使用QR分解法的MMSE MIMO解码器

摘要

本发明的方面提供应用于具有空间多路复用的MIMO OFDM系统中的无偏差信道均衡。根据某些实施例，可通过使用增广信道矩阵，以QR分解法(QRMMSE检测)而非信道矩阵的直接反转来实施MMSE接收器。本文呈现一种简单且有效的偏差移除技术，从而无偏差QRMMSE均衡可提供与常规无偏差MMSE方法相同的检测准确性。对于某些实施例，如果应用无偏差QRMMSE检测的VBLAST型式，那么可进一步减少多址干扰。

说明书

技术领域

本发明大体上涉及一种MIMO-OFDM通信系统，且更特定来说涉及一种用于基于QR分解法来移除MMSE检测的偏差的技术。

背景技术

多输入多输出(MIMO)通信系统使用多个(N_t)发射天线和多个(N_r)接收天线来用于数据发射。可将由N_t个发射天线和N_r个接收天线形成的MIMO信道分解成N_s个独立信道，N_s≤min{N_t，N_r}。N_s个独立信道中的每一者也称为MIMO信道的空间子信道且对应于一维度。如果利用由所述多个发射天线和接收天线产生的额外维度，那么MIMO系统可提供优于单输入单输出(SISO)通信系统的性能的改进的性能(例如，增加的发射容量)。

宽带MIMO系统通常经历频率选择性衰落，意味着系统带宽内不同量的衰减。此频率选择性衰落引起符号间干扰(ISI)，符号间干扰为所接收信号中每一符号借以充当所接收信号中随后符号的失真的现象。此失真通过影响正确地检测所接收符号的能力而使性能降级。因而，ISI为对于设计成在高SNR电平下操作的系统(例如，MIMO系统)来说可对总信号噪声干扰比(SNR)具有较大影响的不可忽视的噪声分量。在此类系统中，可在接收器处使用信道均衡来抗击ISI。然而，对于大多数应用来说，执行均衡所需的计算复杂性通常为显著或极高的。

可使用正交频分多路复用(OFDM)来抗击ISI，而无需使用计算烦琐的均衡。OFDM系统有效地将系统带宽分成若干(N_F)频率子信道，其可称为子频带或频段。每一频率子信道与可在其上调制数据的相应副载波频率相关联。OFDM系统的频率子信道可经历频率选择性衰落(即，不同频率子信道的不同量的衰减)，此视发射天线与接收天线之间的传播路径的特性(例如，多路径概况)而定。在OFDM的情况下，如此项技术中已知，可通过重复每一OFDM符号的一部分(即，将循环前缀附加到每一OFDM符号)来抗击归因于频率选择性衰落的ISI。MIMO系统因此可有利地使用OFDM来抗击ISI。

为了增加系统的发射数据速率和频谱效率，可在发射器处利用经由多个空间子信道发送不同且独立的数据流的空间多路复用。接收器处的检测准确性可归因于强多址干扰(从多个天线发射的不同数据流的干扰)而严重降级。此外，MIMO-OFDM系统的空间和频率子信道可经历不同信道条件(例如，不同衰落和多路径效应)且可实现不同SNR。此外，所述信道条件可随时间而改变。

为了成功地减轻多址干扰、噪声和衰减的效应，通常在接收器处应用最小均方误差(MMSE)信道均衡。然而，从MMSE算法获得的所估计信号含有偏差，所述偏差表示使检测准确性降级的自噪声(self noise)。此项技术中众所周知，如果信道矩阵的直接反转由增广信道矩阵的QR分解法来替换(下文缩写为QRMMSE检测)，那么可简化MMSE技术。然而，此特定情况中的直接偏差移除为计算上复杂的。此外，外信道解码所需的对噪声方差的计算也可能较困难。

因此，此项技术中需要本发明中提出的从在MMSE均衡后获得的信号移除偏差的更简单且更有效的技术。所提出的方案还提供与有偏差的MMSE检测相比大体上改进的检测准确性。

发明内容

本发明的某些实施例提供一种用于在无线通信系统中执行从在最小均方误差(MMSE)均衡后获得的所接收信号的偏差移除的方法。所述方法大体上包括：置换用于多个空间流的信道估计的增广矩阵以产生用于所述多个空间流的信道估计的经置换增广矩阵；执行所述经置换增广矩阵的QR分解以产生用于所述多个空间流的单式矩阵和上三角矩阵；用对应的单式矩阵旋转所述空间流中的第一者的所接收信号以产生所述第一空间流的有偏差经滤波输出；以及将所述有偏差经滤波输出与对应的上三角矩阵的对角元素相乘以产生所述第一空间数据流的无偏差经滤波输出。

本发明的某些实施例提供一种用于在无线通信系统中执行从在最小均方误差(MMSE)均衡后获得的所接收信号的偏差移除的设备。所述设备大体上包括：用于置换用于多个空间流的信道估计的增广矩阵以产生用于所述多个空间流的信道估计的经置换增广矩阵的逻辑；用于执行所述经置换增广矩阵的QR分解以产生用于所述多个空间流的单式矩阵和上三角矩阵的逻辑；用于用对应的单式矩阵旋转所述空间流中的第一者的所接收信号以产生所述第一空间流的有偏差经滤波输出的逻辑；以及用于将所述有偏差经滤波输出与对应的上三角矩阵的对角元素相乘以产生所述第一空间数据流的无偏差经滤波输出的逻辑。

