作为本发明的主要特征，与目前用电流变换器预热灯丝电路的不同之处， 电流变换器CT还有一个控制绕组CT_S3，它的两个引脚分别接双向可控硅TRIAC的主端T1、T2，目的是使电流变换器CT的工作状态通过CT_S3受双向可控硅TRIAC的控制。

单元一与单元二之间的符号CON1、CON2，表示灯管组件与电子镇流器的两端口输出，是通过两电极连接器（如E40灯头灯座）实现电气互连。

带有控制绕组的电流变换器预热荧光灯灯丝工作原理

因为本发明的主要特征，体现在深入理解了带有控制绕组CT_S3的电流变换器CT的电磁特性后，合理巧妙地把它应用在荧光灯的预热灯丝过程，因此有必要先对电流变换器CT在不同条件下的电磁特性作简要的分析说明。

电流变换器CT的结构及假设条件。电流变换器CT用高μ值、高频损耗小的磁性材料为磁芯绕制，有一个初级绕组CT_P和三个次级绕组：预热灯丝绕组CT_S1、预热灯丝绕组CT_S2、控制绕组CT_S3，各绕组的匝数依次为N_P、N_S1、N_S2和N_S3，且N_S1=N_S2，N_S3是N_P及N_S1的数倍以上。为使结论更清晰，在不影响结论性质的前提下，以下的分析假设电流变换器CT是一个理想电流变换器，即初级绕组CT_P是零励磁电流；零漏磁通；磁芯有无限大磁通密度；忽略磁芯损耗以及各绕组的内阻、分布电容；灯丝F1、F2的等效电阻R_F1、R_F2是纯阻且R_F1=R_F2=R_F；灯丝隔直电容C5、C6取足够大的值，使其容抗远小于R_F，这样CT_S1、CT_S2的负载同是R_F。

双向可控硅截止且未点亮荧光灯时的灯丝电流。初级绕组CT_P通过高频电流，荧光灯LAMP未被点亮没有电流通过，若此时双向可控硅TRIAC截止，CT_S3相当于开路，则有：

N_P×I_p =N_S1×I_F1 ＋N_S2×I_F2

I_p=I_F1/n1＋I_F2/n2

式中    I_p--绕组CT_P电流的有效值

I_F1—灯丝F1电流的有效值

I_F2—灯丝F2电流的有效值

n1—N_P与N_S1之比N_P/N_S1

n2—N_P与N_S2之比N_P/N_S2

因为N_S1 =N_S1，所以n1=n2，得：

I_p=（I_F1＋I_F2）/n1

又因为R_F1=R_F2 =R_F，则有：

I_F1=I_F1=I_F

I_p=2I_F/n1

I_F= n1×I_P/2                           （1-1）

式（1-1）显示，在双向可控硅TRIAC截止且荧光灯LAMP未被点亮时，灯丝电流I_F与初级电流I_P及匝比n1成正比。

双向可控硅导通时的灯丝电流。初级绕组CT_P通过高频电流，若此时双向可控硅TRIAC双向导通，控制绕组CT_S3的感应电势产生电流I_T通过双向可控硅TRIAC的主电极T1和T2，控制绕组CT_S3的端电压为双向可控硅TRIAC导通电压V_T， 电流变换器CT上各绕组的“伏/匝”值同为V_T/N_S3 ，灯丝电流为：

I_F=（V_T/N_S3）×N_S1/Rf

I_F=（N_S1/N_S3）×V_T/Rf                （1-2）

式（1-2）显示，在双向可控硅TRIAC导通时，灯丝电流I_F与N_S1/N_S3及双向可控硅TRIAC导通压降V_T成正比，与灯丝等效电阻Rf成反比。由双向可控硅TRIAC的V—I特性可知，双向可控硅TRIAC导通后其主电极T1和T2之间的动态电阻非常小，I_T在其限值I_TSM范围内变化时V_T的值只有零点几伏的变化，可用典型值V_T=1.5V  来估算。

