高频波导及使用该高频波导的移相器、辐射器和使用该移相器及辐射器的电子设备、天线装置及具备该天线装置的电子设备

摘要

本发明涉及高频波导及使用该高频波导的移相器、辐射器和使用该移相器及辐射器的电子设备、天线装置及具备该天线装置的电子设备，本高频波导由在高频信号的工作频率的自由空间波长设为λ0时按不足λ0/2的间隔对置配置的第一·第二导体(22，23)形成。在这些第一·第二导体(22，23)间的波导形成部分，设置有从第一·第二导体(22，23)的一方朝另一方突出、且沿波导形成部分延长形成的隆起(25)。在隆起(25)的外方且在所述波导形成部分的外侧的第一·第二导体(22，23)的至少一方，将高度为λ0/4的柱状突起(24)按不足λ0/2的间隔配置多个。

说明书

技术领域

本发明涉及高频波导及使用该高频波导的移相器、辐射器和使用该移相器及辐射器的电子设备、天线装置及具备该天线装置的电子设备。

背景技术

作为高频能量传输线路所使用的高频波导，是通过使第一·第二波导构成体组合所构成的。

具体而言，将分别设置有槽的第一·第二波导构成体在其槽的开口相一致的状态下进行一体化，由此而构成高频波导。另外，与此类似的先行文献有专利文献1(日本特开2004-48486号公报)。

先行技术文献

专利文献1：日本特开2004-48486号公报

专利文献2：日本特开2002-223113号公报

上述现有例中的课题在于，从高频波导泄漏了高频能量。即，上述第一·第二波导构成体中，将其槽的外周所设置的凸缘经由螺旋夹或焊接进行一体化，此时，若因作业失误等而形成间隙，则就从该部分泄漏了高频能量。

所以，本发明的目的在于，抑制来自高频波导的高频能量泄漏。

为实现上述目的，本发明采用在具备第一·第二导体和柱状突起的所谓对开式铁芯结构中具有隆起(Ridge)的结构。第一·第二导体在高频信号的工作频率的自由空间波长设为λ₀时按不足λ₀/2的间隔彼此对置配置。隆起(Ridge)在形成于第一·第二导体间的波导形成部分从第一·第二导体一方朝另一方突出、且沿着波导形成部分延长形成。柱状突起在隆起的外方且在波导形成部分外侧的第一·第二导体的至少一方以高度为λ₀/4且不足λ₀/2的间隔配置多个。

即，本发明中，在第一·第二导体间的波导形成部分，设置有从第一·第二导体一方朝另一方突出、且沿着波导形成部分延长形成的隆起(Ridge)。由此，在该隆起和其对置的导体间电场集中，在与该电场正交的方向即隆起的长度方向使高频能量行进。其结果是，首先，由于该点就难以在波导形成部分外发生高频能量的泄漏。

另外，本发明中，在该隆起的外方且在波导形成部分的外侧的第一·第二至少一方，将高度为λ₀/4的柱状突起按不足λ₀/2的间隔配置多个。由此，由于在该隆起外方的波导形成部分以上述的方式设置有多个柱状突起，因而，即使在发生高频能量向隆起外方行进的情况下，也可阻止高频能量向波导形成部分外行进。其结果是，可有效抑制发生高频能量的泄漏。

另外，近年来将避免冲撞、控制车间距离等所使用的雷达装置安装到汽车。这样的雷达装置为了在汽车沿曲线行驶时也可进行测定，而要求左右15度(合计30度)左右的检测角。

作为用于得到该检测角的一种方法，采用在收发两用体之前经由波导体配置天线体、且使天线体相对于波导体左右可动的构成。

作为与此类似的专利文献，有专利文献2(日本特开2002-223113号公报)。

另外，上述现有例中的课题在于造成天线装置的大型化。即，在天线装置中为了得到上述左右15度左右大的检测角，而使上述天线体非常庞大，而且，包含将这样大的天线体左右驱动的构成的天线装置，若竟包含至其可动空间，其结果是造成大型化。

近年来的汽车例如出于节能措施等而正在谋求小型化。在这样的潮流中，即使是用于安全措施的天线装置，也不希望装置变大，即，也要求天线装置本身的小型化。

发明内容

所以，本发明的目的在于，实现天线装置的小型化，同时，实现构成简单化。

为实现上述目的，本发明具备：天线体、固定波导、可动波导体、发送接收体。天线体具有第一·第二辐射元件群，且该第一·第二辐射元件群具有按规定间隔配置的且含有多个辐射元件的辐射元件列。可动波导体在与固定波导之间形成有波导体，且相对于固定波导体可相对移动。发送接收体是在天线体的后方经由波导体所设置的。设于可动波导体的多个波导具有：第一波导、第二波导、第三波导。第一波导由与第一辐射元件群对应的多个波导构成。第二波导由与第二辐射元件群对应的多个波导构成。第三波导使在第一·第二辐射元件群中的彼此邻接的第一辐射元件群的辐射元件列和第二辐射元件群的辐射元件列之间的相位差、与第一·第二辐射元件群所包含的彼此邻接的其它辐射元件列间的相位差相同的值相一致。

即，在本发明中，通过将天线体设为固定式，将其后方所配置的波导体设为可动式，可得到宽的检测角。因此，与现有技术那样使天线体本身在装置内可动相比，可实现大幅度的小型化。

另外，在本发明中，利用所述的第一·第二·第三波导的构成，可与邻接的收发开口的距离同程度地缩短第一·第二辐射元件群之间的距離。因此，可使第一·第二辐射元件群之间距離变长所伴随增加的电波向不用方向的逸散得以防止。

