基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥

摘要

本发明公开了一种基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，由首尾依次连接的四个Koch分形结构的CRLH TL支路和四个分别接在相邻两支路之间用于连接SMA接头的输入输出端口组成，四个支路中包含三个电路参数完全相同的CRLH TL支路和一个电路参数不相同的CRLH TL支路，即三个在f

说明书

技术领域

本发明涉及一种双频微带环形电桥，尤其是涉及一种基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥。

背景技术

如图1所示的鼠笼式耦合器(rat-race coupler)，又称环形电桥或混合环，是微波电路中一种重要的基本元件，由3个-90°支路和一个-270°支路组成，可直接用作功率分配器和合成器。用作功率分配器时：当信号从1端口(即port1)输入，则2端口和3端口(即port2和port3)等幅同相输出，4端口(即port4)隔离；当信号从4端口输入，则2端口和3端口等幅反相输出，1端口隔离。用作功率合成器时：当信号从2端口和3端口等幅同相输入，能量在1端口合成输出，而在4端口因波程差为180°相互抵消无输出；当信号从2端口和3端口等幅反相输入，能量在4端口合成输出，而在1端口抵消无输出。环形电桥的上述特性可以用S参数矩阵描述为： 环形电桥的独特性质使得其广泛应用于平衡混频器、功率放大器以及天线(尤其是圆极化天线)的馈电网络中。研究不难发现图2、图3所示的两种衍生环形电桥，同样能够实现图1所示的传统环形电桥完全一样的功能。微带线(ML)环形电桥因其集成度高，易于实现平面结构而广泛应用于微波集成电路当中。与带状线、共面波导结构相比而言，微带线具有独特的优势因而得到广泛应用。

目前关于微带环形电桥的理论研究成果很多，主要集中在以下3个方面：一是环形电桥的小型化，二是环形电桥的宽频化，三是环形电桥的双频或者多频化。国内外小型化的技术主要包括：1、在四个支路中间引入 并联枝节；2、采用阶梯阻抗线技术，通过在环内引入渐变低阻抗枝节；3、在环内引入环形槽实现容性加载从而降低谐振频率；4、采用分形技术；5、采用向环内凹陷的蜿蜒线技术等。在双频研究方面，设计符合指标要求的双频环形电桥一直是微波工程设计人员的愿望，同时也是难点，其根本要求是设计在任意两个给定的频点处均能满足精确相位要求的环形电桥的四个支路，因而关于双频环形电桥的研究报道的很少。传统微带环形电桥的布局结构，如图7所示。

国外实现双频环形电桥的技术主要包括以下两种：一是在4个支路中间分别引入T型阶梯阻抗枝节，但该方法中所采用的枝节线太长，必定会增大环形电桥的尺寸，不能满足小型化需要，而且设计方法比较繁琐；另外一种方法就是基于T形开路枝节，在2端口和4端口之间向环内引入2个并联的T形开路枝节，因而T形开路枝节的长度、宽度以及它们之间的间距便成为实现双频特性的关键，设计过程中物理结构参数较多且难于优化，同时准确设计给定频率下的双频特性非常困难。综上，现有合成双频环形电桥的方法繁琐、精度低、难于推广，亟待新方法的提出和改进。而且上述两种小型化方法中实现的双频环形电桥各支路在低频和高频处相位关系恒定，其机理是将工作于不同频率的相同传统电桥进行合成。

自然界并不存在左手传输线。左手传输线具体是通过在串联支路上引入左手电容C_L且在并联支路上引入接地电感L_L，而人工合成的具有左手非线性色散关系、负传播常数等特性的一类传输线。由于左手传输线不可避免的会存在右手寄生效应(等效为串联电感L_R及并联电容C_R)，故含寄生效应的左手传输线命名为复合左右手传输线(简称CRLH TL)。

现如今，基于集总元件CRLH TL已经实现的双频器件主要有分支线耦合器、Wilkinson功分器、1/4波长开路分支线等。但基于集总元件CRLH TL来构造实现双频环形电桥尚未有报道，主要原因有二：一是环形电桥不同于上述微波器件，它拥有两种不同相位关系的支路，设计起来较其它双频器件复杂得多；二是集总元件CRLH TL具有独特的双曲色散关系，难于像 上述国外报道的两种基于T型阶梯阻抗枝节和T形开路枝节所实现的双频环形电桥一样使其各支路在低频和高频处保持相位关系恒定。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其设计合理、实现方便且使用效果好、精度高，能有效解决现有双频环形电桥所存在的方法复杂、使用效果较差、体积大、不能真正工作于双频模式等缺陷和不足。