本发明的某些实施例提供一种用于在无线通信系统中执行从在最小均方误差(MMSE)均衡后获得的所接收信号的偏差移除的设备。所述设备大体上包括：用于置换用于多个空间流的信道估计的增广矩阵以产生用于所述多个空间流的信道估计的经置换增广矩阵的装置；用于执行所述经置换增广矩阵的QR分解以产生用于所述多个空间流的单式矩阵和上三角矩阵的装置；用于用对应的单式矩阵旋转所述空间流中的第一者的所接收信号以产生所述第一空间流的有偏差经滤波输出的装置；以及用于将所述有偏差经滤波输出与对应的上三角矩阵的对角元素相乘以产生所述第一空间数据流的无偏差经滤波输出的装置。

本发明的某些实施例大体上包括一种用于在无线通信系统中执行从在最小均方误差(MMSE)均衡后获得的所接收信号的偏差移除的计算机程序产品，其包含上面存储有指令的计算机可读媒体，所述指令可由一个或一个以上处理器执行。所述指令大体上包括：用于置换用于多个空间流的信道估计的增广矩阵以产生用于所述多个空间流的信道估计的经置换增广矩阵的指令；用于执行所述经置换增广矩阵的QR分解以产生用于所述多个空间流的单式矩阵和上三角矩阵的指令；用于用对应的单式矩阵旋转所述空间流中的第一者的所接收信号以产生所述第一空间流的有偏差经滤波输出的指令；以及用于将所述有偏差经滤波输出与对应的上三角矩阵的对角元素相乘以产生所述第一空间数据流的无偏差经滤波输出的指令。

附图说明

因此，可借以详细地理解本发明的上述特征的方式、上文简要概述的更具体描述可通过参考实施例而获得，所述实施例中的一些说明于附图中。然而，应注意，附图仅说明本发明的某些典型实施例，且因此不将其视为对本发明范围的限制，因为所述描述可容许其它同等有效的实施例。

图1说明根据本发明的某些实施例的实例无线通信系统。

图2说明根据本发明的某些实施例的可用于无线装置中的各种组件。

图3说明根据本发明的某些实施例的可用于无线通信系统内的实例发射器和实例接收器。

图4说明用于导出系统模型的MIMO-OFDM无线系统的框图。

图5展示说明原始信道的MMSE均衡与增广信道的迫零(ZF)均衡之间的等效性的框图。

图6说明应用于具有两个发射天线和两个接收天线的MIMO-OFDM系统中的具有偏差移除的QRMMSE检测的实例框图。

图7展示应用于MIMO-OFDM系统中的具有偏差移除的QRMMSE检测的过程。

图7A说明能够执行图7中所说明的操作的实例组件。

图8为常规MMSE检测(有偏差和无偏差)和QRMMSE检测(有偏差和无偏差)的位错误率性能的曲线图。

图9展示应用于MIMO-OFDM系统中的具有偏差移除的QRMMSE-VBLAST检测的过程。

图9A说明能够执行图9中所说明的操作的实例组件。

图10说明应用于具有两个发射天线和两个接收天线的MIMO-OFDM系统中的具有偏差移除的QRMMSE-VBLAST检测的实例框图。

具体实施方式

词语“示范性”在本文中用以表示“充当一实例、例子或说明”。不必将本文中描述为“示范性”的任何实施例均理解为比其它实施例优选或有利。

示范性无线通信系统

本文中描述的技术可用于各种宽带无线通信系统，包括基于正交多路复用方案的通信系统。此类通信系统的实例包括正交频分多址(OFDMA)系统、单载波频分多址(SC-FDMA)系统，等等。OFDMA系统利用正交频分多路复用(OFDM)，正交频分多路复用是将总体系统带宽分成多个正交副载波的调制技术。这些副载波也可称为频调、频段等。在OFDM的情况下，可用数据独立地调制每一副载波。SC-FDMA系统可利用交错FDMA(IFDMA)来在跨越系统带宽分布的副载波上发射、利用区域化FDMA(LFDMA)来在相邻副载波的块上发射，或利用增强FDMA(EFDMA)来在相邻副载波的多个块上发射。一般来说，对于OFDM，在频域中发送调制符号，且对于SC-FDMA，在时域中发送调制符号。

基于正交多路复用方案的通信系统的一个特定实例为WiMAX系统。WiMAX(其代表微波接入全球互通)是跨越长距离提供高通过量宽带连接的基于标准的宽带无线技术。现今存在两个主要的WiMAX应用：固定WiMAX和移动WiMAX。固定WiMAX应用为点对多点的，从而使得能够对家庭和商业进行宽带接入。移动WiMAX提供宽带速度的蜂窝式网络的完全移动性。

IEEE 802.16x为新兴的标准组织，其用以界定用于固定和移动宽带无线接入(BWA)系统的空中接口。这些标准界定至少四个不同物理层(PHY)和一个媒体接入控制(MAC)层。所述四个物理层中的OFDM和OFDMA物理层分别为固定和移动BWA领域中最流行的。

图1说明可使用本发明的实施例的无线通信系统100的实例。无线通信系统100可为宽带无线通信系统。无线通信系统100可为若干小区102提供通信，每一小区102由基站104服务。基站104可为与用户终端106通信的固定台。基站104或者可被称为接入点、节点B或某一其它术语。

图1描绘散布于系统100各处的各种用户终端106。用户终端106可为固定(即，静止)或移动的。用户终端106或者可被称为远程台、接入终端、终端、订户单元、移动台、台、用户设备等。用户终端106可为无线装置，例如蜂窝式电话、个人数字助理(PDA)、手持式装置、无线调制解调器、膝上型计算机、个人计算机等。