附图说明

图1是使用本发明的一实施方式的汽车的立体图；

图2是本发明的一实施方式的天线装置的立体图；

图3是本发明的一实施方式的天线装置的分解立体图；

图4是本发明的一实施方式的基本波导的剖面图；

图5是本发明的一实施方式的基本波导的立体图；

图6是本发明的一实施方式的具有贯通孔的波导立体图；

图7是本发明的一实施方式的移相器的立体图；

图8是本发明的一实施方式的层叠型可变移相器的剖面图；

图9是本发明的一实施方式的层叠型固定移相器的剖面图；

图10是从后方看到的第六板体的立体图；

图11是从后方看到的第五板体的立体图；

图12是从前方看到的第五板体的立体图；

图13是从后方看到的第四板体的立体图；

图14是从前方看到的第四板体的立体图；

图15是从后方看到的第三板体的立体图；

图16是从前方看到的第三板体的立体图；

图17是从后方看到的第二板体的立体图；

图18是从前方看到的第二板体的立体图；

图19是从前方看到的第一板体的立体图；

图20是第四板体的分解立体图；

图21是本发明的一实施方式的定向可变天线的移相器配置图；

图22是本发明的一实施方式的定向可变天线的相位关系图；

图23是隆起高度可周期性变化的高频波导的立体图；

图24是隆起高度可周期性变化的高频波导的波长特性图；

图25使用隆起高度可周期性变化的高频波导的辐射器的立体图；

图26是在辐射元件间的距離改变的情况下的指向特性图；

图27是本发明的一实施方式的定向可变天线的移相器配置图；

图28(a)、(b)是表示使本发明的另一实施方式的隆起的长度方向中的尺寸(高度、宽度)发生变化的构成的板体的侧平面图和平面图。

具体实施方式

下面，关于本发明的一实施方式通过例如作为电子设备使用汽车来进行说明。

(第一实施方式)

图1中，1为汽车主体，在该汽车主体1的下方设置有4个轮胎2。

这些轮胎2由收纳于汽车主体1的机罩3下方的发动机(未图示)旋转驱动。

另外，在车厢4内设置有用于对轮胎2进行运转操作的方向盘(未图示)。另外，在汽车主体1前面侧的减振器5的上方设置有如图2所示的天线装置6。

就该天线装置6而言，会在以后详细说明，但如这些图1、图2所示，在汽车主体1前面侧，相对于前方(例如150米)的范围，在从中心沿水平方向左右(例如15度(合计30度))的范围，将76.5GHz的电波按其角度依次进行扫描的同时进行发射。另外，天线装置6通过接收来自其照射的角度中的前方150米以内的反射波，对在前方150米范围内的对象物(先行的其它汽车或者落下物等障碍物)等进行检测，且在汽车主体1的各种控制中应用。

在该各种控制中，例如有通过测定与先行的其它汽车的距离来控制本车的速度、且保持与先行的汽车的距離这样的控制等。或者，有对前方的落下物的有无进行检测且在车厢4内发出警报的控制等。

另外，如该图2所示的天线装置6，具体而言由如图3所示的各种构成部件构成。在此，如图3所示的方位显示与如图1及图2所示的方位显示相对应。

即，图3中，7为天线体，在该天线体7的后方经由波导体8配置有发送接收体9。另外，在天线体7的前方配置有盖(电波透射性的盖)10，在发送接收体9的后方配置有壳体11。

另外，如图3所示，天线体7由板体12及板体13这两个板状部件构成。另外，波导体8由板体13、板体14、板体15、板体16和板体17这五个板状部件构成。另外，发送接收体9由基板基体18、控制部19和RF电路部20构成。

另外，板体13被包含于天线体7和波导体8双方，是因为板体13的前方侧用作天线体7、且后方侧用作波导体8的缘故。

另外，图3中未图示，但是，在板体12、13、14、15、16、17上设置有后述的柱状突起及隆起、层间连接用贯通孔(参照图10～图19)。

另外，图3中未图示，但是，在组装后的状态下，天线体7的板体12、13间乃至波导体8的板体14、15、16、17间被保持在按一定的间隔分开的状态。特别是波导体8的板体15具有圆盘状的形状、且按照以圆盘的中心为轴在板体14和板体16隔开一定的间隔下转动的方式构成。由此，仅使圆盘状的板体15进行旋转驱动，就可以确保左右方向的所期望的检测角。而且，由于不需要如现有的那样使天线体可动，因而可使构成简化。

而且，在天线体7和波导体8的内部，在上述的各板体12～17间按一定的间隔分开的状态下，也没有由发送接收体9供给的高频能量扩散到周围，而可以构成用于对天线屏板12进行相位控制并进行分配的高频波导和移相器。

在此，对本实施方式中使用的高频波导和移相器的结构进行说明，首先，说明其基本工作原理。

图4是用于说明高频波导和移相器的基础即基本工作原理的剖面图，图5是其立体图。

如图4及图5所示，本实施方式的高频波导由在高频信号的工作频率的自由空间波长设为λ₀时按不足λ₀/2的间隔平行地配置的2个导体即下侧导体(第一导体、第二导体)22和上侧导体(第二导体、第一导体)23形成。另外，高频波导具有：在一导体的下侧导体22的表面将高度为大致λ₀/4的柱状突起(防电磁波泄漏用突起)24按彼此的间隙为不足λ₀/2的间隔二维地配置的、所谓的对开式铁芯结构。另外，在该对开式铁芯结构的内部设置有沿着高频能量传输线路连续地形成的隆起25。