双向可控硅的导通电流

双向可控硅TRIAC导通时有：

N_P×I_p =2×N_S1×I_F ＋N_S3×I_TRMS

I_TRMS =（N_P×I_p －2×N_S1×I_F）/N_S3

式中    I_TRMS—可控硅导通电流的有效值

I_TRMS的最大值是：

I_{TRMS_MAX} =I_p×N_P/N_S3                       （1—3）

式（1-3）显示，双向可控硅TRIAC导通电流有效值的最大值I_{TRMS_MAX}，与I_p及N_P成正比，与N_S3成反比。因此I_{TRMS_MAX}可通过调整变比N_P/N_S3得到控制，进而使双向可控硅TRIAC的导通损耗下降到一个很低的水平。

双向可控硅导通时的磁芯状态

双向可控硅TRIAC双向导通时电流变换器CT各绕组的“伏/匝值”为V_T/N_S3，初级绕组CT_P的端电压为：

V_CTP= V_T×N_P/N_S3

根据电磁感应定律，电流变换器CT初级的励磁电感L_M产生的自感电势的绝对值等于其端电压V_CTP的绝对值。尽管实际的L_M是有限值，通过合理选择比值N_P/N_S3，可使V_CTP下降到一个很低的值，对应电流变换器CT中磁芯的磁通摆幅非常小，使得磁芯的损耗也非常低。

带控制绕组的电流变换器在预热灯丝中的应用

设计思路是：在预热灯丝时，电路上使双向可控硅TRIAC截止，灯丝电流的大小由式（1—1）决定。由于荧光灯还没有点亮可当作开路，此时电流变换器CT的CT_P的电流I_p主要由工作电压VBUS、镇流器的预热驱动频率、扼流电感L1、隔直电容C1、及回路损耗决定；按灯丝电阻Rf的大小，平衡选择预热时间和预热电流；调整匝数N_P 、N_S1及匝比N_P/N_S1就可得到所需的预热电流。

在荧光灯点亮后，及时开通双向可控硅TRIAC，灯丝电流由式（1—2）给出，V_T的典型值在1.5V左右，按荧光灯点亮后Rf大小，合理选择比值N_S1/N_S3，把灯丝电流I_F控制在低至几乎可以忽略的水平。

下面给出本发明实现荧光灯启动前预热灯丝的具体实施步骤。

预热阶段

在预热灯丝时，电子镇流器的逆变开关Q1、Q2在控制驱动电路的驱动下轮流开通、关闭，产生的高频开关输出施加到由电子镇流器上的隔直电容C1、扼流电感L1，荧光灯组件上的谐振电容C2，初级绕组CT_P串联组成的谐振回路。预热高频开关频率f_PH应高于主要由扼流电感L1和谐振电容C2决定的串谐回路自由振荡频率f₀，使逆变开关Q1、Q2是零电压开通，减小其开关损耗。在保证C2上的高频电压V_C2低于启动电压并同时避免荧光灯处于辉光放电造成阴极电子粉浅射的前提下，f_PH的取值应使串谐回路的电流适当提高，以利于有足够的能量供电流变换器CT传输到次级绕组预热灯丝。由于荧光灯还没有点亮可当作开路，没有电流通过取样电流R1，双向可控硅TRIAC的门极G与主极T1间的电压为零，双向可控硅TRIAC截止，电流变换器CT的控制绕组CT_S3相当于开路。电流变换器CT把流过初级绕组CT_P的电流，转换传输到预热灯丝绕组CT_S1、CT_S2，对荧光灯LAMP的两个灯丝F1、F2进行预热，预热电流大小可按前面给出的公式I_F= n1×I_P/2估算。根据灯丝等效电阻的大小，合理选择电流变换器CT的绕组匝数N_P、N_S1及变比N_P/N_S1，控制好预热灯丝电流的大小，配合由电子镇流器控制驱动电路设定的预热时间，即可非常理想地完成荧光灯启动前的预热灯丝过程。

