能量转移型的动力电池组快速均衡系统及控制方法

摘要

能量转移型的动力电池组快速均衡系统及控制方法，本发明涉及电池组电压均衡系统，还涉及电池组快速均衡过程的控制方法。它解决了现有技术均衡器使被均衡电池单体和储能元件受到脉动电流冲击的问题。系统包括动力电池组单体电池电压及飞渡电容电压检测网络、电流传感器及信号调理电路、单片机、电量转移通道、第一滤波电路、双向buck-boost变换器、第二滤波电路和飞渡电容。开始工作后，首先巡检电池组单体电池电压、飞渡电容电压和充放电电流，若电池单体的最高电压与单体的最低电压的压差超过设定值，就启动均衡操作。

说明书

技术领域

本发明涉及电池组电压均衡系统，本发明还涉及电池组快速均衡过程的控制方法。

背景技术

传统的电池组电压均衡系统一般是能量消耗型的，在均衡电池组中各单体电池的电压时，要消耗电压高的电池的电量，造成了能源的无谓消耗，同时产生热量，导致均衡系统工作不可靠。专利号为ZL200810137146.5的专利公开了一种蓄电池组或超级电容器组充放电快速均衡装置，图14给出了该均衡装置的主电路图。该专利提出了一种非耗能型的蓄电池组电压均衡方法，但是如图12a)和图11a)所示，基本的双向buck-boost变换器电路结构输入端电流波形和输出端电流波形都是锯齿波，使被均衡电池或储能元件受到这种具有极大脉动性电流的冲击，不利于电池的使用寿命。

发明内容

本发明的目的是提供能量转移型的动力电池组快速均衡系统及控制方法，以解决现有技术均衡器中buck-boost变换器输入端电流波形和输出端电流波形都是锯齿波，使被均衡电池单体和储能元件受到脉动电流冲击的问题。系统包括动力电池组单体电池电压及飞渡电容电压检测网络1、电流传感器及信号调理电路2、单片机3、电量转移通道4、第一滤波电路5、双向buck-boost变换器6、第二滤波电路7和飞渡电容8；

动力电池组单体电池电压及飞渡电容电压检测网络1：连接被均衡的动力电池组和飞渡电容8以检测电池组各单体电池电压值和飞渡电容的电压值，并将采集到的电压值分别传递给单片机3；

电流传感器及信号调理电路2：与电池组连接，以检测动力电池组充放电电流，把检测到的电流值传送给单片机3以便控制均衡电流的大小；

单片机3：通过对采集到的电压和电流值进行一定的运算，输出控制双向buck-boost变换器6中的MOSFET工作的PWM驱动信号，控制双向buck-boost变换器6中的电流大小和流动方向，同时通过控制电量转移通道4中多个相应继电器的导通与关断，最终实现被均衡电池单体与飞渡电容8之间的电量转移；

电量转移通道4：一端连接第一滤波电路5，另一端分别连接在n节动力电池单体串联构成的动力电池组的n+1个节点上；

第一滤波电路5：一端与电量转移通道4相连，另一端与双向buck-boost变换器6相连，使电量转移通道4向双向buck-boost变换器6转移电量时的转移电流和双向buck-boost变换器6向转移通道4转移电量时的转移电流保持平稳；

双向buck-boost变换器6：一端连接第一滤波电路5，另一端连接第二滤波电路7，以实现电能在第一滤波器和第二滤波器之间的双向流动及流动方向的控制；

第二滤波电路7：一端与双向buck-boost变换器6相连，另一端与飞渡电容8相连，使双向buck-boost变换器6向飞渡电容转移电量时的转移电流和飞渡电容8向双向buck-boost变换器6移电量时的转移电流保持平稳；

飞渡电容8：飞渡电容8由超级电容单体或超级电容组组成，其的正负极与第二滤波电路相应端相连，选择作为飞渡电容的荷电容量与被均衡的电池组单体电池容量大致相同，其额定电压与被均衡后电池组单体额定电压相同，在整个均衡主电路电量转移过程中起到“中转站”的作用。