为解决上述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征在于：由首尾依次连接且工作于低频f_L与高频f_H两个频带上的四个CRLH TL支路和四个分别接于相邻两个CRLH TL支路连接点上且用于连接SMA接头的输入输出端口组成；四个所述CRLH TL支路均由多个CRLH TL单元级联组成；所述CRLH TL单元包括串联在相邻两个输入输出端口之间的电容C_L和电感L_R以及相并联的电容C_R和电感L_L，电感L_L的一端接地且其另一端与电容C_L相接，其中所述电容C_L和电感L_L组成所述CRLH TL单元的左手部分电路，且所述电感L_R和电容C_R组成所述CRLH TL单元的右手部分电路；

组成四个所述CRLH TL支路中的任一个CRLH TL支路的多个CRLH TL单元的电路参数，均满足以下条件：电感L_R的电感量 电容C_R的电容量 电感L_L的电感量 电容C_L的电容量 且 式中Z_c为CRLH TL单元的特性阻抗，ω_L和ω_H分别为环形电桥在低频f_L和高频f_H两个频带上的角频率且ω_L＝2πf_L，ω_H＝2πf_H， 和 分别为该CRLH TL支路在工作频率为低频f_L和高频f_H时的相移量，N为级联组成该CRLH TL支路的所述CRLH TL单元的数量。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：四个所述CRLH TL支路包括三个在低频f_L和f_H高频上能分别实现+90°相移和-90°相移的支路一以及一个在低频f_L和f_H高频上能分别实现-90°相移和-270°相移的支路二。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：四个所述CRLH TL支路均由两个CRLH TL单元级联组成；且所述CRLHTL支路包括分别串联加载在相邻输入输出端口末端的两个串联支路和并联加载在两个所述串联支路之间的两个并联支路，两个所述串联支路均由电容C_L和电感L_R串接组成，两个所述并联支路均由电感L_L和电容C_R并接组成；两个电容C_L和两个电感L_L组成CRLH TL支路的左手部分电路，且两个电感L_R和两个电容C_R组成CRLH TL支路的右手部分电路。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：所述CRLH TL支路的左手部分电路由集总参数SMT元件组成，所述CRLH TL支路的右手部分电路由微带线组成，且所述CRLH TL支路的左手部分电路和右手部分电路均布设在微带板上。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：所述CRLH TL支路的右手部分电路为分形几何结构。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：所述分形几何结构为迭代因子IF为1/4且迭代次数为2的Koch分形曲线。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：所述微带板上开有供所述集总参数SMT元件安装的过线孔，所述微带线经腐蚀刻制在微带板上。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：所述微带线的电长度为 CRLH TL单元的特性阻抗 所述微带线的实际物理长度L和宽度W均根据电长度 传输线特性阻抗Z_c和微带板的介电常数且通过Ansoft Serenade软件工具 箱计算得出。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：所述低频f_L＝0.75GHz且高频f_H＝1.8GHz。

上述基于分形和复合左右手传输线的小型化双频微带环形电桥，其特征是：所述微带板为聚四氟乙烯玻璃布板。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1、电路简单，加工制作简便，采用标准PCB印刷电路板技术实现光刻。

2、该发明的环形电桥两个频带的频率比任意可调，只需调节左手部分的电感L_L，电容C_L及右手部分微带线的长度即可。有效克服以往方法中调节麻烦的缺陷。

3、设计合理准确，双频环形电桥所需集总元件值的计算已经经过理论推导和实验验证。将传统环形电桥一和衍生环形电桥三进行频率合成的可行性在理论上已经得到验证，且这两种组合也是集总CRLH TL能实现双频环形电桥的唯一组合。各支路的左手部分电路由集总参数SMT元件组成且其右手部分电路由微带线组成，由于分形段之间的弯角会引入额外的电抗值，其效应体现为传输线的相位滞后，也即是引起微带线的长度增加。对于给定频率，给定相移的分形微带线，采用等相位法来精确设计Koch分形微带线的具体物理参数值。对于CRLH TL，去掉二次迭代Koch分形微带线上方的一部分用于集总SMT元件加载，所去部分将通过在其连接SMA接头的两端采用等长的微带线进行补偿。考虑集总元件不可避免存在右手寄生效应导致相位滞后，故补偿微带线的电长度应小于因加载SMT元件而去掉的分形微带线电长度。

4、体积小，本发明实际面积仅为52.2×39.4mm²，而传统环形电桥(具体见图7)的面积达到150×135mm²，尺寸缩减比例达到89.8％。

5、小型化方法设计新颖合理且实现简便，不改变经典Koch分形构造原理的前提下，改变曲线若干处的弯折方向，从而使四个支路既满足相位 要求，又能最大限度的实现小型化从而形成闭合环路。