各种算法和方法可用于无线通信系统100中的处于基站104与用户终端106之间的发射。举例来说，可根据OFDM/OFDMA技术而在基站104与用户终端106之间发送和接收信号。如果情况如此，那么无线通信系统100可被称为OFDM/OFDMA系统。

促进从基站104到用户终端106的发射的通信链路可被称为下行链路(DL)108，且促进从用户终端106到基站104的发射的通信链路可被称为上行链路(UL)110。或者，下行链路108可被称为前向链路或前向信道，且上行链路110可被称为反向链路或反向信道。

小区102可划分为多个扇区112。扇区112为小区102内的物理覆盖区域。无线通信系统100内的基站104可利用天线，所述天线将功率流集中于小区102的特定扇区112内。此类天线可被称为定向天线。

图2说明可用于无线装置202中的各种组件，无线装置202可用于无线通信系统100内。无线装置202为可经配置以实施本文中所描述的各种方法的装置的实例。无线装置202可为基站104或用户终端106。

无线装置202可包括处理器204，其控制无线装置202的操作。处理器204还可被称为中央处理单元(CPU)。存储器206(其可包括只读存储器(ROM)和随机存取存储器(RAM)两者)将指令和数据提供到处理器204。存储器206的一部分还可包括非易失性随机存取存储器(NVRAM)。处理器204通常基于存储器206内所存储的程序指令来执行逻辑和算术运算。存储器206中的指令可能可执行以实施本文中所描述的方法。

无线装置202还可包括外壳208，外壳208可包括发射器210和接收器212，以允许在无线装置202与远程位置之间发射和接收数据。可将发射器210和接收器212组合成收发器214。多个发射天线216可附接到外壳208并电耦合到收发器214。无线装置202还可包括(未图示)多个发射器、多个接收器和多个收发器。

无线装置202还可包括信号检测器218，其可用于致力于检测并量化由收发器214接收的信号的电平。信号检测器218可按照总能量、每符号每副载波能量、功率谱密度和其它信号来检测此类信号。无线装置202还可包括用于处理信号的数字信号处理器(DSP)220。

可通过总线系统222将无线装置202的各种组件耦合在一起，除了数据总线以外，总线系统222还可包括功率总线、控制信号总线和状态信号总线。

图3说明可用于利用OFDM/OFDMA的无线通信系统100内的发射器302的实例。发射器302的部分可实施于无线装置202的发射器210中。发射器302可实施于基站104中，以用于在下行链路108上将数据306发射到用户终端106。发射器302还可实施于用户终端106中，以用于在上行链路110上将数据306发射到基站104。

待发射的数据306被展示为作为输入而提供到串行/并行(S/P)转换器308。S/P转换器308可将发射数据分裂为M个并行数据流310。

接着可将M个并行数据流310作为输入提供到映射器312。映射器312可将所述M个并行数据流310映射到M个星座点上。可使用某一调制星座(例如，二元相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、8相移键控(8PSK)、正交调幅(QAM)等)来进行所述映射。因此，映射器312可输出M个并行符号流316，每一符号流316对应于反向快速傅立叶变换(IFFT)320的M个正交副载波中的一者。这M个并行符号流316在频域中表示，且可由IFFT组件320转换为M个并行时域样本流318。

现将提供有关术语的简要注释。频域中的M个并行调制等于频域中的M个调制符号，所述M个调制符号等于频域中的M映射外加M点IFFT，所述M映射外加M点IFFT等于时域中的一个(有用)OFDM符号，所述OFDM符号等于时域中的M个样本。时域中的一个OFDM符号N_s等于N_cp(每OFDM符号的保护样本的数目)+M(每OFDM符号的有用样本的数目)。

可由并行/串行(P/S)转换器324将M个并行时域样本流318转换为OFDM/OFDMA符号流322。保护插入组件326可在OFDM/OFDMA符号流322中的连续OFDM/OFDMA符号之间插入保护间隔。接着可将来自保护插入组件326的信号输入到多路分用器340以为多个发射天线(或等效地，空间子信道)产生不同数据流。其后，可通过射频(RF)前端328将每一天线的基带数据流上变频到所要发射频带，且天线阵列330接着可跨越多个空间子信道334来发射所得信号332。

图3还说明可用于利用OFDM/OFDMA的无线装置202内的接收器304的实例。接收器304的部分可实施于无线装置202的接收器212中。接收器304可实施于用户终端106中以用于在下行链路108上接收来自基站104的数据306。接收器304还可实施于基站104中以用于在上行链路110上接收来自用户终端106的数据306。

所发射的信号332被展示为经由多个空间子信道334行进。当信号332′由天线阵列330′接收时，所接收的信号332′可由RF前端328′下变频为基带信号且由多路复用器340’转换成单一流。保护移除组件326′接着可移除由保护插入组件326在OFDM/OFDMA符号之间插入的保护间隔。

保护移除组件326′的输出可提供到S/P转换器324′。S/P转换器324′可将OFDM/OFDMA符号流322′分为M个并行时域符号流318′，M个并行时域符号流318′中的每一者对应于M个正交副载波中的一者。快速傅立叶变换(FFT)组件320′可将M个并行时域符号流318′转换为频域且输出M个并行频域符号流316′。

解映射器312′可执行由映射器312执行的符号映射操作的反向操作，借此输出M个并行数据流310′。P/S转换器308′可将M个并行数据流310′组合为单一数据流306′。理想地，此数据流306′对应于作为输入而提供到发射器302的数据306。应注意，元件308′、310′、312′、316′、320′、318′和324′均可在基带处理器350′中找到。