能量转移型的动力电池组快速均衡系统的控制方法，它包括下述步骤：一、单片机初始化；二、检测各单体电池电压V_i和飞渡电容电压V_F以及电池组充放电电流；三、比较得到最高电压单体电池电压值Vmax和最低电压单体电池电压值Vmin以及各单体电池平均电压值Vav，根据充放电电流大小设定均衡电流大小；四、判断Vmax-Vmin＞Δ，其中Δ为设定值；如果结论为“否”，返回步骤二；如果结论为“是”，执行步骤五、判断μ_i＜V_F＜μ_j；如果结论为“是”，执行步骤六A、判断Δ₁＞Δ₂，其中Δ₁＝Vmax-Vav，Δ₂＝Vav-Vmin；如果结论为“否”执行步骤七A、最低电压单体两端继电器闭合，Q2工作，飞渡电容向最低电压电池转移电量，然后执行步骤八；如果六A的结论为“是”，执行步骤七B、最高电压单体电池两端继电器闭合，Q1工作，最高电压电池向飞渡电容转移电量；然后执行步骤八；如果步骤五的结论为“否”，执行六B、判断V_F＜μ_j；如果结论为“是”，执行步骤七C、最高电压单体电池两端继电器闭合，Q1工作，最高电压电池向飞渡电容转移电量；然后执行步骤八；如果步骤六B的结论为“否”，执行步骤七D、最低电压单体电池两端继电器闭合，Q2工作，飞渡电容向最低电压电池转移电量；然后执行步骤八；八、转移电量的过程经过时间T；九、将检测的电压、电流数据经通信模块传递给上位机存储并显示；然后返回步骤

本发明的电路结构为能量转移型，与耗能型均衡器相比，极大地减小了能量消耗，进而减少了由于消耗电能所产生的热量，使均衡系统可靠性更高，实用性更强。本发明工作时，在基本的双向buck-boost变换器的输入和输出端加入滤波电路，不但均衡电流不受单体电池间的压差限制，还消除了均衡电流的脉动性，实现了均衡电流的平稳且可控，极大地提高了均衡速率，实现了均衡的快速性，尤其适用于大容量的动力电池均衡。该电路对特殊元器件的依赖性小，大大扩大了本均衡系统的适用范围，进一步增强了其实用性。

本发明针对大电流快速充电的电池组，提供一种实用性强且均衡电流稳定的充放电快速均衡装置，以满足电池组在大电流充放电过程中为保持电池组单体电压的一致性对均衡速度和均衡电流稳定性的要求，从而避免电池串联使用中容量小的电池单体过充或过放，同时也消除了加入均衡电路后脉动较大的均衡电流给动力电池带来的负面影响，最终达到保护电池，延长其使用寿命的目的。本发明的适用范围：本发明适用于串联节数n≥2的各种蓄电池组或超级电容组的电压快速均衡。尤其适用于大容量电池组的动、静态电压均衡。

附图说明

图1是本发明的结构示意图；图2是本发明动力电池组单体电池电压检测网络示意图；图3是本发明实施方式三和四的结构示意图，其中B₁～B_n为被均衡的串联的n个动力电池组成的电池组，S₁～S_n+1为n+1个继电器构成的继电器阵列；图4是已有的动力电池组电压均衡的电路结构示意图；图5是本发明的方法流程示意图；图6是本发明均衡工作时电池组中被均衡电池流入均衡器端电流波形图；图7是本发明均衡工作时均衡器输出端电流波形图；图8是本发明均衡工作时均衡器电感L的电流波形图。图9是已有技术均衡器工作时均衡器输出端电流波形图，图10(a)是已有技术双向buck-boost变换器基本电路结构；图10(b)是本发明双向buck-boost变换器电路结构；11(a)是已有技术的双向buck-boost变换器基本电路结构输入端电流波形；图11(b)是本发明的双向buck-boost变换器电路结构输入端电流波形图；图12(a)是已有技术双向buck-boost变换器基本电路结构输出端电流波形图；图12(b)是本发明的双向buck-boost变换器电路结构输出端电流波形图；图13(a)是已有技术的双向buck-boost变换器基本电路结构的储能电感电流波形图；图13(b)是本发明的双向buck-boost变换器电路结构的储能电感电流波形图；图14是专利ZL200810137146.5的主电路图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1具体说明本实施方式。本实施方式包括动力电池组单体电池电压及飞渡电容电压检测网络1、电流传感器及信号调理电路2、单片机3、电量转移通道4、第一滤波电路5、双向buck-boost变换器6、第二滤波电路7和飞渡电容8；