启动阶段

到了结束预热的时间后，电子镇流器控制驱动电路开始以一定的速率降低驱动逆变开关Q1、Q2的开关频率，以f_PH为起点滑向f₀。随着开关频率逐渐逼近f₀，串联谐振回路的电流逐渐加大，谐振电容C2上的电压V_C2随之升高，当V_C2达到荧光灯的启动电压后，荧光灯被点亮。

亮灯阶段

在荧光灯被点亮后，荧光灯电流通过取样电阻R1产生取样电压V_R1。根据荧光灯的工作电流选择合适的取样电阻R1电阻值，使V_R1经由倍压整流元件D1、D2和C3组成的倍压整流电路的输出电压的绝对值，大于双向可控硅TRIAC的触发电压，经限流电阻R2触发双向可控硅TRIAC导通，选择合适的触发电路时间常数，使灯亮后双向可控硅TRIAC保持双向导通。双向可控硅TRIAC双向导通后，电流变换器CT的CT_S3的端电压为双向可控硅TRIAC开通电压V_T，典型值在1.5V左右，按前面的分析此时的灯丝电流可按公式I_F=（N_S1/N_S3）×V_T/Rf估算。根据荧光灯被点亮后灯丝等效电阻Rf的阻值，合理选择匝比N_S1/N_S3，把灯丝电流I_F控制在低至几乎可以忽略的水平。

实施例二

下面提供的实施例充分展示本发明可以用灵活的电路方案来实现。附图2是简化原理图，图中元件的标识加后缀A与附图1区别开来。附图2与附图1的差别在于电流变换器CTA初级绕组CTA _P的连接位置以及对控制绕组CTA_S3实施控制的电路上，其余部分的连接关系及作用与附图1基本相同，不再赘述。

电流变换器CTA有一个初级绕组CTA_P和两个预热灯丝绕组CTA_S1、CTA_S2以及一个控制绕组CTA_S3，各绕组的匝数依次为NA_P、NA_S1、NA_S2和NA_S3，且NA_S1=NA_S2, NA_S3是NA_P及NA_S1的数倍以上。初级CTA_P与谐振电容C2A串联后，与荧光灯LAMPA支路并联。在预热灯丝阶段流过初级绕组CTA_P的电流与附图1流过初级绕组CT_P的电流是一样的。但在点亮荧光灯LAMPA后，灯电流不流过初级绕组CTA_P，可见在其它电路参数相同的条件下，流过初级绕组CTA_P初级的电流比流过初级绕组CT_P的要小，因而有关元器件的损耗也更低一些。实际中初级绕组CTA_P在谐振回路呈现一个小感抗，它与谐振电容C2A串联后对启动电压会有轻微影响，这在设计电子镇流器的滑频点火过程时把这种影响考虑进去就很容易解决。

控制绕组CTA_S3的两个引脚，连接由二极管D3A、D4A、D5A、D6A组成的整流桥的输入端，整流输出电压的正端，接NPN三极管Q3A的集电极，负端接NPN三极管Q3A的发射极；由倍压整流元件D1A、D2A和C3A组成的倍压整流电路对取样电阻R1A上的灯电流取样电压V_R1A倍压整流后，经限流电阻R2A加到NPN三极管Q3A的基极，这样V_R1A就成为NPN三极管Q3A的驱动源。

工作步骤与前述实施例一基本相同。差别在于附图1的电路，是利用了双向可控硅TRIAC的截止和双向导通的两种状态，使电流变换器CT的CT_S3开路或被低阻抗短接，实现控制预热灯丝电流和终止灯丝电流过程；而附图2是先对电流变换器CTA的控制绕组CTA_S3 的输出电压用整流桥换向后，用NPN三极管Q3A截止及饱和导通两种状态，使控制绕组CTA_S3开路或被低阻抗短接，实现控制预热灯丝电流和终止灯丝电流过程。两个方案比较，NPN三极管Q3A本身的饱和导通损耗比双向可控硅TRIAC的导通损耗更低一些，但增加了一个整流桥。总体上两者性能、成本差别不大。