即，在下侧导体22和上侧导体23之间的波导形成部分设置有上述隆起25。而且，在该隆起25的外方即波导形成部分的外方设置有多个上述柱状突起24。

在此，关于图4及图5的结构具有的高频能量的传输特性进行说明。

首先，众所周知，按不足λ₀/2的间隔平行配置的两个导体22、23作为仅只具有垂直于导体的电场的基本模传输的平行平板波导进行工作。另一方面，柱状突起24的间隙与经由下侧导体22使前端短路的传输线路等效，因此，如图4所示的高度大致为λ₀/4的柱状突起24的前端得以连接的面26上即柱状突起24的间隙的区域，与在该面的垂直方向上不存在电场的磁壁等效。即，图4及图5的结构本来是可使垂直于两个导体22、23的电场的高频能量(电波)传输的平行平板波导。但是，由于在隆起25外方的波导形成部分外存在将高度大致为λ₀/4的柱状突起24进行了二维配置的对开式铁芯结构，因而具有不能传输高频能量的特性。

另外，关于柱状突起24的间隙设为不足λ₀/2，是因为防止在柱状突起24的间隙产生高次的传输模、且可靠地实现不能传输高频能量的特性之缘故。

在此，如图4及图5所示，当在对开式铁芯结构的内部设置有连续的隆起25时，由于隆起25的表面为电壁，因而以与平行平板波导相同的方式，可作为垂直于隆起25的表面的方向的电场沿着隆起25连续的路径而存在。即，沿着隆起25形成有高频能量的传输线路。

即，如图4、图5所示的结构不会使高频能量扩散到周围，且可作为沿着隆起高效率地传输的基本波导发挥作用。

而且，上述的高频波导中，通过在隆起25的长度方向使高度发生变化(参照图23)、或者在长度方向使正交的方向的宽度发生变化(参照图28)，可使所传输的高频能量的电流和电压的比率发生变化。因此，可制作不同特性阻抗的线路。即，若在隆起25的长度方向使高度发生变化、或者宽度发生变化，则可使在与其对置的导体23间所形成的电容成分(C)的大小发生变化。其结果是，可很容易地制作不同特性阻抗的线路。

另外，通过使隆起25在其延伸方向分支为多个(具体而言，例如T型)(参照图11)，也可很容易地制作分支线路。因此，可作为天线供电线路使用。

另外，即使下侧导体22和上侧导体23不接触，高频能量也不会向周围扩散。由此，由于即使在与邻接的线路间的边界不设置特別的遮蔽结构也能够将耦合抑制得较低，因而制作变得容易。另外，由于作为波导的电介质使用损失极少的空气，因而特别适合在需要低损失的毫米波中的应用。

即，若将本实施方式的高频波导用于毫米波车载雷达等分支及耦合多的天线供电电路，则制作和组装简单、且不用担心因经时劣化而引起的接触不良、并可实现低损失的天线装置。

另外，图6表示为了将上述的高频波导层叠使用而在与波导形成部分垂直的方向设置有贯通孔27a、27b的结构。图6中，27a、27b是作为向上下层的高频能量的出入口的贯通孔，28是用于将向隆起25的延长方向的高频能量传输进行遮断、且使向贯通孔27a、27b的高频能量高效率地传输的扼流圈结构。而且，该结构具备：当从贯通孔27a、27b端在波导形成部分传输的电波的波长设为λ_R时λ_R/4的前端被开放的波导、和在该前端被开放了的波导外侧所配置的高度大致为λ₀/4的多个柱状突起24。

即，在扼流圈结构28中，在前端被开放了的波导的移动了λ_R/4的长度的位置，与短路后的状态等效。因此，隆起25和贯通孔27的波导管壁被短路。因此，从隆起25向贯通孔27将高频能量高效率地传输。另外，在前端被开放了的波导外侧所配置的高度大致为λ_R/4的柱状突起24，是为了抑制来自波导前端的泄漏且实现更理想的开放状态所设置的。

另外，如上所述，在上述的高频波导中，即使下侧导体22和上侧导体23彼此不相接触，也能够防止高频能量泄漏。在此，着眼于这样的特征，为了即使使下侧导体22和上侧导体23平行地相互滑动也构成波导，在隆起25的一侧对向上层的贯通孔的形状加以改进后的结构，在图7中示出。

图7中，27a、27b是作为向上下层的高频能量的出入口的贯通孔，29是为了将向隆起25的延长方向的高频能量传输进行遮断且将向上层的贯通孔27b的高频能量高效率地传输而在上侧导体23所设置的扼流圈结构。该扼流圈结构29为如下结构，即，当从向上层的贯通孔27b端在波导上的波长设为λ_R时将λ₀/4的位置设为前头且深度大致为λ_W/4的且前端被短路的波导管状的槽配置多个。另外，λ_W为波导形成部分的槽的管内波长。

即，扼流圈结构29中，上侧导体23所设置的深度大致为λ_W/4的且前端被短路的波导管状的槽的入口，与开放状态等效。因此，在该位置在隆起25上流动的电流和成对的上侧导体23的下面的返回电流被遮断，在该位置使阻抗成为开放的。因此，在从该位置为λ_R/4的位置所设置的贯通孔27b中，与贯通孔27b的波导管壁和隆起短路等效，其结果是，可从隆起25向贯通孔27b将高频能量高效率地传输。另外，关于将深度大致为λ_W/4的前端被短路的波导管状的槽配置多个，是为了抑制飞跃流过波导管状的槽的电流泄漏且实现更理想的开放状态的缘故。