动力电池组单体电池电压及飞渡电容电压检测网络1：连接被均衡的动力电池组和飞渡电容8以检测电池组各单体电池电压值和飞渡电容的电压值，并将采集到的电压值分别传递给单片机3；

电流传感器及信号调理电路2：与电池组连接，以检测动力电池组充放电电流，把检测到的电流值传送给单片机3以便控制均衡电流的大小；

单片机3：通过对采集到的电压和电流值进行一定的运算，输出控制双向buck-boost变换器6中的MOSFET工作的PWM驱动信号，控制双向buck-boost变换器6中的电流大小和流动方向，同时通过控制电量转移通道4中多个相应继电器的导通与关断，最终实现被均衡电池单体与飞渡电容8之间的电量转移；

电量转移通道4：一端连接第一滤波电路5，另一端分别连接在n节动力电池单体串联构成的动力电池组的n+1个节点上；

第一滤波电路5：一端与电量转移通道4相连，另一端与双向buck-boost变换器6相连，使电量转移通道4向双向buck-boost变换器6转移电量时的转移电流和双向buck-boost变换器6向转移通道4转移电量时的转移电流保持平稳；

双向buck-boost变换器6：一端连接第一滤波电路5，另一端连接第二滤波电路7，以实现电能在第一滤波器和第二滤波器之间的双向流动及流动方向的控制；

第二滤波电路7：一端与双向buck-boost变换器6相连，另一端与飞渡电容8相连，使双向buck-boost变换器6向飞渡电容转移电量时的转移电流和飞渡电容8向双向buck-boost变换器6移电量时的转移电流保持平稳；

飞渡电容8：飞渡电容8由超级电容单体或超级电容组组成，其的正负极与第二滤波电路相应端相连，选择作为飞渡电容的荷电容量应与被均衡的电池组单体电池容量大致相同，其额定电压与被均衡后电池组单体额定电压相同，在整个均衡主电路电量转移过程中起到“中转站”的作用。

具体实施方式二：下面结合图3具体说明本实施方式。本实施方式与实施方式一的区别之处在于：第一滤波电路5、双向buck-boost变换器6和第二滤波电路7一起构成了改进型的双向buck-boost变换器。该变换器由一号开关管Q1、二号开关管Q2、二极管D1、二级管D2、电感L、一号开关管Q1缓冲电容C5和二号开关管Q2缓冲电容C6，以及一号MOS驱动器和二号MOS驱动器组成组成，第一滤波电路5由电感L1、电感L2、电容C1、电容C2组成，第二滤波电路7由电感L3、电感L4、电容C3和电容C4组成，电感L1的一端连接一号开关SS1的一个静端和二号开关SS2的一个静端，电感L1的另一端连接电感L2的一端和电容C1的正极接线端，电感L2的另一端连接电容C2的正极、一号开关管Q1的一极、电容C5的一端和二极管D1的负极，一号开关管Q1的另一极连接电容C5的另一端、二极管D1的正极、电感L的一端、二级管D2的正极连接电容C6的另一端、二号开关管Q2的另一极、电容C3的负极、电容C4的负极和飞渡电容C_F的负极，飞渡电容C_F的正极连接电感L4的一端，电感L4的另一端连接电容C4的正极和电感L3的一端，电感L3的另一端连接电容C3的正极、电感L的另一端、电容C2的负极、电容C1的负极、二号开关SS2的一个静端和一号开关SS1的另一个动端。一号MOS驱动器和二号MOS驱动器的驱动信输出端分别连接一号功率管Q1的控制端和二号功率管Q2的控制端，一号MOS驱动器信号PWM1和二号MOS驱动信号PWM2由单片机3控制产生。C1～C4为滤波电容，C5、C6为所对应开关管的缓冲电容，CF为超级电容或超级电容组，在此作为能量“中转站”的飞渡电容。本实施方式既可实现电池组中被均衡电池单体向飞渡电容转移电量时，被均衡电池单体作为输出端的均衡电流和飞渡电容作为输入端的均衡电流保持平稳无脉动，还可实现飞渡电容向电池组中被均衡电池单体转移电量时，飞渡电容作为输出端的均衡电流和被均衡电池单体作为输入端的均衡电流保持平稳无脉动。从而保证电池组加入均衡电路后既实现了保持电池组中单体电压一致，又不会引入由于脉动的均衡电流对电池组被均衡电池造成脉动冲击等负面影响。

