升压转换器和用于驱动在升压转换器上的电负载的方法

摘要

本发明涉及一种升压转换器，其具有：输入端，该输入端具有第一输入端子(E1)和第二输入端子(E2)，用于施加输入电压(U

说明书

技术领域

本发明涉及一种升压转换器，其具有：输入端，其具有第一输入端子和第二输入端子，用于施加输入电压；输出端，其具有第一输出端子和第二输出端子，用于提供输出电压；升压电感线圈；升压二极管，其中升压电感线圈和升压二极管串联地耦合在第一输入端子和第一输出端子之间；升压开关，其耦合在一方面为升压电感线圈和升压二极管的连接点与另一方面为第二输入端子之间；升压电容器，其耦合在第一输出端子和第二输出端子之间；控制装置，其设计为在其输出端上提供用于激励升压开关的激励信号，其中控制装置包括在其上耦合有与输出电压相关的信号的第一输入端，其中控制装置包括调节放大器，该调节放大器具有传递函数(Uebertragungsfunktion)，在传递函数在输出电压的期望值的范围中具有非线性。此外，本发明涉及一种用于驱动在这种升压转换器上的电负载的方法。

背景技术

这类升压转换器在EP 0256231B1中公开。这种升压转换器用作功率因数校正(PFC＝Power Factor Correction)的低廉的控制电路。在那里所使用的调节放大器包括具有内部参考电压的分路调节器，为此参见所述的出版物的图2的部件D6。该部件D6例如可以通过STM公司的部件TL 431来实现。一方面，这种部件昂贵，另一方面静态电流消耗相对高。此外，所提及的电路虽然包含对输出端上的过压的保护，然而该保护在几十毫秒的延迟之后才起作用，因为主调节时间常数必须借助C13相应地构建，以保证近似正弦状的电源电流消耗。这对于许多敏感部件而言过长。

最后，用于过压保护的反应阈限不够精确，因为施密特触发器反相器的切换阈限、更确切而言是施密特触发器反相器STb的切换阈限直接用于此。

发明内容

因此，本发明的任务在于，将这类升压转换器或者这类方法改进为使得避免了现有技术的上述缺点。

该任务通过具有权利要求1的特征的升压转换器以及通过具有权利要求8的特征的方法来解决。

本发明基于如下认识：当将电流反射镜用作调节放大器的基本结构时，上述任务得以解决。于是，调节放大器的所需要的功能可以通过电流反射镜的合适的布线来产生。这在于提供传递函数，其在输出电压的期望值的范围中具有非线性。当输出电压超过预给定的阈值时，通过该非线性可以将首先在预给定的接通持续时间中工作的升压开关较早地关断。由此，可以将输出电压保持在预给定的值上。

由此，调节升压转换器的接通持续时间，其必须在电源半波上近似恒定，用于实现功率因数校正。电流反射镜(尤其在双极实现形式的情况下)可以相对低廉地获得并且从几十微安起就已经可靠地工作。

控制装置优选地包括第一反相器、第二反相器和第三反相器，其中第一反相器的输入端与升压电感线圈和升压二极管的连接点耦合，其中第二反相器的输入端一方面与第一反相器的输出端耦合并且另一方面与调节放大器的输出端耦合，其中第三反相器的输入端与第二反相器的输出端耦合，其中第三反相器的输出端与控制装置的输出端耦合。该结构基本上在所提及的EP 0256231A2中公开，然而其在本发明的范围中(见下文)能够实现不同的有利改进方案。

优选地，电流反射镜包括输入晶体管和输出晶体管，其中在输出晶体管的参考电极和参考电势之间耦合有辅助晶体管，其中辅助晶体管的控制电极与分压器的抽头耦合，分压器耦合在第一输出端子和第二输出端子之间并且包括至少一个第一欧姆电阻器和第一齐纳二极管。通过该第一齐纳二极管在输出电压的期望值的范围中产生所希望的非线性。