即，在如图7所示的结构中，若使下侧导体22和上侧导体23彼此平行地在图中所示坐标轴的Z方向滑动，则下侧导体22及上侧导体23的两个贯通孔27a、27b间的距离发生变化。因此，可以作为使在两个贯通孔27a、27b间穿过的高频能量的相位发生变化的移相器进行工作。

即，根据本实施方式的移相器，可继承如图6所示的高频波导的优点。由此，高频能量不向周围扩散，另外，也将邻接的移相器间的耦合抑制得较低。另外，制作和组装简单，且不用担心因经时劣化而引起的接触不良。特别是可在车载雷达等毫米频带，实现低損失的移相器。

下面，为了与使用后述的实体图的说明对应，关于移相器的具体例进行说明。

图8是表示将使用两个如图7所示的移相器且使两个移相器的下侧导体22a、22b背对背地层叠的结构沿着隆起25a、25b切断后的剖面图。如图8所示的结构中，将上下导体23a、23b彼此固定，且使导体22a、22b一体化后的中间导体在图中箭头30的方向滑动。由此，经由贯通孔27aa、27ab(连结路)的贯通孔27ba、27bb间(A-A间)的波导长度发生变化。因此，作为使穿过A-A间的高频能量的相位发生变化的可变移相器进行工作。即，图8的移相器与图7的移相器相比较，其优点在于，在移相器的工作中不使图8中由A表示的移相器的两个输入输出端子(贯通孔27ba、27bb)的位置发生变化、和相对于中间导体的相对滑动量可得到2倍的移相量。

另外，图9是表示将使用两个如图7所示的移相器且使两个移相器的下侧导体22a、22b背对背地层叠的结构沿着隆起25a、25b切断后的剖面图。如图9所示的结构与图8相比，将两个移相器的左右方向设为相反。由此，即使沿图中的箭头30的方向使中间导体滑动，经由贯通孔27aa、27ab(连结路)的贯通孔27ba、27bb间(B-B间)波导长度也不会变化。因此，可作为使穿过B-B间的高频能量的相位不发生变化的固定移相器进行工作。其结果是，可用于在上下导体23a、23b间要使高频能量穿过但相位不发生变化的情况下的用途。

返回到图2及图3继续进行说明，在本实施方式的天线装置6中的天线体7和波导体8的内部使用以上所说明的高频波导和移相器。

另外，在将图7、图8所示的结构的移相器应用于具有车载雷达等多个移相器、且既保持多个移相器间移相量之比恒定同时发生变化的相控阵天线的情况下，采用以下的构成。

即，使下侧导体22和上侧导体23并非直线状滑动，而如后述的各板体12～17的详细图所示，将图7的隆起25设为圆弧状的多个移相器配置成半径比相同的同心圆状。而且，将与图7的上侧导体22和下侧导体23对应的可动导体板(板体15)和固定导体板(板体14、16)形成为彼此平行且以同心圆状的中心为转轴转动的结构。即，由于各隆起的半径比恒定，因而可得到相对于相同的转动角度恒定的移相量之比得以保持地变化的移相器群。

即，在本实施方式的天线装置6中，如图2及图3所示，使用高度大致为λ/4的柱状突起的对开式铁芯结构和沿着高频能量的传输路径设置的隆起的波导。因此，即使板体12、板体13、板体14、板体15、板体16、板体17没有物理性接触，也可以在按恒定的间隔分开的状态得以保持下，不使高频能量向周围泄漏。另外，可将邻接的线路及移相器间的耦合配合量抑制得较低。因此，制作和组装简单，不必担心因经时劣化而引起的接触不良。特别是可在车载雷达等毫米波带中，实现低损失的天线。另外，在本实施方式的天线装置6中，有效利用各板体12～17没有物理性接触这一特征，特别是将波导体8的板体15按照相对于板体14和板体16隔着恒定的间隔进行转动的方式构成。由此，可实现含有简单构成的移相器的定向可变天线。

下面，参照构成天线装置的各板状部件的详细图，对高频能量的流向进行说明。

另外，在本实施方式的天线装置6中，采用使高频能量一次穿过各板体12～17间从板体16达到至板体14。其后，再次穿过板体14、15而返回到板体16。而且，第三次使其穿过板体16、15而到达板体14的路径。由此，可将多个移相器收纳于小面积内。因此，可缩小天线装置6整体的大小。

下面，参照各详细图，特别说明从发送接收体9穿过波导体8及天线体7辐射到天线装置6的前方的发送时的高频能量流向。另外，接收时的高频能量的流向只是与发送时反方向，路径完全相同。

图10是从后方看到的波导体8的板体17的立体图。另外，图中的方位显示全都与如图1及图2所示的方位显示对应，在后述的其它板体的立体图中也是如此。

图10中，由发送接收体9输出的高频能量，从贯通孔31输入到波导体8的内部。所输入的高频能量进入到图11的板体16的隆起端32a，沿着隆起传输。而且，在分支为两个之后，进入通向前方层的贯通孔33。在此，自贯通孔31至贯通孔33的路径使用如图6所示的结构。

下面，只关注进入到两个贯通孔33中的一方的高频能量而继续说明。

进入贯通孔33的高频能量从图12的板体16的贯通孔34出来。另外，包含贯通孔33、34、后述的各层间的贯通孔的形状，都以可向上下层的隆起高效率地传输高频能量的方式，并非是图6和图7所示的矩形波导管，而成为在矩形波导管的两个长边具有隆起的双隆起矩形波导管。另外，关于含有贯通孔34移相器输入输出部的贯通孔，为了取得与隆起的匹配，成为使矩形波导管的短边的局部向外侧鼓出的形状。另外，在隆起局部设置有用于匹配的凸起及切口。