具体实施方式三：下面结合图3具体说明本实施方式。本实施方式与实施方式一的区别之处在于：电量转移通道4由继电器阵列4-1、奇数号节点连接均衡总线4-2、偶数号节点连接均衡总线4-3、一号开关SS1和二号开关SS2组成，继电器阵列4-1中位于奇数位置的每个继电器的一端连接在奇数号节点上并连接奇数号节点连接均衡总线4-2上，继电器阵列4-1中位于偶数位置的每个继电器的一端连接在偶数号节点上并连接在偶数号节点连接均衡总线4-3上，一号开关SS1的动端连接奇数号节点连接均衡总线4-2，二号开关SS2连接偶数号节点连接均衡总线4-3。

图3是本发明的均衡主电路和继电器阵列与n个动力电池单体构成的电池组连接的电路结构示意图，B₁～B_n为被均衡的n个串联动力电池单体成的电池组，S₁～S_n+1为继电器阵列的继电器切换控制开关，SS1、SS2是均衡总线切换控制的继电器。该均衡主电路采用总线式设计结构，即如图3所示，奇数编号的电池单体正极接在奇数号节点连接均衡总线4-2上，偶数编号的电池单体正极接在偶数号节点连接均衡总线4-3上，然后通过SS1、SS2来控制均衡总线正负极与带有改进型buck-boost的飞渡电容式均衡器的正负极对应连接，与传统的每个电池单体的正负极都连接两个继电器的继电器阵列如图4所示相比，继电器数量减少了一半，大大降低了系统成本，减小了系统体积，增强了系统实用性。

具体实施方式四：下面结合图2具体说明本实施方式。本实施方式与实施方式一的区别之处在于：动力电池组单体电池电压及飞渡电容电压检测网络1包括差分放大电路1-1、绝对值取值电路1-2、滤波电路1-3、光耦继电器阵列1-4、奇数节点连接检测总线1-5和偶数节点连接检测总线1-6，光耦继电器阵列1-4中位于奇数位置的每个光耦继电器的一端连接在奇数节点连接检测总线1-5上，光耦继电器阵列1-4中位于偶数位置的每个光耦继电器的一端连接在偶数节点连接检测总线1-6上，差分放大电路1-1的两个输入端分别连接在奇数节点连接检测总线1-5和偶数节点连接检测总线1-6上，差分放大电路1-1的输出端连接在绝对值取值电路1-2的输入端上，绝对值取值电路1-2的信号输出端连接在滤波电路1-3的信号输入端上，滤波电路1-3的信号输出端连接在单片机3的信号输入端上。