可替选地或者附加地，电流反射镜可以具有与第一输出端子耦合的输入端，其中在第一输出端子和电流反射镜的输入端之间耦合有非线性元件(尤其为齐纳二极管)和至少一个欧姆电阻器的串联电路。在该变型方案中，非线性元件、在此尤其为齐纳二极管与以前提及的实施形式不同的方式和方法与电流反射镜连接。在首先提及的实施形式中齐纳二极管可以实施为按标准在1％以下的容差中获得的低电压二极管，而对于其次所提及的实施形式，需要高电压齐纳二极管，其必须可以在实践中承受直至400V的电压。此外，首先提及的实施形式与其次提及的实施形式相比特征在于较小的损耗。

此外，与所选择的实施形式无关地优选的是：控制装置包括另外的第一反相器，其输入端与分压器的抽头耦合，分压器包括齐纳二极管和至少一个欧姆电阻器，并且耦合在第一输出端子和第二输出端子之间，其中在另外的第一反相器的输出端和参考电势之间耦合有另外的齐纳二极管和欧姆电阻器的串联电路，其中另外的齐纳二极管和欧姆电阻器的连接点与控制装置的输出端耦合。在此，也可以将结合第一实施形式和第二实施形式所提及的分别包括齐纳二极管的分压器用作分压器。通过所提及的改进方案可能的是，实现所谓的“欠压切断”。由此保证了：升压转换器在过低电压的情况下保持关断。

在此优选的是，控制装置包括另外的第二反相器，其中另外的齐纳二极管和欧姆电阻器的连接点与另外的第二反相器的输入端耦合，其中另外的第二反相器的输出端与第三反相器的输入端耦合。以此方式可以特别简单地将基本上通过另外的齐纳二极管和欧姆电阻器记录的欠压情况用于关断升压转换器。

优选地，第一反相器的输入端通过第一二极管与辅助电压耦合并且通过第二二极管耦合到参考电势上，并且第二反相器的输入端通过第三二极管与辅助电压耦合并且通过第四二极管与参考电势耦合。由此，第一反相器的输入端和第二反相器的输入端取决于其可以使用到所输送的信号上，一方面用于确定升压电感器(反相器1)的去磁状态，以及用于输送调节放大器的输出信号(反相器2)。

另外的有利实施形式从从属权利要求中得出。

参考根据本发明的升压转换器示出的优选实施形式及其优点相应地适用于(只要可应用)根据本发明的方法。

附图说明

在下文中参考附图进一步描述了根据本发明的升压转换器的两个实施例。其中：

图1以示意图示出了根据本发明的升压转换器的第一实施例；以及

图2以示意图示出了根据本发明的升压转换器的第二实施例。

具体实施方式

在下文中，在描述不同的实施例时针对相同或相似的部件使用了相同的附图标记。因此，其仅被介绍一次。

图1以示意图示出了根据本发明的升压转换器的第一实施例。该升压转换器具有输入端，其具有用于施加输入电压U_E的第一输入端子E1和第二输入端子E2，其中输入电压U_E尤其可以是经整流的电源交流电压。为了以交流电流方式闭合升压电感线圈L1的充电回路和放电回路而设置有电容器C15。在升压转换器的输出端上，即在第一输出端子A1和第二输出端子A2之间提供有输出电压U_A。在输入端子E1和第一输出端子A1之间设置有升压电感线圈L1以及升压二极管D13的串联电路。场效应晶体管T11设置作为升压开关，其耦合在一方面为升压电感线圈L1和升压二极管D13的连接点与另一方面为第二输出端子A2之间。与输出端A1、A2并联地设置有电容器C17，其用于使输出电压U_A稳定。在此，升压开关T11与双极晶体管T12和欧姆电阻器R31的组合相连接，该组合负责使升压开关T11加速关断。

在充电阶段期间，电流在回路C15、L1、T11中流动，而在放电阶段期间，电流在回路C15、L1、D13、C17中流动。

为了激励升压开关T11而设置有控制装置10，在其输入端E_H上提供有辅助电压U_H。控制装置10通过另一输入端E_Z经电容器C16和欧姆电阻器R30的串联电路与在升压电感线圈L1和升压二极管D13之间的连接点耦合。以该方式可能的是：确定并且在控制升压开关T11时考虑升压电感线圈L1的去磁化状态(临界导通或者转变模式)。与输出电压U_A相关的信号通过欧姆电阻器R32经输入端E_A耦合输入到控制装置10中。控制装置10在其输出端A_S上提供用于升压开关T11的控制信号。