再次返回到图12继续说明，从图12的贯通孔34出来的高频能量进入图13的板体15的隆起35。然后，沿着隆起35传输，进入向前方层的贯通孔36。另外，进入贯通孔36的高频能量在图14的板体15的贯通孔37出来。在贯通孔37出来的高频能量沿着隆起传输，进入图15的板体14的向前方层贯通的贯通孔38。在此，连接贯通孔34、36、37、38的路径使用图9所示的结构。由此，即使板体15相对于板体13、16转动，贯通孔34～38间の高频能量的相位也不发生变化。

再次返回到图15继续进行，进入到图15的贯通孔38的高频能量在图16的板体14的贯通孔39出来后，沿着隆起传输。而且，分支为两个之后，进入向后方的层连接的贯通孔40、41。

即，如上所述，从发送接收体9输入到板体17的贯通孔31的高频能量，在板体17、16、15间朝向前方穿过而到达板体14的贯通孔39。其后，为了再次在板体14、15间朝向后方穿过返回至板体16，而在板体14高频能量行进方向就成为反向。

在此，首先关注进入贯通孔40一方的高频能量并继续进行说明。进入贯通孔40的高频能量，从图15的板体14的贯通孔42出来。而且，从贯通孔42出来的高频能量，进入图14的板体15的隆起44，沿着隆起44传输并进入向后方的层的贯通孔45。另外，进入贯通孔45的高频能量在图13的板体15的贯通孔46出来。从贯通孔46出来的高频能量沿着隆起47传输，从隆起47进入图12的板体16的向后方层的贯通孔48。在此，连接贯通孔42、45、46、48的路径也使用如图9所示的结构。因此，即使板体15相对于板体14、16转动，自贯通孔42至贯通孔48之间的高频能量的相位也不发生变化。

再次返回到图16继续进行说明，进入贯通孔41的高频能量从图15的板体14的贯通孔43出来。而且，从贯通孔43出来的高频能量进入图14的板体15的隆起49，沿着隆起49传输并进入向后方的层的贯通孔50。进入贯通孔50的高频能量在图13的板体15的贯通孔51出来，沿着隆起52传输并从隆起52进入图12的板体16的向后方的层的贯通孔53。在此，在连接贯通孔43、50、51、53的路径使用如图8所示的结构。由此，若板体15相对于板体14、16转动，则自贯通孔43至贯通孔53之间的高频能量的相位发生变化。

至此，分别说明了进入图16两个贯通孔40、41的高频能量分别进入图12的两个贯通孔48、53之前的两个路径，而从现在起，一起说明两个路径。

进入如图12所示的两个贯通孔48、53的高频能量分别从图11的板体16的贯通孔54、55出来。其后，沿着隆起32b、32c传输，分别分支为4个并进入向前方的贯通孔56、57。

即，如上所述，从发送接收体9输出且在板体17、16、15间朝向前方穿过而到达板体14之后再次在板体15、16、17间朝向后方穿过并返回至板体16的高频能量，为了再次在板体16、15、14间穿过并到达板体14，而在板体16中行进方向成为反向。

进入贯通孔56、57的高频能量从图12的板体16的贯通孔58、59出来。其后，高频能量进入图13的板体15的隆起60、61上的位置60a、61a，分别在4个隆起60、61传输并进入向前方的贯通孔62、63。

进入贯通孔62、63的高频能量在图14的板体15的贯通孔64、65出来。其后，高频能量分别经由4个隆起66、67传输，从隆起66、67上的位置66a、67a进入图15的板体14的向前方的层的贯通孔68、69。在此，在连接贯通孔58、62、64、68及贯通孔59、63、65、69的路径，使用如图8所示的结构。因此，若板体15相对于板体14、16转动，则从贯通孔58至贯通孔68之间、及从贯通孔59至贯通孔69之间的高频能量的相位发生变化。

另外，进入贯通孔68、69的高频能量从图16的板体14的贯通孔70、71出来。其后分别在4个隆起72、73上传输，从隆起72、73上的位置72a、73a进入图17的板体13的贯通孔74、75。另外，高频能量从图18的板体13的贯通孔76、77出来。

而且，从贯通孔76、77出来的高频能量在辐射元件的激振用波导即分别在4个隆起78、79上发生共振。进而，隆起78、79上的共振电流使形成于图19的板体12的辐射元件群12a、12b发生共振。最终，以辐射元件群12a、12b的共振磁流为辐射源，向天线装置6的前方空间辐射高频能量。

在以上的说明中，对进入图11的贯通孔33、33一方的高频能量的流向进行了说明，而进入另一方贯通孔33的高频能量也穿过同样的路径，从图19的辐射元件群12c、12d向前方空间辐射。但是，如各详细图所示，在辐射元件群12a和辐射元件群12b、及辐射元件群12c和辐射元件群12d中，所穿过的移相器形状左右对称地构成。因此，在板体15转动的情况下，可变移相器的移相符号彼此成为反极性。

如上所述，本实施方式的天线装置6中，采用在板体15相对于板体14、16转动时高频能量的相位发生变化的传输线路和不发生变化的传输线路多个组合的构成。

在此，众所周知，定向可变天线的工作原理为，通过在邻接的辐射元件间赋予恒定的相位差，使该相位差发生变化而得到。另外，众所周知，为了抑制电波向无用方向的逸散来提高天线的增益，而需要提高辐射元件的密度。