示范性MIMO-OFDM系统模型

图4展示具有N_t个发射天线和N_r个接收天线的一般多输入多输出(MIMO)OFDM无线通信系统的框图。第k个副载波(频率子信道)的系统模型可用以下线性等式表示：

y_k＝H_kx_k+n_k，k＝1，2，...，N_fft    (1)

其中N_fft为MIMO无线系统中正交副载波(频段)的数目。

在下文的等式和所附揭示内容中，为简单起见而省去副载波索引k。因此，可用简单记法将所述系统模型重新写成：

y＝Hx+n             (2)

$y={[y_1{y}_2···y_{N_r}]}^T---\left(3\right)$

$H=[h_1{h}_2···h_{N_r}]=\left(\begin{array}{c}{h}_{11}{h}_{12}···h_{1N_r}\\ ···\\ h_{N_{r}1}{h}_{N_{r}2}···h_{N_r{N}_t}\end{array}\right)---\left(4\right)$

$x={[x_1{x}_2···x_{N_t}]}^T---\left(5\right)$

$n={[n_1{n}_2···n_{N_r}]}^T---\left(6\right)$

其中y为[N_r×1]所接收符号向量，H为[N_r×N_t]信道矩阵且h_j为其含有发射天线j与所有N_r个接收天线之间的信道增益的第j列向量，x为[N_t×1]所发射符号向量，n为具有协方差矩阵E(nn^H)的[N_r×1]复合噪声向量。

如图4所说明，可首先通过MIMO编码器410对发射信号编码。可包括冗余以在经由有噪声的无线信道进行发射期间保护信息数据。如图4所示，接着可将经编码信号分成N_t个空间数据流x₁、x₂、...、x_Nt。可通过利用反向快速傅立叶变换(IFFT)单元412₁、...、412_Nt将多个空间数据流转换为时域。接着可将信号上变频到所要发射频带且经由N_r·N_t个空间子信道从N_t个发射天线414₁、...、414_Nt发射所述信号。

在接收器处使用N_r个接收天线416₁、...、416_Nr。可通过使用快速傅立叶变换(FFT)单元418₁、...、418_Nr将所接收数据流转换回到频域。可将频域信号输入到MIMO检测器420中，MIMO检测器420为经由多个空间子信道发射的经编码位产生可靠性消息。可靠性消息表示特定所发射经编码位为位“0”或位“1”的机率。可将此信息传递到外MIMO信道解码器422，且多个空间子信道(发射天线)的所估计信息数据在移除发射器处所包括的冗余后为可用的。

示范性线性MMSE检测

在众所周知的线性MMSE检测器(信道均衡器)中，G_MMSE可用以下形式来表示：

$G_{\mathrm{MMSE}}={(H^{H}H+{\sigma }_n^2{I}_{N_t})}^{-1}{H}^H---\left(7\right)$

其中为接收器处的噪声的方差，且为大小[N_t×N_t]的单位矩阵。在应用MMSE滤波后获得的信号可表达为：

$\underset{~}{y}=G_{\mathrm{MMSE}}y={(H^{H}H+{\sigma }_n^2{I}_{N_t})}^{-1}{H}^{H}y---\left(8\right)$

由等式(2)描述的线性系统模型说明于图5中。通过框510说明使用特定频率子信道经由多个空间子信道对信号x的发射，且通过加法器512表示接收器处的信道噪声的效应。如框520所说明，接着对所接收符号向量y应用MMSE滤波。

MMSE信道均衡的误差协方差矩阵等于：

$C_a=E\left\{(\underset{~}{y}-x){(\underset{~}{y}-x)}^H\right\}={\sigma }_n^2{(H^{H}H+{\sigma }_n^2{I}_{N_t})}^{-1}---\left(9\right)$

具有增广信道的系统模型(其也说明于图5中)可界定为：

$y=\stackrel{···}{H}x+\stackrel{···}{n},---\left(10\right)$

其中为增广信道矩阵(单元530)，为增广所接收信号向量，为添加到所接收向量的增广复合噪声向量(通过加法器532说明)，为[(N_r+N_t)×N_t]，为[(N_r+N_t)×1]，x为[N_t×1]，且为[(N_r+N_t)×1]。

可展示，增广信道的迫零(ZF)均衡器等效于原始信道H的MMSE均衡。增广信道的ZF均衡器可界定为：

${\stackrel{···}{G}}_{\mathrm{ZF}}={\left({\stackrel{···}{H}}^H\stackrel{···}{H}\right)}^{-1}{\stackrel{···}{H}}^H$

$={\left(\left(\begin{array}{cc}{H}^H& {\sigma }_n{I}_{N_t}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}H\\ {\sigma }_n{I}_{N_t}\end{array}\right)\right)}^{-1}\left(\begin{array}{cc}{H}^H& {\sigma }_n{I}_{N_t}\end{array}\right)---\left(11\right)$

$={(H^{H}H+{\sigma }_n^2{I}_{N_t})}^{-1}\left(\begin{array}{cc}{H}^H& {\sigma }_n{I}_{N_t}\end{array}\right)$

如果中的增广部分y_a由零替换(单元540)，即，

${\stackrel{···}{y}}_0=\left(\begin{array}{c}y\\ 0\end{array}\right)---\left(12\right)$

那么，在ZF均衡(单元550)后以下等式成立：

${\stackrel{···}{G}}_{\mathrm{ZF}}{\stackrel{···}{y}}_0=G_{\mathrm{MMSE}}y={(H^{H}H+{\sigma }_n^2{I}_{N_t})}^{-1}{H}^{H}y.---\left(13\right)$