工作时，光耦继电器阵列1-4中每两个相邻的光耦继电器的另一端之间连接一个电池单体。电池单体电压测量的基本原理是采用分时测量的方法，把串联电压统一连接到两个检测总线上。测量时，不同的时刻光耦继电器阵列1-4分别把检测总线与串联电池组中某一个单体电池的两端接通，这样，按照一定的时间策略扫描，就能让串联电池组中每一个单体电池的电压都能在两根检测总线之间依次出现一次，起到把单体电池电压剥离出串联电池组的目的。具体实现是采用一组由n+1个光藕组成的开关阵列(n为串联电池数)，开关阵与串联电池组的连接见图2，连接的原则是单号开关的一端依次接奇数号电池的负极，另一端接单数节点连接检测总线1-5，双号开关的一端依次接偶数电池的负极，另一端接双数节点连接检测总线1-6。开关阵每次导通两个，次序为：K₁K₂、K₂K₃、···K_iK_i+1、K_n-1K_n、K_nK_n+1，通过这种每次只导通相邻两个开关的策略可以将单体电池电压从串联结构中分离出来，送到两根检测总线之间。当第i和i+1开关导通时，两根总线上的电压从差分放大器输出，奇数号单体电池电压为负值，偶数号单体电池电压为正值。为了把负值电压转换成正值，差分放大电路之后采用一个绝对值取值电路，以把差分放大器输出的正负交替的单体电池电压转换成全部为正的电压信号，该信号即可为单片机中的A/D转换电路所用。本检测电路设计结构大大减少了检测网络中用于作为开关的光耦继电器数量，从而减小了整个控制器的体积，降低了系统成本。

具体实施方式五：下面结合图5具体说明本实施方式。能量转移型的动力电池组快速均衡系统的控制方法，它包括下述步骤：一、单片机初始化；二、检测各单体电池电压V_i和飞渡电容电压VF以及充放电电流；三、比较得到最高电压单体电池电压值Vmax和最低电压单体电池电压值Vmin以及电池组单体电池平均电压值Vav，其中n为电池组单体电池节数，V_总为电池组总电压；再根据检测到的充放电电流大小设定均衡电流大小；

四、判断Vmax-Vmin＞Δ，Δ为设定值；如果结论为“否”，返回步骤二；如果结论为“是”，执行步骤五、判断μ_i＜V_F＜μ_j，其中设作为飞渡电容的额定电压为V_f，并设其正常工作时的允许偏离额定电压值为μ，则μ_i＝V_f-μ，μ_j＝V_f+μ；；如果结论为“是”，执行步骤六A、判断Δ₁＞Δ₂，其中Δ₁＝Vmax-Vav，Δ₂＝Vav-Vmin；如果结论为“否”执行步骤七A、最低电压单体两端继电器闭合，Q2工作，飞渡电容向最低电压电池转移电量，然后执行步骤八；如果六A的结论为“是”，执行步骤七B、最高电压单体电池两端继电器闭合，Q1工作，最高电压电池向飞渡电容转移电量；然后执行步骤八；如果步骤五的结论为“否”，执行六B、判断V_F＜μ_i；如果结论为“是”，执行步骤七C、最高电压单体电池两端继电器闭合，Q1工作，最高电压电池向飞渡电容转移电量；然后执行步骤八；如果步骤六B的结论为“否”，执行步骤七D、最低电压单体电池两端继电器闭合，Q2工作，飞渡电容向最低电压电池转移电量；然后执行步骤八；八、转移电量的过程经过时间T；九、将检测的电压、电流数据经通信模块传递给上位机存储并显示；然后返回步骤二。