6、实用价值高，应用广泛，将工作于不同频率的两个具有不同相位关系的环形电桥合二为一，从而实现真正的双频工作模式。该发明直接可用于功率分配器、功率合成器、调制与解调器、平衡混频器、功率放大器、Butler矩阵以及天线陈列的馈电网络等。

7、集成度高，功能多，实现了普通需要两个独立环形电桥才能实现的功能。

8、采用分别工作于低频和高频的衍生环形电桥三和传统环形电桥一进行合成，使用效果好，且本发明中电路参数的推算公式经过严格的理论推导，可信度好，一次设计成功率高。

本发明设计合理、实现方便且使用效果好、精度高、应用广泛、能有效解决现有双频环形电桥所存在的方法复杂、使用效果差、体积大、不能真正工作于双频模式等缺陷和不足，且本发明中电路参数的推算公式经过严格的理论推导，可信度好，一次设计成功率高。

下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。

附图说明

图1为传统环形电桥一的电路拓扑原理图。

图2为衍生环形电桥二的电路拓扑原理图。

图3为衍生环形电桥三的电路拓扑原理图。

图4为本发明所采用CRLH TL支路的理论电路原理图。

图5为本发明所采用CRLH TL支路的实际电路原理图。

图6为本发明的整体电路原理图。

图7为传统微带环形电桥的布局结构示意图。

图8为本发明的布局结构示意图。

图9为本发明信号从1端口输入时环形电桥的频率响应曲线图。

图10为本发明电桥在1端口输入时2端口和3端口的输出不平衡特 性示意图。

图11为本发明信号从4端口输入时的频率响应曲线图。

图12为本发明环形电桥在1端口输入时2端口和3端口的输出不平衡性示意图。

附图标记说明：

1-CRLH TL支路；   2-输入输出端口；   3-集总参数SMT元件；

4-微带线；   5-微带板；   6-CRLH TL单元。

具体实施方式

如图4、图5、图6及图8所示，本发明由首尾依次连接且工作于低频f_L与高频f_H两个频带上的四个CRLH TL支路1和四个分别接于相邻两个CRLHTL支路1连接点上且用于连接SMA接头的输入输出端口2组成。

四个所述CRLH TL支路1均由多个CRLH TL单元6级联组成；所述CRLHTL单元6包括串联在相邻两个输入输出端口2之间的电容C_L和电感L_R以及相并联的电容C_R和电感L_L，电感L_L的一端接地且其另一端与电容C_L相接，其中所述电容C_L和电感L_L组成所述CRLH TL单元6的左手部分电路，且所述电感L_R和电容C_R组成所述CRLH TL单元6的右手部分电路。

组成四个所述CRLH TL支路1中的任一个CRLH TL支路1的多个CRLHTL单元6的电路参数，均满足以下条件：电感L_R的电感量 电容C_R的电容量 电感L_L的电感量 电容C_L的电容量 且 式中Z_c为CRLH TL单元6的特性阻抗，ω_L和ω_H分别为环形电桥在低频f_L和高频f_H两个频带上的角频率且ω_L＝2πf_L，ω_H＝2πf_H， 和 分别为该CRLH TL支路1在工作频率为低频f_L和高频f_H时的相移量，N为级联组成该CRLH TL支路1的所述CRLH TL单元6的数量。上述四个推算公式为对于由N个所述CRLH TL单元6级联组成的CRLH TL支路1，为在低频f_L和高频f_H工作频率上分别得到所需相移 和 ，所需集总元件的值的大小计算公式。

由于在平衡条件下CRLH TL单元6(即复合左右手传输线)的特性阻抗满足： 则CRLH TL单元6的左手部分电路与右手部分电路可解耦，从而可单独进行设计，这给CRLH TL单元6的设计带来了方便。由于本发明在对四个所述CRLH TL支路1进行设计与合成时，采用微带线4实现CRLH TL支路1的右手部分电路，而采用集总参数SMT(即表面贴装技术， 英文Surface Mounted Technology的缩写)元件3实现CRLH TL支路1的左手部分电路。输入输出端口2的阻抗为Z₀，在平衡条件下，CRLH TL单元(6)的相移 其中，N表示组成CRLH TL支路1的CRLHTL单元6的数目， 分别表示CRLH TL单元6的左手和右手部分电路的相移，由环形电桥基本理论可知复合左右手传输线的特性阻抗 在角频率ω_L，ω_H处的相移为 则有 Z^CRLH(ω＝ω_L)＝Z^CRLH(ω＝ω_H)＝Z_c。

