用于接收高频谱效率的光学DPSK信号的系统和方法

摘要

提供一种用于接收受到(比如在信道间距为50GHz的密集波分复用(DWDM)通信系统中的40Gb/s和100Gb/s信道可能经历的)严苛光学滤波的差分相移键控(DPSK)光学信号的装置和方法。描述了一种光学DPSK接收器，该接收器运用具有比待解调的DPSK信号的符号速率(SR)大的自由频谱范围(FSR)的光学延迟干涉计(ODI)解调器。该接收器包括用于在ODI解调器的输出之间的引入附加功率失衡的装置，并且该附加功率失衡可以与FSR与SR之比有关。该附加功率失衡增加了信号对严苛光学滤波的耐受性、由此在比如DWDM这样的应用中实现高频谱效率。

说明书

技术领域

本发明涉及光学通信领域，并且更具体地涉及与利用高频谱效率传输的差分相移键控光学信号的接收有关的装置和方法。

背景技术

光学差分相移键控(DPSK)是一种有前景的调制格式，其提供高的接收器灵敏度，对高速传输中的主要的非线性效应提供高的耐受性，并且提供对相干串扰的高的耐受性。在光学DPSK传输中，通过相邻位之间的光学相位差来传达数据信息。光学DPSK调制包括差分二进制相移键控(DBPSK)、差分正交相移键控(DQPSK)和其它相关格式变体。

为了增加光学传送网络的容量，正在考虑用40Gb/s信道替代当前在这些网络上承载的10Gb/s信道。如国际电信联盟(ITU)规定的那样，多数的核心传送网络基于信道间距为50GHz的密集波分复用(DWDM)。在图1A中示意地图示了这一间距，其中Δf_min＝50GHz。由于40Gb/s DBPSK信号的光谱与典型10Gb/s信号的光谱相比宽得多，所以在通过50GHz信道网格传输40Gb/s二进制信号时由于严苛的光学滤波而有严重代价。如在当今的多数透明光学网络(比如图1B中示意地描绘的光学网络)中常见的那样，在传输系统中插入合并有比如波长选择开关(WSS)这样的元件的多个可重新配置的光学分插复用器(ROADM)时，这一滤波代价变得甚至更大。例如在所示网络10中，信号在它的始发地21与它的目的地22之间可能经由多个ROADM/WSS11-14进行路由。这使得难以在典型DWDM系统中在高的频谱效率下传输这样的高速DPSK信号。

一种实现高频谱效率的现有方案是使用带宽高效的调制格式、比如DQPSK和双二进制。然而DQPSK需要更复杂和昂贵的发送器和接收器，而双二进制具有比DBPSK和DQPSK更差的接收器灵敏度。

发明内容

在一个示例实施例中，本发明提供了一种光学差分相移键控(DPSK)接收器，该接收器运用光学延迟干涉计(ODI)以解调接收的光学DPSK信号。根据本发明，ODI解调器具有比待解调的DPSK信号的符号速率(SR)更大的自由频谱范围(FSR)。另外，接收器包括用于在与ODI解调器的两个输出对应的信号之间引入附加功率失衡的装置，其中该附加功率失衡和FSR与SR之比有关。当明智地选择时，该附加功率失衡增加了信号对严苛光学滤波的耐受性、由此在比如密集波分复用(DWDM)这样的应用中实现高频谱效率。可以使用电衰减或者放大电路来电气实施附加功率失衡，或者使用光学衰减来光学实施附加功率失衡。引入的功率失衡可以是固定的或者可调的。为了适应接收的数据的极性的潜在模糊性，还可以使用极性检测和恢复电路。

本发明的实施例可以例如应用于40Gb/s差分二进制相移键控(DBPSK)信号通过50GHz DWDM网格的传输以及100Gb/s差分正交相移键控(DQPSK)信号通过50GHz网格的传输。这样的实施例使得通过最小信道间距为50GHz的DWDM系统承载40Gb/s DBPSK和100Gb/s DQPSK信号时在系统所及范围和ROADM支持方面能够具有改进的性能。

本发明的其他实施例也提供其它益处，比如通过调节功率比在不同滤波条件之下自适应地优化信号接收的性能而不改变ODI的延迟或者FSR，由此使得信号接收无冲突或者无中断。