开始工作后，首先巡检每个电池单体电压、飞渡电容电压和充放电电流，若电池单体的最高电压与单体的最低电压的压差超过设定值Δ，就启动均衡操作。

以电池组中单体电池B_i和B_i的电压均衡为例。

情况一：假若电池单体B_i的电压为最高电压，电池单体B_i的电压为最低电压，且B_i的电压与B_i的电压压差超过设定值Δ，同时选择作为飞渡电容C_F的容量足够大，设其端电压V_F低于设定值μ_i(其中μ_i＝V_f-μ)，则单片机首先控制继电器阵列继电器开关S_i、S_i+1闭合，SS1和SS2动端切换到相应触点，之后通过单片机输出的脉冲信号进扩展电路产生PWM1，该控制信号控制MOSFET开关管Q₁的通断，当控制信号为高电平时，第一MOSFET开关管Q₁导通，首先是电容C₂的部分能量转储于电感L中，由于电容C₂上的电荷量减少，C₁通过电感L2向C₂补充电荷量。同理，然后电池单体B_i通过电感L₁向C₁补充电荷量。由于功率电感L前的电流是从电池B_i端经过了两级滤波处理后得到的，故从电池的输出端进入均衡器的均衡电流脉动就很小。同样，当控制信号为低电平时，第一MOSFET开关管Q₁截止，第二续流二极管D₂续流，电感L中的能量一方面向L3转移，另一方面给电容C₃充电，当L中的能量不足以提供给L3后，电容C₃就给L3补充上。然后L3一方面将能量转移至L4，同时给电容C₄充电，最终将能量转移至飞渡电容器C_F中。经过一段时间T₁对第一MOSFET开关管Q₁的通断控制，即把需要由B_i多余的能量通过电感L转移到飞渡电容器C_F中，第一MOSFET开关管Q₁的控制信号停止输出，逻辑电路模块2控制继电器阵列继电器开关S_i、S_i+1断开，完成一次最高单体B_i与飞渡电容C_F之间的能量转移，同时还保证了转移电流的恒稳性。

情况二：若设电池单体B_i的电压为最高电压，电池单体B_j的电压为最低电压，B_i的电压与B_j的电压压差超过允许值Δ，同时设其飞渡电容端电压高于设定值μ_j(其中μ_i＝V_f-μ)，则继电器阵列的继电器S_j、S_j+1闭合，SS1和SS2动端切换到相应触点。然后控制模块的单片机输出脉宽调制信号经扩展电路产生PWM2，该控制信号控制第二MOSFET开关管Q₂通断，当控制信号为高电平时，第二MOSFET开关管Q₂导通，飞渡电容器C_F的部分能量经两级滤波电路后转储于电感L中。当控制信号为低电平时，第二MOSFET开关管Q₂截止，第一续流二极管D₁续流，电感L中的能量经两级电流滤波电路释放到电池单体B_j中，经过一段时间对第二MOSFET开关管Q₂的通断控制，就完成了飞渡电容C_F的部分能量通过储能电感转移到电池B_j中，第二MOSFET开关管Q₂的控制信号停止，逻辑电路模块2控制继电器阵列的继电器开关Sj、S_j+1断开，完成一次飞渡电容C_F与最低单体B_j之间的能量转移。

情况三：假若电池单体B_i的电压为最高电压，电池单体B_i的电压为最低电压，且B_i的电压与B_i的电压压差超过设定值Δ，同时选择作为飞渡电容C_F的容量足够大，设其端电压V_F在设定范围[u_i，u_j]内，另外设电池组单体电压平均值为Vav，若Δ₁＞Δ₂(其中Δ₁＝B_i-Vav，Δ₂＝Vav-B_j)则单片机首先通过逻辑电路模块2控制继电器阵列继电器开关S_i、S_i+1闭合，SS1和SS2动端切换到相应触点，之后通过单片机输出的脉冲信号进扩展电路产生PWM1，该控制信号控制MOSFET开关管Q₁的通断，当控制信号为高电平时，第一MOSFET开关管Q₁导通，首先是电容C₂的部分能量转储于电感L中，由于电容C₂上的电荷量减少，C₁通过电感L2向C₂补充电荷量。同理，然后电池单体B_i通过电感L₁向C₁补充电荷量。由于功率电感L前的电流是从电池B_i端经过了两级滤波处理后得到的，故从电池的输出端进入均衡器的均衡电流脉动就很小。同样，当控制信号为低电平时，第一MOSFET开关管Q₁截止，第二续流二极管D₂续流，电感L中的能量一方面向L3转移，另一方面给电容C₃充电，当L中的能量不足以提供给L3后，电容C₃就给L3补充上。然后L3一方面将能量转移至L4，同时给电容C₄充电，最终将能量转移至飞渡电容器C_F中。经过一段时间T₁对第一MOSFET开关管Q₁的通断控制，即把需要由B_i多余的能量通过电感L转移到飞渡电容器C_F中，第一MOSFET开关管Q₁的控制信号停止输出，逻辑电路模块2控制继电器阵列继电器开关S_i、S_i+1断开，完成一次最高单体B_i与飞渡电容C_F之间的能量转移，同时还保证了转移电流的恒为稳性。