在将等式(13)与等式(8)进行比较后，可得出结论，增广信道矩阵的ZF均衡等效于原始矩阵H的MMSE均衡。图5说明这两种方法的等效性，其中来自等式(8)与(13)的经滤波输出可为相同的。

用单式矩阵Q^H(从原始信道矩阵的QR分解获得的单式矩阵的厄米特(Hermitian)型式)对所接收信号的旋转导致与通过ZF均衡所产生的信号相同的信号。因此，图5所说明的算法等效性可得出以下事实，即可通过增广信道矩阵的QR分解来实施MMSE检测。

使用QR分解法的示范性无偏差MMSE检测

为说明基于QR分解的MMSE检测(QRMMSE检测)，可在不失去一般性的情况下描述具有两个发射天线的无线系统。执行对经由两个空间子信道(发射天线对)发射的两个空间数据流的QRMMSE检测的MIMO接收器的实例框图展示于图6中。

首先增广信道矩阵(单元610)，且接着置换其列，使得所得经置换矩阵的最后一列对应于当前经解码的空间子信道(空间数据流)。在所说明的实例中，应用图6中的置换单元620和650以分别用于对第一和第二空间数据流的解码。可通过单元630和660执行经置换信道矩阵的QR分解以分别用于对第一和第二空间数据流的解码。

增广信道矩阵的QR分解可表示为：

$\stackrel{···}{H}=\left(\begin{array}{c}H\\ {\sigma }_n{I}_{N_t}\end{array}\right)=\stackrel{···}{Q}R=\left(\begin{array}{c}{Q}_1\\ Q_2\end{array}\right)R=\left(\begin{array}{c}{Q}_{1}R\\ Q_{2}R\end{array}\right),---\left(14\right)$

其中矩阵由正交列向量组成，且为具有实数对角元素的上三角矩阵。从等式(14)得出：

${\sigma }_n{I}_{N_t}=Q_{2}R---\left(15\right)$

${\stackrel{···}{Q}}^H\stackrel{···}{H}=\left(\begin{array}{cc}{Q}_1^H& Q_2^H\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}H\\ {\sigma }_n{I}_{N_t}\end{array}\right)=Q_1^{H}H+{\sigma }_n{Q}_2^H=R---\left(16\right)$

$Q_1^{H}H=R-{\sigma }_n{Q}_2^H---\left(17\right)$

其中Q₁为[N_r×N_r]，且Q₂为[N_t×N_t]。

如由等式(13)所示，代替执行原始信道矩阵的MMSE均衡，可对增广信道矩阵应用迫零(ZF)操作。图6中的单元640和670执行所接收向量y的迫零滤波(旋转)，且结果分别为第一和第二空间数据流的有偏差经滤波输出。可由等式(12)观测到，旋转所接收符号向量y可仅需要单式矩阵Q的上半部(来自等式(14)的矩阵Q₁)。因此，具有由MMSE操作所引入的偏差的经滤波输出可表达为：

$y=Q_1^{H}y=Q_1^H(\mathrm{Hx}+n)=Q_1^H\mathrm{Hx}+Q_1^{H}n---\left(18\right)$

从等式(17)得出：

$\underset{~}{y}=(R-{\sigma }_n{Q}_2^H)x+Q_1^{H}n---\left(19\right)$

对于具有两个发射天线和两个接收天线的示范性MIMO-OFDM系统，可指定以下表达式：

$x=\left(\begin{array}{c}{x}_1\\ x_2\end{array}\right),$$Q_1=\left(\begin{array}{cc}{p}_1& q_1\\ p_2& q_2\end{array}\right),$$Q_2=\left(\begin{array}{cc}{p}_3& q_3\\ 0& q_4\end{array}\right),$$n=\left(\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right),$$R=\left(\begin{array}{cc}{r}_{11}& r_{12}\\ 0& r_{22}\end{array}\right).---\left(20\right)$

作为说明性实例，可考虑第二空间数据流x₂的解码。由于等式(15)的缘故，所以矩阵Q₂为上三角矩阵。因此，等式(19)可重新写成：

$\left(\begin{array}{c}{\underset{~}{y}}_1\\ {\underset{~}{y}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}(r_{11}-{\sigma }_n{p}_3^{*})x_1+r_{12}{x}_2+p_1^{*}{n}_1+p_2^{*}{n}_2\\ (r_{22}-{\sigma }_n{q}_4^{*})x_2-{\sigma }_n{q}_3^{*}{x}_1+q_1^{*}{n}_1+q_2^{*}{n}_2\end{array}\right)---\left(21\right)$

项表示从第一天线发射的信号(第一空间数据流)上的偏差，且项表示从第二天线发射的信号(第二空间数据流)上的偏差。

作为一实例，首先考虑从第二空间数据流移除偏差。在一个实施例中，可通过用偏差项来除第二有偏差数据流来移除偏差。然而，除法并非有效硬件实施方案的所要算术运算，此归因于除法器的长等待时间和大面积大小。并且，除法运算可产生防止准确计算噪声方差的非常复杂的噪声加上干扰项，计算经编码位的对数似然比(LLR)需要准确计算噪声方差。代替基于直接除法运算的常规偏差移除方法，在本发明中提出一种较简单的偏差移除技术。

如果将等式(21)的第二行与上三角矩阵R的最后一个对角元素r₂₂相乘(通过图6中分别用于解码第二和第一空间流的乘法器676和646说明)，那么可从以下等式获得第二空间流的无偏差经滤波输出：

${\tilde{y}}_2=(r_{22}^2-{\sigma }_n{r}_{22}{q}_4^{*})x_2+r_{22}(-{\sigma }_n{q}_3^{*}{x}_1+q_1^{*}{n}_1+q_2^{*}{n}_2)=h_{\mathrm{eff}}{x}_2+n_{\mathrm{eff}}---\left(22\right)$