下文具体描述本发明的前述和其它特征及方面。

附图说明

图1A图示了密集波分复用(DWDM)方案中的信道间距；并且图1B是具有多个可重新配置的光学分插复用器(ROADM)和波长选择开关(WSS)的典型光学网络的示意表示。

图2是包括光学功率失衡模块的差分二进制相移键控(DBPSK)接收器的一个示例实施例的框图。

图3是包括电学功率失衡模块的DBPSK接收器的一个示例实施例的框图。

图4是DBPSK接收器的又一示例实施例的框图。

图5是差分正交相移键控(DQPSK)接收器的一个示例实施例的框图。

具体实施方式

图2是根据本发明的差分二进制相移键控(DBPSK)接收器100的一个示例实施例的框图。可以设想接收器100可以例如用来接收通过具有50GHz的最小信道间距Δf_min＝50GHz(图1A)的密集波分复用DWDM系统(图1B)传输的DBPSK信号，其数据速率标称为43Gb/s并且范围可以从约40Gb/s至50Gb/s。

接收器100包括用于解调在它的输入端接收的光学DBPSK信号的光学延迟干涉计(ODI)110。一般而言，ODI具有长度不同的两个光路。两个路径之间的长度差引起在沿着两个路径行进的光学信号之间的时间延迟T_d，并且该延迟等于ODI的自由频谱范围(FSR)的倒数、即FSR＝1/T_d。根据本发明，ODI 110具有比待解调的DBPSK信号的符号速率(SR)更大的FSR。在根据本发明的一个示例实施例中，FSR优选地在以下范围中：

1.15SR≤FSR≤2.5SR，                 (1)

其中FSR以GHz为单位而SR以G波特(Gbaud)为单位。

ODI 110的相长干涉(constructive)输出端口经由光学衰减器115耦合到平衡式检测器120的第一输入端，而ODI 110的相消干涉(destructive)输出端口经由第二光学衰减器116耦合到平衡式检测器120的第二输入端。分别具有可变衰减α₁和α₂的光学衰减器115和116由控制单元125控制以调节分别与ODI的相长干涉端口和相消干涉端口关联的信号功率P_con和P_des之比。衰减器115和116引入增量功率失衡或者信号之间的功率比的改变，该改变是对在未因此修改两个信号的功率时的自然功率比的附加。例如，取决于接收的DBPSK信号已经受到的光学滤波的程度，衰减器115和116引入的对功率比P_con/P_des的附加调节可以在-6dB与2dB之间，其中对于越少的滤波优选地引入越多的衰减。这里，对功率比P_con/P_des的2dB调节意味着P_con相对于P_des增加2dB或者约58％。这样，可以通过调节功率比在不同滤波条件之下自适应地优化信号性能(而不改变ODI的延迟或者FSR)。

虽然图2的示例实施例示出了耦合到ODI 110的相长干涉端口和相消干涉端口中的每一个的光学衰减器，但是根据本发明有可能具有让衰减器耦合到仅一个ODI端口的替代实施例。例如，如果对功率比P_con/P_des的附加调节将少于零(即仅需衰减相长干涉端口的信号)，则可以消除衰减器116。

另外，对于其中没有必要变化衰减(例如滤波条件基本上恒定)的应用，可以例如用固定衰减器或者通过在ODI 110的至少一个输出端口中的不完全光学耦合来实现衰减。使用公知技术，可以在制作时设置光学耦合来提供所需程度的衰减。

平衡式检测器120的输出被提供给时钟和数据恢复(CDR)电路130，该CDR电路按照符号速率(SR)恢复在接收的信号中编码的数据和时钟。为了适应接收的数据的极性的潜在模糊性，还可以包括数据反转电路140以反转由CDR电路130恢复的数据。可以用已知方式实施CDR和数据反转电路。

作为根据本发明的又一替代方案，可以用电气手段实现功率比调节。图3示出了接收器200的又一示例实施例，其中使用电子放大器和/或衰减器电路来实现功率比调节。接收器200包括电子放大器(和/或衰减器)221和222，其在ODI 210的相长干涉输出和相消干涉输出已经被检测和转换成电信号之后分别放大和/或衰减它们。可以在控制单元225的控制之下变化由放大器(和/或者衰减器)221和222提供的放大和/或衰减(g₁，g₂)。如上文所述，时钟和数据恢复(CDR)电路230和可选的数据反转电路240恢复原数据。