因此，本实施方式的天线装置6中，也在板体15上将圆弧状的多个移相器配置为半径比相同的同心圆状。由此，在板体15相对于板体14、16转动时，可产生与各移相器的半径比成正比的相位差。另外，如图19所示，可采用在左右方向提高了辐射元件列12aa～12ad、12ba～12bd、12ca～12cd、12da～12dd的密度的配置。另外，该辐射元件列12aa～12ad、12ba～12bd、12ca～12cd、12da～12dd分别是在上下方向配置有多个辐射元件所构成的一群辐射元件。

但是，如图20所示，使板体15转动的装置的构成包含：圆盘状的板体80、位置检测板81、固定板82、螺丝83、电动机84。而且，需要在板体15的中心部的孔85插入电动机84。因此，有不能在圆盘状的板体80的中心部配置移相器的限制。

该限制中，不能使与应置于板体15的中心部的移相器相对应的辐射元件列12bd及辐射元件列12cd(参照图19)之间的相位差与其它邻接的辐射元件列间的相位差相同的缺陷存在。

因此，在本实施方式的天线中，如上述的高频能量的流向的说明，通过在板体15转动时相位发生变化的传输线路的可变移相器、和相位不发生变化的传输线路的固定移相器加以设置组合，而解决了该课题。

在此，对本实施方式中的移相器配置做以下说明。

图21是本实施方式的天线装置6(定向可变天线)的移相器配置图，图22是本实施方式的天线装置6的相位关系图。

如图21及图22所示，本实施方式的天线装置6具有输入端子32x和辐射元件群12a～12d。在此，如图19所示，辐射元件群12a～12d与在上下方向排列多个的切槽式辐射元件列12aa～12ad、12ba～12bd、12ca～12cd、12da～12dd对应。

另外，在图21和图22中，用○记号表示与连接上述的板体12～17间的贯通孔33、34、38、39、40、41、42、43、48、53、55、56、57、58、59、68、69、70、71对应的点。另外，用两条实线87、88和两条虚线89、90表示与设于各板体12～17上的高频波导对应的线。

另外，虚线89表示设于板体16的后方的隆起的高频波导，虚线90表示设于板体15的前方的隆起的高频波导。实线87表示设于板体15的后方的隆起的高频波导，实线88表示设于板体15的前方的隆起的高频波导。另外，如图21的线框内所示，示于内侧的圆弧状实线表示高频波导87，示于外侧的圆弧状实线表示高频波导88。

另外，图22的91、92、93、94表示记载于图21的移相器。而且，记载于各移相器上的式表示在板体15沿图21中箭头方向转动Δφ/2时相当于各移相器的移相量的波导长度的变化量。另外，在图21和图22中，表示辐射元件列12aa～12ad、12ba～12bd、12ca～12cd、12da～12dd的排列顺序一致。因此，通过对从图22的输入端子32x至辐射元件列12aa～12dd的在各移相器91～94上所记载的波导长度的变化量进行总和，可得到图21的板体15在箭头方向旋转Δφ/2时所供电的高频能量的总移相量。

在此，图22的移相器93、94是在如图8所示的板体15转动时相位量变化的可变移相器。移相器91、92是如图9所示的板体15即使转动相位量也不变化的固定移相器。另外，图21中，这两种类型的移相器的高频波导87、88的连接形状以与图8和图9中的高频能量的路径A-A和B-B的形状相对应的方式。

而且，如图21、图22所示，移相器93的高频波导的距板体15的转动中心的半径为4Δr。另外，移相器94的高频波导的距板体15的转动中心的半径从内侧起依次分别为4.5Δr、5.5Δr、6.5Δr、7.5Δr。

因此，若考虑板体15转动Δφ/2时的各移相器91～94的配置和Δφ的转动方向的组合所赋予的符号，将自图22的输入端子32x至各辐射元件列12aa～12dd的移相器的波导长度的变化量进行总和，则按照

辐射元件列12aa：±0±0-7.5ΔrΔφ＝-7.5ΔrΔφ

辐射元件列12ab：±0±0-6.5ΔrΔφ＝-6.5ΔrΔφ

辐射元件列12ac：±0±0-5.5ΔrΔφ＝-5.5ΔrΔφ

辐射元件列12ad：±0±0-4.5ΔrΔφ＝-4.5ΔrΔφ

辐射元件列12ba：±0+4ΔrΔφ-7.5ΔrΔφ＝-3.5ΔrΔφ

辐射元件列12bb：±0+4ΔrΔφ-6.5ΔrΔφ＝-2.5ΔrΔφ

辐射元件列12bc：±0+4ΔrΔφ-5.5ΔrΔφ＝-1.5ΔrΔφ

辐射元件列12bd：±0+4ΔrΔφ-4.5ΔrΔφ＝-0.5ΔrΔφ

辐射元件列12ca：±0-4ΔrΔφ+4.5ΔrΔφ＝0.5ΔrΔφ

辐射元件列12cb：±0-4ΔrΔφ+5.5ΔrΔφ＝1.5ΔrΔφ

辐射元件列12cc：±0-4ΔrΔφ+6.5ΔrΔφ＝2.5ΔrΔφ

辐射元件列12cd：±0-4ΔrΔφ+7.5ΔrΔφ＝3.5ΔrΔφ

辐射元件列12da：±0±0+4.5ΔrΔφ＝4.5ΔrΔφ

辐射元件列12db：±0±0+5.5ΔrΔφ＝5.5ΔrΔφ

辐射元件列12dc：±0±0+6.5ΔrΔφ＝6.5ΔrΔφ

辐射元件列12dd：±0±0+7.5ΔrΔφ＝7.5ΔrΔφ这一方式，将彼此邻接的辐射元件列12aa、12ab、辐射元件列12ab、12ac、……辐射元件列12db、12dc、辐射元件列12dc、12dd间的波导长度的变化量之差全都设为ΔrΔφ。