由于从等式(15)可知r₂₂q₄＝σ_n(元素q₄为实数)，所以可从以下等式获得用于第二空间数据流的有效信道：

$h_{\mathrm{eff}}=r_{22}^2-{\sigma }_n{r}_{22}{q}_4^{*}=r_{22}^2-{\sigma }_n^2={\tilde{s}}_2---\left(23\right)$

通过对矩阵R的最后一个对角元素r₂₂应用平方乘法器672和减法单元674来在图6中说明对应于第二空间流的有效子信道的计算。可针对对应于第一空间数据流的有效信道的计算应用类似处理流，其以平方乘法器642和减法单元644来表示。

关于噪声方差，由于且发射信号x₂独立于与第一和第二空间子信道有关的噪声分量，所以对应于第二空间子信道的有效噪声的方差可计算为：

${\sigma }_{n_{\mathrm{eff}}}^2=r_{22}^2\left({\sigma }_n^2{q}_3^2\right)+r_{22}^2(q_1^2+q_2^2){\sigma }_n^2---\left(24\right)$

从等式(14)，可观测到因此，等式(24)变为：

${\sigma }_{n_{\mathrm{eff}}}^2=r_{22}^2{\sigma }_n^2(q_3^2+q_1^2+q_2^2)$

$=r_{22}^2{\sigma }_n^2(1-q_4^2)$

$={\sigma }_n^2(r_{22}^2-r_{22}^2{q}_4^2)---\left(25\right)$

$={\sigma }_n^2(r_{22}^2-{\sigma }_n^2)$

$={\sigma }_n^2{h}_{\mathrm{eff}}$

在移除偏差后，第二空间子信道的有效信号模型为：

${\tilde{y}}_2=h_{\mathrm{eff}}x+n_{\mathrm{eff}},$其中$h_{\mathrm{eff}}=r_{22}^2-{\sigma }_n^2$且${\sigma }_{n_{\mathrm{eff}}}^2={\sigma }_n^2{h}_{\mathrm{eff}}---\left(26\right)$

如通过图6中的单元680所说明，可利用和来计算对应于第二空间子信道的经编码位的对数似然比(LLR)。用于计算第二数据流的LLR的信号模型为：

${\tilde{y}}_2={\tilde{s}}_2{x}_2+\sqrt{{\tilde{s}}_2}{n}_2,---\left(27\right)$

其中且可以类似方式来执行对属于第一空间数据流的经编码位的LLR的计算，其还说明于图6中，其中信号和输入到LLR计算单元680中。

如果对信道估计和对所接收样本应用预白化，那么接收器处的有效噪声方差变成单式的且其不需要计算。用于计算对应于第二空间数据流的LLR的信号模型现在变成：

${\tilde{y}}_2={\tilde{s}}_2{x}_2+\sqrt{{\tilde{s}}_2}{n}_2,---\left(28\right)$

其中n₂～N(0，1)且可从图6观测到，由于对信道矩阵的适当置换的缘故，所以可将相同实施逻辑用于检测任何空间数据流。

可为具有N_t个发射天线(空间子信道)的系统归纳使用QRMMSE检测而解码空间数据流的过程，如通过图7中的流程图所展示。在712处，首先如等式(14)中增广[N_r×N_t]信道矩阵H且获得[(N_r+N_t)×N_t]信道矩阵。接着，在714处，可为每一空间数据流j＝1，2，...，N_t置换增广信道矩阵使得经置换矩阵的最右一列对应于第j个经解码流：

${\stackrel{···}{H}}_P=[{\stackrel{···}{h}}_{p\left(1\right)}{\stackrel{···}{h}}_{p\left(2\right)}...h_{p(N_t-1)}{\stackrel{···}{h}}_{p\left(N_t\right)=j}]---\left(29\right)$

在716处，可接着为每一空间数据流j＝1，2，...，N_t进行通过等式(29)界定的经置换和增广信道矩阵的QR分解，使得其后，对于每一空间数据流j＝1，2，...，N_t，可通过使所接收信号向量y与单式矩阵Q₁的对应的厄米特型式(矩阵)相乘来旋转所接收信号向量y，所述对应的厄米特型式为从经置换和增广矩阵的QR分解获得的单式矩阵的上半部。由于此旋转的缘故，在718处，可根据等式(18)针对每一空间数据流获得有偏差经滤波输出。

对于每一空间数据流j＝1，2，...，N_t，在720处，可将有偏差经滤波输出的最后一个元素与上三角矩阵R的最后一个对角元素相乘以获得第j个数据流的无偏差经滤波输出此后，对于每一空间数据流j＝1，2，...，N_t，在722处，可获得有效信道和有效噪声方差，为：

$h_{\mathrm{eff}}=r_{N_t{N}_t}^2-{\sigma }_n^2$和${\sigma }_{n_{\mathrm{eff}}}^2={\sigma }_n^2{h}_{\mathrm{eff}}.---\left(30\right)$

第j个空间数据流的无偏差经滤波输出因此可表示为：

${\tilde{y}}_j=h_{\mathrm{eff}}{x}_j+n_{\mathrm{eff}}---\left(31\right)$

第j个空间子信道的所得信号模型现在变成：

${\tilde{y}}_j=h_{\mathrm{eff}}{x}_j+\sqrt{h_{\mathrm{eff}}}{n}_j,$$n_j~N(0,{\sigma }_n^2),$j＝1，...，N_t       (32)