由上述条件得到四个独立方程组，对该方程组进行分析可得到四个CRLH TL支路1的电路参数值计算公式为：电感L_R的电感量 电容C_R的电容量 电感L_L的电感量 电容C_L的电容量 为了保证L_R，C_R均为正值，必须满足 这是本发明只采用图1和图3所示环形电桥进行合成的原因，三个环形电桥的其它任何组合均不能满足上式，从理论上否定了其它环形电桥进行合成的其它可能性。

本实施例中，四个所述CRLH TL支路1包括三个在低频f_L和f_H高频上能分别实现+90°相移和-90°相移的支路一以及一个在低频f_L和f_H高频上能分别实现-90°相移和-270°相移的支路二。

为简化电路同时满足环形电桥性能达标，本实施例中，四个所述CRLHTL支路1均由两个CRLH TL单元6级联组成，即N＝2；且所述CRLH TL支路1包括分别串联加载在相邻输入输出端口2末端的两个串联支路和并联加载在两个所述串联支路之间的两个并联支路，两个所述串联支路均由电容C_L和电感L_R串接组成，两个所述并联支路均由电感L_L和电容C_R并接组成；两个电容C_L和两个电感L_L组成CRLH TL支路1的左手部分电路，且两个电感L_R和两个电容C_R组成CRLH TL支路1的右手部分电路，详见图4。

工程实践中，采用集总参数SMT元件3实现图4所示CRLH TL支路1的左手部分电路，而采用微带线4实现CRLH TL支路1的右手部分电路， 同时，为了实现集总参数SMT元件3与微带线4之间更好的匹配连接，结合图5，进行电路加载时，左手部分电路采用图5所示的二个T型网络进行级联，工程实现中所述CRLH TL支路1左手部分电路的集总参数SMT元件3包括串联加载在输入输出端口2末端的两个电容2C_L、串联接在两个电容2C_L之间的电容C_L以及两个分别并联接在电容2C_L与电容C_L之间的电感L_L，电容2C_L的电容量为电容C_L电容量的2倍。本实施例中，图5所示CRLH TL支路1的实际电路原理图与图4所示CRLH TL支路1的理论电路原理图等效。

本实施例中，所述CRLH TL支路1的左手部分电路由集总参数SMT元件3组成，所述CRLH TL支路1的右手部分电路由微带线4组成，且所述CRLH TL支路1的左手部分电路和右手部分电路均布设在微带板5上。

同时，所述CRLH TL支路1的右手部分电路为分形几何结构。也就是说，右手部分电路的电感L_R和电容C_R均由分形微带线来实现。本实施例中，所述分形几何结构为迭代因子IF为1/4且迭代次数为2的Koch分形曲线。由于高次迭代分形会产生很多的分形段，势必会给设计和制作带来难度和误差，而且高次分形减小尺寸的幅度越来越小，对小型化的奉献主要集中在前两次迭代，因而本实施例中，所述CRLH TL支路1的右手部分电路中微带线4为分形几何结构，并且所述分形几何结构为2次迭代后的Koch分形曲线。

所述微带板5上开有供所述集总参数SMT元件3安装的过线孔，所述微带线4经腐蚀刻制在微带板5上。实际进行布设安装时，微带板5上留有供所述集总SMT元件3加载的未刻蚀微带线4的空间和金属化过孔，微带线4经腐蚀刻制在微带板5上。本实施例中，采用微带线4实现其右手部分电路时，所采用微带线4的电长度为 CRLH TL单元(6)的特性阻抗 所述微带线4的实际物理长度L和宽度W均根据电长度 、传输线特性阻抗Z_c和微带板5的介电常数且通过Ansoft Serenade软件工具箱计算得出。本实施例中，实际工作时，低频 f_L＝0.75GHz，且高频f_H＝1.8GHz。