情况四：若设电池单体B_i的电压为最高电压，电池单体B_j的电压为最低电压，B_i的电压与B_j的电压压差超过允许值Δ，同时设其飞渡电容端电压在设定范围[u_i，u_j]其中μ_j＝V_f+μ，μ_j＝V_f+μ)内，另外设电池组单体电压平均值为Vav，若Δ₁＜Δ₂，则继电器阵列的继电器S_j、S_j+1闭合，SS1和SS2动端切换到相应触点。然后控制模块的单片机输出脉宽调制信号经扩展电路产生PWM2，该控制信号控制第二MOSFET开关管Q₂通断，当控制信号为高电平时，第二MOSFET开关管Q₂导通，飞渡电容器C_F的部分能量经两级滤波电路后转储于电感L中。当控制信号为低电平时，第二MOSFET开关管Q₂截止，第一续流二极管D₁续流，电感L中的能量经两级电流滤波电路释放到电池单体B_j中，经过一段时间对第二MOSFET开关管Q₂的通断控制，就完成了飞渡电容C_F的部分能量通过储能电感转移到电池B_j中，第二MOSFET开关管Q₂的控制信号停止，逻辑电路模块2控制继电器阵列的继电器开关S_j、S_j+1断开，完成一次飞渡电容C_F与最低单体B_j之间的能量转移。

当出现新的最高与最低电压差超出允许值时，重复上述过程。经过若干个周期T之后，就可使所有电池单体的电压差维持在一个设定的范围内，实现整个动力组的动态近似一致。本均衡器的均衡速度是通过控制电量转移周期T和均衡电流大小来实现的。

由于均衡系统工作时均衡电流在每一个均衡周期开启和结束时对电池端电压存在影响，从而给有效地检测到电池单体的实际电压增加了难度。为解决这一问题，图5所示本实施方式充放电过程均衡控制流程图通过合理安排电压检测、均衡控制以及与上位机通信的顺序，除了完成电压均衡的核心功能外，还实现了实际电压的有效检测以及上位机的实时显示。

下面给出一个实验结果：

图6、图7、图8的实验条件是：均衡器的输入输出端均为4Ah/12V的铅酸电池，开关管的工作频率为16KHz，控制信号PWM的占空比为60％。从图5和图6可看出均衡器的输入输出端电流已接近直流波形，对比图6和图8容易看出，改进后的电路有效地减小了电流脉动，从而减小了均衡时的均衡电流的被均衡电池单体的脉动电流的冲击，保证了电池端电压变化的平稳性。

而已有技术未改进前的带有双向buck-boost的飞渡电容式均衡器的输出电流波形。该电流脉动极大而且断续，对电池存在负面影响。

已有技术的双向buck-boost变换器电路结构及输入端、输出端和储能电感的电流波形分别如图10(a)、图11(a)图12(a)和图13(a)所示。

本发明的双向buck-boost变换器电路结构及输入端、输出端和储能电感的电流波形分别如图10(b)、图11(b)图12(b)和图13(b)所示。

本实施方式在均衡控制算法方面提高了对最需被均衡电池单体的判断速度，同时快速实现对其能量流动方向的控制，为电池组的充放电快速均衡提供了更加合理的控制算法。本实施方式的工作流程充分考虑到电池的充放电电压突变特性，合理设计电压检测、均衡控制，通信传输的顺序和时间，既保证了对电池实际电压的实时检测，还实现了系统均衡工作的及时和快速性。