由此，图19的辐射元件群12b和辐射元件群12c所包含的辐射元件列12ba～12bd和辐射元件列12ca～12cd中的、彼此邻接的辐射元件列12bd、12ca间也可赋予与其它的各辐射元件列间同量的相位差。而且，如图21及图22所示，这通过将在板体15转动时相位变化的可变移相器和相位不变化的固定移相器进行设置组合而得以实现。

即，就波导体8所形成的多个波导而言，形成：通过作为可动波导体的板体15相对于作为固定波导体的板体14和板体16及板体13进行旋转(或者转动)以相对移动、而使所传输的电波相位变化的可变移相器；和与板体15的移动无关而由固定的传输线路长度赋予固定的相位量的固定移相器。

另外，在与辐射元件群12a、12b、12c、12d的关系中，波导体8的多个波导形成第一波导(图27的95)、第二波导(图27的96)和第三波导(图27的97)。

第一波导由与第一辐射元件群12a、12b对应的多个波导构成。第二波导由与第二辐射元件群12c、12d对应的多个波导构成。第三波导将第一辐射元件群的辐射元件列12bd和第二辐射元件群的辐射元件列12ca之间波导长度差与其它邻接的辐射元件列间的波导长度差的Δr×Δθ(即，Δr和Δθ之积的值)一致。

由此，可使所有的辐射元件列12aa～12ad、12ba～12bd、12ca～12cd、12da～12dd的彼此相邻的辐射元件列间的相位差完全相等，因而可抑制电波向无用的方向的逸散。

即，由于可提高具有相同的开口面积的天线的、电波对其开口面积的入射/辐射效率，因而可使保持相同效率的天线更加小型化。

即，根据本实施方式的天线装置6，需要在构成移相器的板体15的中心部插入电动机84。因此，在中心部不能配置移相器这一限制存在的情况下，将在转动板体15时相位变化的可变移相器和相位不变化的固定移相器进行设置组合。由此，在与应置于板体15的中心部的移相器相对应的图19的辐射元件群12b、12c所包括的辐射元件列12ba～12cd中的邻接的辐射元件列12bd、12ca间，可赋予与其它邻接的辐射元件列间相同的相位差。因此，可提高天线装置6的增益。

(其它实施方式)

(A)

以上说明了抑制电波向图1的左右方向的无用方向的逸散的天线装置。但是，本发明不限于此。例如也可以是抑制电波向图1的上下方向的无用方向的逸散的天线装置。

在此，关于在将本实施方式的天线装置6用于车载雷达的情况下的使车载雷达识别精度提高的装置，说明如下。

图23是隆起95的高度周期性变化的高频波导的立体图。图24是隆起高度周期性变化的高频波导的波长特性图。图25是使用隆起高度周期性变化的高频波导的辐射器的立体图。图26是在改变了辐射元件间的距离的情况下的指向特性图。

如图23所示的高频波导与如图5所示的高频波导相比，除在长度方向高度变化的隆起95以外，具有相同的结构和形状。另外，在图23中，出于说明的便利，而未图示上侧导体，但是其与图5同样，高频波导由上侧导体23和下侧导体22这两个导体构成。

在此，如图23所示的高频波导，在工作频率中如图5所示的高频波导上的波长设为λ_R时，在隆起95上按不足λ_R/4的周期设置有切口(凹部)96。由此，可使隆起95的长度方向的高度周期性变化。

图24是表示切口96的深度和高频波导上的波长的关系的曲线图。

即，如图24所示，在工作频率的自由空间波长设为λ₀、深度为0～λ₀/8的范围，且在隆起95的长度方向按不足λ_R/4的周期设置切口96并使高度发生变化，由此，可使与自由空间波长λ₀相对的高频波导上的波长λ_g的比率λ_g/λ₀在约1.15～0.85的范围发生变化。

另外，可使高频波导上的波长发生变化的原理为，若周期为不足λ_R/4的范围，则就高频波导上传输的高频能量而言，切口96作为以切口的底面为短路前端、以对置的切口内侧的两侧面为传输线路的前端短路线路发挥作用，因而，与切口96的深度对应的前端短路线路的等效阻抗，作为分布常数成分被串联插入高频波导。

图25表示使用在隆起95的长度方向使高度按不足λ_R/4的周期变化的高频波导的辐射器。这相当于拔出图18的板体13上的一个高频波导和与此对置的图19的板体12上的一列辐射元件列。

在图25中，就由隆起95构成的高频波导而言，其两端被开放。而且，将其长度制成高频波导上的波长λ_g的整数倍。因而，高频波导处于共振状态，由此在隆起95上流过共振电流。

而且，辐射元件列112aa～112aj被配置于与在隆起95上共振电流最大、且共振电流为同向的场所所对置的位置(板体12上)。因此，从所有的辐射元件列112aa～112aj将同相同振幅的高频能量空间性辐射。其结果是，通过图25的辐射器，作为在正面方向具有主定向的阵列天线进行工作。

另外，图25表示了高频波导的长度为10λ_g、辐射元件列为10个的情况，而当高频波导长度设为K·λ_g时，若K与辐射元件数相同或者为该数以上，则同样可得到在正面方向具有主定向的阵列天线。

即，在使用图25所示的两端被开放且共振的高频波导的辐射器中，按照彼此邻接的辐射元件列112aa～112aj的间隔97与高频波导上的波长一致的方式使用。

另外，图26表示在图25的辐射器的zx面的指向特性，98表示在辐射元件间的距离97为1.15λ₀时的指向特性，99表示在辐射元件间的距离97为0.85λ₀时的指向特性。