虽然图3的示例实施例示出了电子放大器(和/或衰减器)用于ODI 210的相长干涉端口和相消干涉端口中的每一个，但是根据本发明有可能具有让放大器(衰减器)用于仅一个ODI端口的替代实施例。

在一个示例实施例中，可以根据以下关系设置功率调节：

Δ(P_con/P_des)≈(SR/FSR-0.75)×15dB           (2)

例如对于43Gb/s的符号速率(SR)，对(P_con/P_des)的附加功率比调节对于50GHz、67GHz和100GHz的FSR将分别近似为1.7dB、-1.6dB和-4.8dB。如果FSR和SR遵循关系(1)，则附加功率比调节Δ(P_con/P_des)将具有近似-5.25dB至1.8dB的范围。

图4是根据本发明的接收器300的又一示例实施例的框图。接收器300包括ODI 310解调器，其具有的FSR与WDM信道间距Δf_min相等。因此，在信道间距为50GHz的情况下，ODI 310的FSR将为50GHz而T_d将为20ps。这样，ODI 310的FSR将比43Gb/s DBPSK信号的符号速率大约16％。根据关系(2)，希望的功率调节将为1.65dB或者P_des将相对于P_con减少1.65dB或者约32％。

在图4的示例实施例中，附加功率失衡由在ODI 310的相消干涉输出端口与平衡式检测器320之间的固定光学衰减315引入。可以例如通过将ODI 310的相消干涉端口不完全地耦合到检测器320以向对应信号提供固定的光学衰减315来实施衰减315。可选地，可以如上文所述用分立的功率失衡模块或者功率失衡块实施该衰减315。

如上文所述，示出了用于恢复原数据的CDR电路300。图4的实施例的一个特征在于可以不再需要可选的数据反转电路，因为其FSR与WDM信道间距Δf_min相等的ODI 310可以被配置成解调具有固定标称条件的任一WDM信道。这一特征也可以用来实现无色(colorless)操作，其中当接收的WDM信号的波长改变时无需改变ODI设置。

图5是根据本发明的接收器400的又一示例实施例的框图。接收器400可以解调差分正交相移键控(DQPSK)信号，比如该信号可以通过最小信道间距为50GHz的DWDM系统传输。例如对净数据速率为100Gb/s的DQPSK信号，原始数据速率标称为113Gb/s并且在包括用于比如向前纠错(FEC)这样的过程的开销时范围可以从约107Gb/s至约125Gb/s。

接收器400包括DQPSK解调器，该解调器包括用于解调DQPSK信号的同相和正交相分量的成对ODI 410和411。在一个示例实施例中，DQPSK解调器的FSR为100GHz。这样，ODI 410和411的FSR比113Gb/s DQPSK信号的符号速率大约77％。根据关系(2)，希望的功率调节将为-2.8dB，或者换而言之，(各ODI的)P_con将相对于(各ODI的)P_des减少2.8dB或者约48％。

ODI 410和411的输出被提供给功率失衡模块415。功率失衡模块415的同相和正交相输出被分别耦合到平衡式检测器421和422。可以如上文所述，通过让在ODI 410和411的相长干涉端口和/或相消干涉端口的信号受到(比如光学衰减器的)光学衰减或者通过提供不完全光学耦合来实现功率失衡模块415。可选地，如上文所述，可以使用在将光学信号转换成电形式之后布置的功率失衡模块的一种电气实施方式。另外，功率失衡模块415可以提供固定功率失衡或者在控制单元425的控制之下提供可变功率失衡。

如上文所述，CDR电路431和432以及可选的数据反转电路441和442分别在检测器421和422之后，用于恢复原同相和正交相数据分支。

如这里公开的那样，本发明在接收通过常规DWDM系统传输的高频谱效率的DPSK信号时提供良好的信号性能。另外，本发明的更多实施例也提供其它益处，比如提供一种用于通过调节功率比在不同滤波条件之下自适应地优化信号性能(而不改变ODI的延迟)并且允许无冲突的接收器操作的机制。本发明的这样的实施例由此在高频谱效率的系统中传输DPSK信号时提供总系统性能的改进和容易的实施。

应该理解上述实施例仅是举例说明可以代表本发明应用的一些可能的具体实施例。本领域技术人员能够进行诸多变化的其它布置而不脱离本发明的精神实质和范围。