根据此信号模型，在724处，可通过使用h_eff和来计算每一空间数据流j＝1，2，...，N_t的经编码位的LLR。可将计算出的LLR传递到外信道解码器以估计所有N_t个空间数据流。

在检测准确性方面，无偏差QRMMSE算法等效于常规无偏差MMSE方法。图8展示有偏差和无偏差常规MMSE均衡相对于有偏差和无偏差QRMMSE均衡的位错误率(BER)性能的曲线图。对具有两个发射天线和两个接收天线的无线系统执行模拟，在发射器处应用16-QAM调制，使用速率1/2的卷积码，且假定信道D衰落模型。

图8中的曲线810表示有偏差常规MMSE检测的BER性能，曲线820表示有偏差QRMMSE检测的BER性能，曲线830表示无偏差常规MMSE检测的BER性能，且曲线840表示利用所提出的偏差移除技术的QRMMSE检测的BER性能。可观测到常规有偏差MMSE和有偏差QRMMSE检测算法的相同BER结果。如果基于本发明所提出的技术从QRMMSE经滤波输出移除偏差项，那么可实现实质BER性能改进(图8中的曲线840相对于曲线820)。

先进MIMO接收器可装备有用于多流检测的QR分解逻辑。当用户设备处于两个小区的边界上时(例如，在软越区移交过程期间)，多流检测可能不如在小区内时有效，此时，简单的MMSE操作执行得更好。在此种情况下，接收器可切换到MMSE检测以便改进错误率性能。通过应用所提出的偏差移除技术，可通过使用QR分解逻辑来有效地实施QRMMSE接收器。

如本文所呈现，所提出的无偏差QRMMSE均衡的一个特征为简单的偏差移除技术。此方法比基于除法运算的常规偏差移除算法简单，且可实现对错误率性能的实质改进。

示范性QRMMSE-VBLAST接收器

可将众所周知的垂直贝尔实验室分层空时(Vertical-Bell Laboratories-Layered-Space-Time，VBLAST)方法与QRMMSE检测组合(下文缩写为VBLAST-QRMMSE)。VBLAST算法的原理为首先解码多个空间数据流中最可靠的信号，通常为具有最高信噪比(SNR)的信号。接着，可从在QRMMSE后获得的所有有偏差空间信号减去(消去)经解码信号，且因此，可产生多址干扰减少的新信号。可为通信系统中的所有所利用的空间子信道重复解码和消去程序。

图9展示通过利用基于VBLAST的QRMMSE检测来估计N_t个空间数据流的过程。在910处，可对所有所利用的空间数据流j＝1，...，N_t应用先前所描述的无偏差QRMMSE检测。其后，在912处，可选择空间数据流j^*及其通过等式(29)界定的对应的经置换信道矩阵，使得此特定空间流提供所有N_t个空间流中最好的错误率性能。选定空间数据流j^*通常对应于具有最高SNR的空间子信道。对应于选定空间数据流j^*的经置换信道矩阵可用于进行进一步处理。在914处，可解码空间数据流且可从基于有偏差QRMMSE获得的所有有偏差空间数据流消去经定标的经解码分量。对于本发明的某些实施例来说，可在不丢失一般性的情况下假定j^*＝N_t。

为实现最好性能，应按从最可靠到最不可靠的空间流的次序来解码剩余的N_t-1个空间数据流。此需要重复来自912的选择程序，其包括搜索尚未解码的所有空间流中的最好置换矩阵。实际上，可使用在912处找到的矩阵，直到解码完所有数据流为止。此方法说明于图9中。由于已在912和914处对第N_t个数据流解码和减去，所以数据流索引j可开始于N_t-1。在918处，出于偏差移除的目的，可使对应于当前经解码的空间数据流j的有偏差信号乘以上三角矩阵R的第j个对角元素r_jj。可作为912处选定的经置换信道矩阵的QR分解的结果来获得上三角矩阵R。在偏差移除后，正如在914处解码和消去第N_t个数据流，可解码第j_个空间数据流且接着从所有剩余有偏差空间数据流减去(消去)第j_个空间数据流。可重复此解码过程N_t-1次，N_t-1次对应于待解码的剩余空间数据流的数目(可重复图9中的步骤918到924N_t-1次)。

作为说明性实例，QRMMSE-VBLAST检测算法可用于具有两个发射天线(对两个空间数据流的解码)的MIMO-OFDM系统。用于检测两个空间数据流的此QRMMSE-VBLAST接收器的实例框图展示于图10中。

QRMMSE操作可由单元1010应用以产生两个空间子信道的有偏差信号。对于此示范性情况，可假定第二空间数据流更可靠，且因此可首先对其解码。

可通过使有偏差经滤波输出与上三角矩阵R的最后一个对角元素r₂₂相乘来在单元1012中获得第二数据流的无偏差经滤波输出上三角矩阵R在来自等式(14)的增广信道矩阵的QR分解后产生。可通过使用无偏差经滤波输出对应于第二空间流的有效信道和对应于第二空间子信道的有效噪声方差来获得对应于第二空间数据流的经编码位的LLR。所述LLR接着由信道解码器1020使用以获得所估计第二空间数据流

如果在乘法器1018中通过元素r₁₂(其为对应于矩阵R的第一行和第二列的元素)对所估计信号定标，那么可从等式(21)的第一行中的有偏差信号消去所估计第二空间数据流接着从等式(21)的第一行减去经定标的所估计信号(加法/减法单元1014)。剩余信号表示第一空间数据流的有偏差估计，且其等于：