控制装置10主要包括级联的三个反相器IC1-A、IC1-B和IC1-C以及调节放大器12。反相器级联的基本工作原理已经在已提及的EP 0256231B1中公开。

起动电路通过如下方式实现，其中反相器IC1-A的在其上虚线绘制的寄生电容器C_P起作用的输入端与双二极管D14的中点耦合，其中上部的二极管的负极与辅助电压U_H耦合并且下部的二极管的正极与参考电势耦合。在反相器IC1-A的输入端与其输出端之间耦合有欧姆电阻器R33。

自由振荡的RC振荡器通过寄生电容器C_P和欧姆电阻器R33形成。在反相器IC1-A的输出端上的电压U_IC1-A相对于辅助电压U_H或高或低。如果U_IC1-A为高，则寄生电容器C_P通过欧姆电阻器R33充电。反之，在U_IC1-A为低时，寄生电容器C_P通过欧姆电阻器R33放电。在反相器IC1-A的输出端上存在的交变信号通过第二反相器IC1-B和第三反相器IC1-C耦合到升压开关T11的输入端上并且由此接通和关断升压开关。

开关T11的最大接通持续时间通过电容器C18和欧姆电阻器R37来确定，并且近似于施密特触发器反相器的下切换阈限(“负向输入电压切换电平”)和(U_H-1V)的差。电容器C18串联地耦合在第一反相器IC1-A的输出端和第二反相器IC1-B的输入端之间，而欧姆电阻器R37耦合在第二反相器IC1-B的输入端和参考电势之间。与第一反相器IC1-A一样，第二反相器IC1-B的输入端在使用双二极管D15的情况下与辅助电压电势U_H耦合。在此，电容器C18可以通过二极管D15朝着辅助电压源U_H放电。如果电压U_IC1-A为低，则电容器C18通过欧姆电阻器R37放电至参考电势。如果电压U_IC1-A相应地变为高，则电压U_R37相应地变为高。此后，在第二反相器IC1-B的输出端上的电压U_IC1-B变为低。接着，在第三反相器IC1-C的输出端上的电压U_IC1-C变为高并且接通升压开关T11。

在点N上的电压通过电容器C16和欧姆电阻器R30来感测。当升压电感线圈L1去磁化，则该电压降落到输入电压U_E的瞬时峰值上(例如从400V至325V)。由此产生通过电容器C16的负电流，其使寄生电容器C_P放电。由此，在寄生电容器C_P上的电压U_Cp变为负并且被二极管D14箝位在大约负1V上。由此，第一反相器IC1-A的输出电压U_IC1-A变为高并且通过已经提及的级联将升压开关T11接通。由此，升压电感线圈L1重新充电。

在最大接通持续时间结束之后，在第二反相器IC1-B的输入端上的U_R37下降至下切换电平(“负向输入电压切换电平”)，由此第二反相器IC1-B切换并且由此(通过第三反相器IC1-C)关断升压开关T11。

对于调节放大器12：调节放大器12通过其输入端E_A获得关于输出电压U_A的大小的信息。调节放大器12的输出端A_R与第二反相器IC1-B的输入端耦合。此后，欧姆电阻器R37与可变阻抗并联。由此与仅仅通过欧姆电阻器R37相比，电容器C18可以更快地充电。这能够实现将开关T11的接通持续时间构建得比通过电容器C18和欧姆电阻器R37确定的最大接通持续时间更短。