所述微带板5为聚四氟乙烯玻璃布板，且所述聚四氟乙烯玻璃布板的介电常数为2.65且其厚度为1mm。

综上，本发明将工作于不同频率的两个具有不同相位关系的环形电桥(具体指图1中的传统环形电桥一和图3中的衍生环形电桥三)合二为一，从而实现真正的双频工作模式。利用本发明所合成并制作的工作于0.75GHz和1.8GHz的双频环形电桥，其中在工作低频0.75GHz时，本发明处于图3所示衍生环形电桥三的工作状态；在工作高频1.8GHz时，本发明工作于图1所示传统环形电桥一的工作状态。本发明的双频工作特性通过两种不同参数的CRLH TL单元6的支路一和支路二来实现，其中支路一为在低频f_L和高频f_H上能分别实现+90°相移和-90°相移的传输线支路且其数量为三个，为方便起见，此处将此支路一命名为CRLH TL₁；另外，支路二为在低频f_L和高频f_H上能分别实现-90°相移和-270°相移的传输线支路且其数量为一个，此处将此支路命名为CRLH TL₂。详细设计参数见表1和表2：对于CRLH TL₂，由于右手部分电路中微带线4较长，几乎是CRLHTL₁中微带线4的2倍。采用该分形布局将会导致环形电桥四个CRLH TL支路1无法连接形成环路，因而必须对二次迭代Koch分形微带线进行结构变形，本发明在不改变经典Koch分形构造原理的前提下，改变曲线若干处的弯折方向，从而使四个CRLH TL支路1既满足相位要求，又能最大限度的实现小型化从而形成闭合环路。

表170.7ΩCRLH TL具体物理参数值

表2实际所用SMT元件的值

  传输线类型>  L_L(nH)>  C_L(pF)>  2C_L(pF)  CRLH TL₁  12>  2.2>  4.7>  CRLH TL₂  56+6.8>  12>  12+12>

本实施例中，实际工作过程中，当工作于低频f_L时，本发明工作于如 图3所示衍生环形电桥三的状态，严格满足环形电桥三各支路的相位关系，即三个+90°支路和一个-90°支路；工作于高频f_H时，电路工作于如图1所示传统环形电桥一的状态，严格满足环形电桥一各支路的相位关系，即三个-90°支路和一个-270°支路。

采用商业仿真软件Ansoft Designer3.5对本发明进行电路和平面电磁动态联合仿真。图9给出了信号从1端口输入时环形电桥的频率响应曲线。从该图可以看出，本发明电桥明显存在两个频段，一个中心频率在0.75GHz附近，另外一个在1.8GHz附近。在0.62～0.97GHz频率范围内，回波损耗|S11|均优于-10dB，1端口和4端口的隔离|S41|优于-20dB；2端口和3端口的插入损耗|S21|&|S31|除了3端口在频率高端处偏大外，仍优于4.6dB；其它均接近理想水平3dB。而在1.52～2.2GHz频率范围内，回波损耗均优于-10dB，1端口和4端口的隔离|优于-20dB，2端口和3端口的插入损耗|除了2端口在频率低端处偏大但仍优于4.4dB，其它也均接近于理想水平3dB。图10给出本发明电桥在1端口输入时2端口和3端口的输出不平衡特性。图10的结果表明：在第一个频段0.63～0.87GHz，输出幅度不平衡小于1dB，相位不平衡度小于10度；而在第二个频度1.56～2.39GHz输出幅度不平衡小于1dB而相位不平衡度小于10度。

图11给出了信号从4端口输入时本发明的频率响应曲线。该图的结果显示新设计的环形电桥明显存在两个频段。在0.64～0.95GHz频率范围内，回波损耗|S44|均优于-10dB，4端口和1端口的隔离|S41|优于-20dB。端口2的插入损耗|S24|优于4.8dB，端口3的插入损耗|S34|优于3.9dB。而在1.51～2.2GHz频率范围内，回波损耗均优于-10dB，4端口和1端口的隔离|优于-20dB，端口2的插入损耗优于3.6dB而端口3优于4.5dB。图12给出本发明环形电桥在该情形下2端口和3端口的输出不平衡性。从图中可以得出，输出幅度不平衡小于1dB，相位不平衡度小于10度的频段分别为0.63～0.87GHz和1.58～2.27GHz。

综上，由仿真结果可以看出，本发明的环形电桥特性与设计频段吻合 的很好，其中心频点微小的偏移主要是因为实际采用的SMT元件值并非理论计算值而是有偏差(实际能购买的集总SMT元件规格值是离散的，不是连续的，实际加工制作总是选择与理想计算值最接近的SMT元件)，还有部分原因源于分形结构弯角引起的电抗值没有完全得到补偿导致相位偏移，不过上述微小偏移均在误差允许范围之内。因而，本发明所提出的采用基于集总SMT元件加载的CRLH TL单元6的环形电桥，能够将两个工作状态完全不同的环形电桥进行合成，从而增强了环形电桥的集成度和多功能用途。而修改的Koch分形结构的引入更是使电路尺寸大大缩减，缩减比例达到89.8％，并且分形技术与左手传输线理论的结合使得环形电桥优越性已经达到了国际领先水平。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。