在此，在各辐射元件列112aa～112aj以同相同振幅被激振的阵列天线中，主定向存在于正面方向即角度为0°方向。另一方面，在辐射元件列112aa～112aj间的距离为自由空间波长λ₀以上的情况下，从各辐射元件列112aa～112aj向空间辐射的高频能量达到同相的方向存在于角度±90°以内，产生电波向无用方向逸散的所谓分级波瓣。

即，图26的指向特性98与此对应，在辐射元件列112aa～112aj间的距离为1.15λ₀时，产生在角度±60°方向具有与主定向同一能级的增益的分级波瓣。

但是，在车载雷达中，当产生分级波瓣时，来自其角度方向的反射波会较强地得以接收，就产生识别精度劣化的缺陷。

与此相对，若将辐射元件列112aa～112aj间的距离设得比自由空间波长λ₀短，则可抑制产生与主定向同一能级的分级波瓣。因而，在车载雷达中，可防止识别精度的劣化。

而且，图26的指向特性99与此对应，在辐射元件列112aa～112aj间的距离设为0.85λ₀时，可抑制产生与主定向同一能级的分级波瓣。

即，根据本实施方式的天线装置，工作频率中未设置切口96时的高频波导上的波长设为λ_R，通过在隆起95的长度方向使高度按不足λ_R/4的周期发生变化，而使高频波导上的波长变化。而且，另外，通过将波长发生变化的高频波导用于辐射器的供电线路，可实现在车载雷达中使识别精度劣化的且与主定向同一能级的分级波瓣的产生得以抑制的辐射器。

另外，根据本实施方式，通过使高频波导上的波长变化，可使通过单位长度的高频波导的高频能量的相位变化量发生变化。由此，通过用作相位调整线路，就具有可提高天线供电线路的配置自由度的效果。另外，不言自明，该效果属于本发明涉及的范围。

(B)

在上述实施方式中，作为使用了本发明的高频波导的电子设备，说明了使用汽车的前方监视用雷达的例。作为其它实施方式，也可以用于施工现场等所使用的重型机械等。

近年来，在汽车领域，作为环境应对措施，并用现有的发动机和电动机的所谓混合式正在被市场接受。而且，在重型机械领域，与汽车业界同样，正在研究组合了电动机的混合式。在这样的混合式重型机械中，与汽车同样，利用电动机的大的初始起动转矩，这样可抑制发动机输出。因而，具有可实现节能化这一效果。此外特别是由于可抑制噪音，因而还对噪音应对措施有效。

但是，在重型机械中，抑制噪音成为应对噪音措置的一种方法，相反，就不能对于周围根据声音促使注意接近重型机械等。因此，必须提高重型机械周边的安全性。

在这样的情况下，最好是将使用了本发明的高频波导的电子设备作为周围监视用雷达用于重型机械自身。由此，例如在重型机械周边有人的情况下，可促使唤起重型机械操作员的注意停止重型机械的工作。因而，可提高抑制了噪音的重型机械的安全性。

(C)

在上述实施方式中，以通过使隆起95的高度方向的尺寸在隆起95的长度方向发生变化来形成高频波导为例进行了说明。但是，本发明不限于此。

例如，如图28(a)的侧剖面图所示，也可以通过使用具有不同的两个高度Z1、Z2的隆起195来形成高频波导。

或者，如图28(b)的平面图所示，也可以通过使用与邻接的柱状突起(防电磁波泄漏用突起)224之间的间隙为不足λ₀/2、且含有在长度方向宽度尺寸发生变化的隆起295的下侧导体(板体213)来形成高频波导。

产业上的应用可行性

如上所述，由于本发明不使天线体本身移动而可实现小型化、构成简单化，因而，基于节能的观点，可期待向推进小型轻量化的汽车等有大的拓展。

符号说明

1：汽车主体

2：轮胎

3：机罩

4：车厢

5：减振器

6：天线装置

7：天线体

8：波导体

9：发送接收体

10：盖(电波透射性的盖)

11：壳体

12：板体

12a、12b、12c、12d：辐射元件群

12aa～12ad、12ba～12bd、12ca～12cd、12da～12dd：辐射元件列

13：板体

14：板体

15：板体

16：板体

17：板体

18：基板基体

19：控制部

20：RF电路部

21：光收发光元件

22、22a、22b：下侧导体(第一导体、第二导体)

23、23a、23b：上侧导体(第二导体、第一导体)

24：柱状突起(防电磁波泄漏用突起)

25：隆起

26：连接柱状突起的前端的面

27a、27b、31、33、34、36、37、38、39、40、41、42、45、46、48、50、51、53、54、55、56、57、58、59、62、63、64、65、68、69、70、71、74、75、76、77：贯通孔

27aa、27ab：贯通孔(连结路)

27ba、27bb：贯通孔

28、29：扼流圈结构

30：中间导体的滑动方向

32：隆起

32a：隆起端

32x：输入端子

35、44、47、49、52、60、61、66、67、72、73、78、79：隆起

60a、61a、66a、67a、72a、73a：隆起上的位置

80：圆盘状板体

81：位置检测板

82：固定板

83：螺丝

84：电动机

85：孔

87：高频波导

88：高频波导

89：高频波导

90：高频波导

91、92：(固定)移相器

93、94：(可变)移相器

95：高度周期性变化的隆起

96：切口

97：辐射元件间的距離

98：辐射元件间为1.15λ₀时的指向特性

99：辐射元件间为0.85λ₀时的指向特性

112aa～112aj：辐射元件列

195：隆起

213：板体

224：柱状突起(防电磁波泄漏用突起)

295：隆起