调节放大器12包括具有输入晶体管T13和输出晶体管T14的电流反射镜。电流反射镜的输入端通过欧姆电阻器R32和欧姆电阻器R35的串联电路与第一输出端子A1耦合。在输出晶体管T14的参考电极和参考电势之间耦合有晶体管T15，其中晶体管T15的控制电极与分压器的抽头耦合，分压器耦合在第一输出端子A1和第二输出端子A2之间，并且除了所提及的欧姆电阻器R32之外包括齐纳二极管D18、欧姆电阻器R40、R41以及电容器C21。在此，齐纳二极管D18用于设置参考电压。在通过齐纳二极管D18所确定的输出电压U_A的值以下，晶体管T15相应地截止。引入到电流反射镜中的电流通过与输出晶体管的参考电极耦合的欧姆电阻器R39和电容器C20流向参考电势。电阻器R41和电容器C21设计为使得其时间常数大于电源周期。由此保证了：升压开关T11的接通时间并未置于电源周期内。如果输出电压U_A达到预给定的值，则晶体管T15切换为导通并且由此引起阻抗与欧姆电阻器R37的并联。以此方式，升压开关T11的接通持续时间T_接通相对于最大接通持续时间缩短。

其输入端与齐纳二极管D18和欧姆电阻器R40之间的连接点耦合的另外的反相器IC1-D防止了：输出电压U_A在起振时或者在电源电压过高时或者在甩负荷(Lastabwurf)时超过可预给定的值。在反相器IC1-D的输入端上的电压U_R41选择为使得在输出电压U_A的可预给定的最大值的情况下达到反相器IC1-D的上切换阈限。如果达到其，则在反相器IC1-D的输入端上的电压U_IC1-D相应地为低。由此，耦合在反相器IC1-D的输出端和反相器IC1-C的输入端之间的另外的反相器IC1-E的电压U_IC1-E变为高。相应地，反相器IC1-C的输出端通过二极管D17和欧姆电阻器R38变为低，由此升压开关T11关断并且输出电压U_A通过升压转换器本身不会再升高。

在此，欠压切断通过耦合在反相器IC1-D的输出端和反相器IC1-E的输入端之间的齐纳二极管D38和欧姆电阻器R34来实现。如果电压U_H例如在根据本发明的升压转换器的起动中或者也在关断时尚在可预给定的阈值以下，则升压开关T11不能被可靠地激励，因为为此需要确定的电压幅度。

在此，只要电压U_H在可预给定的阈值以下，则保证了升压开关T11关断：即辅助电压U_H负责由反相器提供的高电平。为此，该电压与每个反相器耦合，然而这在图1中出于清楚性的原因未绘制。如果反相器IC1-D的输出端相应地变为高、但是其实际由于降低的辅助电压U_H而在较低一些的电平上，则通过齐纳二极管D38和欧姆电阻器R34保证：在反相器IC1-E的输入端上的电平可靠地为低。为此，辅助电压U_H和在齐纳二极管D38上降落的电压U_D38之差必须小于反相器IC1-E的下切换阈限。由此，在反相器IC1-E的输出端上的电压U_IC1-E变为高，在反相器IC1-C的输出端上的电压U_IC1-C为低并且由此将升压开关T11关断。

图2示出了根据本发明的升压转换器的第二实施例。在下文中仅就与图1中所示的第一实施例的不同之处予以介绍。在图2的实施例中，齐纳二极管D18不再设置在与电流反射镜的输入端并联的侧支路中，而是与电流反射镜的输入端串联。在此，也通过齐纳二极管D18将非线性引入调节中，该调节负责：当输出电压U_A超过可预给定的值时，升压开关T11关断。然而，在图2的实施形式中需要高电压齐纳二极管。与根据图1的实施形式相比，该实施形式由于较高的电压而以较高损耗工作。在其中电流反射镜的右支路始终接通的图1的实施例中，齐纳二极管D18反而仅仅被小电流流过。此外，电压的大部分已经通过图1的欧姆电阻器R32吸收，使得齐纳二极管D18可以实施为低电压二极管。

为了提高开关可靠性的目的，两个实施例可以通过用于测量在升压开关T11中的电流的测量装置来补充。于是，控制电路的输出信号可以在超过预给定的边界值的情况下在预给定的时间中或者在预给定的数目的周期中切换到低。由于在正常情况中不需要保护功能并且仅仅在故障情况中尤其应该保护升压开关T11，为此相对不精确的测量就足够了。在此建议的是，在升压开关T11的接通时间本身期间利用升压开关T11的通道电阻器R_SDONT11。