$(r_{11}-{\sigma }_n{p}_3^{*})x_1+p_1^{*}{n}_1+p_2^{*}{n}_2.---\left(35\right)$

如果使等式(35)与矩阵R的第一个对角元素r₁₁相乘(单元1016)，那么以下等式成立：

$(r_{11}^2-{\sigma }_n{r}_{11}{p}_3^{*})x_1+r_{11}(p_1^{*}{n}_1+p_2^{*}{n}_2)=h_{\mathrm{eff}}{x}_1+n_{\mathrm{eff}}---\left(36\right)$

从等式(15)可知，r₁₁p₃＝σ_n成立。接着，可获得对应于第一空间流的有效信道，为：

$h_{\mathrm{eff}}=r_{11}^2-{\sigma }_n{r}_{11}{p}_3^{*}=r_{11}^2-{\sigma }_n^2.---\left(37\right)$

关于对应于第一空间子信道的有效噪声的方差，由于从等式(14)可知所以可导出以下等式：

${\sigma }_{n_{\mathrm{ef}}}^2=r_{11}^2{\sigma }_n^2(p_1^2+p_2^2)=r_{11}^2{\sigma }_n^2(1-p_3^2)$

$={\sigma }_n^2(r_{11}^2-r_{11}^2{p}_3^2)={\sigma }_n^2(r_{11}^2-{\sigma }_n^2)---\left(38\right)$

$={\sigma }_n^2{h}_{\mathrm{eff}}.$

因此，第一空间数据流的无偏差经滤波输出可表示为：

${\tilde{y}}_1=h_{\mathrm{eff}}{x}_1+n_{\mathrm{eff}}.---\left(39\right)$

通过使用h_eff和n_eff，可计算经由第一空间子信道发射(从第一天线发射)的经编码位的LLR，且接着通过解码器单元1030来获得经解码的第一空间数据流

通过应用无偏差QRMMSE-VBLAST方法，与无偏差QRMMSE检测相比，多址干扰可得到进一步减少。另一方面，可归因于算法的循序性质而引入额外处理等待时间。

可通过对应于图中所说明的手段加功能框的各种硬件和/或软件组件和/或模块来执行上述方法的各种操作。大体上，在图中存在具有对应的对等手段加功能图的所说明的方法的情况下，操作框对应于具有类似编号的手段加功能框。举例来说，图7所说明的框712-724对应于图7A所说明的手段加功能框712A-724A。类似地，图9所说明的框912-922对应于图9A所说明的手段加功能框912A-922A。

可用以下各者来实施或执行结合本发明而描述的各种说明性逻辑块、模块和电路：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列信号(FPGA)或其它可编程逻辑装置(PLD)、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件，或其经设计以执行本文中所描述的功能的任何组合。通用处理器可为微处理器，但在替代实施例中，处理器可为任何市售处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器还可实施为计算装置的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器的组合、一个或一个以上微处理器连同DSP核心，或任何其它此类配置。

结合本发明描述的方法或算法的步骤可直接以硬件、由处理器执行的软件模块或所述两者的组合来体现。软件模块可驻存于此项技术中已知的任何形式的存储媒体中。可使用的存储媒体的一些实例包括随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、快闪存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可装卸盘、CD-ROM等等。软件模块可包含单一指令或许多指令，且可分布于若干不同码段上、不同程序间和跨越多个存储媒体。可将存储媒体耦合到处理器，使得处理器可从存储媒体读取信息和将信息写入到存储媒体。在替代实施例中，存储媒体可与处理器成一体式。

本文中所揭示的方法包含用于实现所描述方法的一个或一个以上步骤或动作。所述方法步骤和/或动作可在不背离权利要求书的范围的情况下彼此互换。换句话说，除非指定步骤或动作的特定次序，否则可在不背离权利要求书的范围的情况下修改特定步骤和/或动作的次序和/或使用。

所描述的功能可实施于硬件、软件、固件或其任何组合中。如果以软件来实施，那么可将功能作为一个或一个以上指令而存储于计算机可读媒体上。存储媒体可为可由计算机存取的任何可用媒体。借助实例而非限制，此类计算机可读媒体可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储装置、磁盘存储装置或其它磁性存储装置，或可用于携载或存储呈指令或数据结构的形式的所要的程序代码且可由计算机存取的任何其它媒体。如本文中所使用，磁盘(Disk)和光盘(disc)包括紧密光盘(CD)、激光光盘、光学光盘、数字通用光盘(DVD)、软性磁盘和Blu-ray光盘，其中磁盘通常以磁性方式再现数据，而光盘用激光以光学方式再现数据。

也可经由发射媒体来发射软件或指令。举例来说，如果使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)或例如红外线、无线电和微波等无线技术而从网站、服务器或其它远程源发射软件，那么同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL或例如红外线、无线电和微波等无线技术包括于发射媒体的定义中。

另外，应了解，用于执行本文中所描述的方法和技术的模块和/或其它适当装置可在适用时由用户终端和/或基站下载和/或以其它方式获得。举例来说，此装置可耦合到服务器以促进传送用于执行本文中所描述的方法的装置。或者，可经由存储装置(例如，RAM、ROM、例如紧密光盘(CD)或软性磁盘等物理存储媒体等)提供本文中所描述的各种方法，以使得用户终端和/或基站可在将存储装置耦合或提供到所述装置后即刻获得各种方法。此外，可利用用于将本文中所描述的方法和技术提供到装置的任何其它合适的技术。

应理解，权利要求书不限于上文所说明的精确配置和组件。可在不背离权利要求书的范围的情况下在上文所描述的方法和设备的布置、操作和细节方面作出各种修改、改变和变化。