用于集成电路的工作参数监视器

摘要

本发明涉及用于集成电路的工作参数监视器。以环形振荡器(22)的形式为集成电路(2)提供一个或多个监视电路(14、16、18、20)。这些环形振荡器(22)包括包含在泄露模式下工作的限流晶体管(42)的多个三态反相器(24、26、28)。通过晶体管(42)的泄漏电流取决于被监视的集成电路(2)的工作参数。因此，环形振荡器(22)的振荡频率FOSC根据要测量的工作参数而变化。

说明书

技术领域

本发明涉及集成电路领域。更特别地，本发明涉及集成电路内的工作参数的监视。

背景技术

为集成电路提供设法提供关于集成电路的工作参数的监视信息的一个或多个监视电路是已知的。要监视的典型工作参数是工作温度。可以被监视的其它工作参数包括工作电压。此信息可以用来保证集成电路的正确工作，并且在某些情况下可以用来使用反馈机制调整该工作。

提供环形振荡器电路是已知的，在该环形振荡器电路中，振荡频率给出集成电路的工作参数的指示。随着集成电路变热，构成环形振荡器内的反相器链的晶体管将更快速地工作，因此振荡频率将增加。此类机制的问题是振荡频率与温度之间的关系可能是复杂的，并且环形振荡器可能要求相对复杂的偏置电路和/或模拟输出。

随着工艺几何结构在尺寸方面的减小，基本MOSFET特性的局部变化变得如此大，以致于简单的芯片级防护带设计变得被严重地过度设计且低效。另外，诸如注入屏蔽(implant shadowing)或应力工程效应等关键系统效应使应进行监视以便使系统效应周围的过度设计最小化的MOSFET实现的排列数倍增。由于此类效应，MOSFET特性已变得视位置和背景而定。因此，由于不能从提供晶片监视器的远距离区域进行监视的背景相关的效应和位置变化，依赖于简单的一组边界提供的晶片验收测试，MOSFET参数与芯片上系统嵌入式MOSFET监视器相比将不那么准确。因此，需要一种用于嵌入式MOSFET监视以及硅验收测试、性能重新分级(binning)和自适应电路的小且低功率的监视电路。

发明内容

从一方面看，本发明提供一种监视集成电路的工作参数的方法，所述方法包括步骤：

用包括多个串联反相级的环形振荡器在振荡频率下生成振荡信号；

使所述反相级中的至少一个工作，以使得向所述反相级供应电流的至少一个晶体管限制所述反相级中的电流和输出信号转换速率(slew rate)，从而控制所述振荡频率；以及

向所述晶体管供应栅电压以使所述晶体管在泄露模式下工作，在该模式下通过所述晶体管的基本上所有电流都是由于电流泄漏产生的；其中

所述工作参数控制所述电流泄漏的幅值，使得所述振荡频率取决于所述工作参数。

带有具有供应反相级中的有限电流的晶体管的至少一个反相级的环形振荡器将用于限制该反相级的转换速率并因此控制环形振荡器的振荡频率(反相级可以具有多种不同的形式，诸如简单反相器、NAND门等)。本技术认识到如果用于控制振荡频率的此晶体管在通过晶体管的基本上所有电流都是由于电流泄漏产生的泄露模式下工作，则电流泄漏具有可预测的随期望对其进行监视的多个工作参数的变化，因此可以通过观察环形振荡器的振荡频率来监视那些参数。使环形振荡器以这种方式工作提供了一种监视电路，该监视电路在提供监视集成电路的多种参数的能力的同时是小的、低成本且低功率的。

在某些实施例中，可能期望监视的工作参数是在给定栅电压下通过晶体管的泄漏电流。在泄露模式下工作的晶体管可以是集成电路内的其它晶体管的代表，并且所有这些晶体管的临界参数是泄漏电流随电压的变化。这样，可以确定适当的控制电压以减少通过电流泄漏产生的功率浪费。

特别感兴趣的另一工作参数是栅电压的阈值，在该阈值处泄漏电流基本上为零。在低功率集成电路中常常期望的是将集成电路置于低功率模式，在该低功率模式下，期望将泄漏电流减小至基本上为零。因此，监视电路能够主动地确定将用来实现监视电路的晶体管和整个集成电路中的基本为零的泄漏的栅电压，以便实现基本为零的泄漏电流。

在某些实施例中，可以通过下述来确定此类阈值：

将所述晶体管的最大跨导栅电压识别为栅电压，在该栅电压下所述振荡频率随栅电压的增加速率为最大；

从所述最大跨导栅电压和所述最大跨导栅电压下的所述振荡频率的增加速率线性地向后外推以识别外推栅电压，在该外推栅电压下所述振荡频率将是零；以及

使用所述外推栅电压作为所述阈值。

本技术非常适合于监视的另一工作参数是环形振荡器内的晶体管的工作参数。此工作参数可以很好地与集成电路的周围部分的工作温度相关联。

当晶体管是具有源极电压和体电压的MOSFET且晶体管进行工作以使得栅电压与源极电压之间的电压差基本上等于所述体电压与所述源极电压之间的电压差时，则获得工作温度与振荡频率之间的简化关系，许多器件特有参数基本上从该关系中取消。

特别地，在此类实施例中，泄漏电流与e^VBS/kT成比例，其中，e是自然对数的基数，k是玻尔兹曼常数且T是所述工作温度。

为了校准此类温度监视电路，可以执行以下步骤：

(a)在已知温度T_known下提供包括所述环形振荡器的所述集成电路；

(b)将所述体电压与所述源极电压之间的所述电压差VBS设置为第一值VBS₀；

(c)测量所述环形振荡器的第一振荡频率F₀；

(d)将所述体电压与所述源极电压之间的所述电压差VBS设置为第二值VBS₁；

(e)测量所述环形振荡器的第二振荡频率F₁；

(f)将计算温度T_cal确定为(VBS₁-VBS₀)/(k*ln(F₀/F₁))；以及

(g)将偏移温度T_offset计算为T_cal-T_known；由此

然后可以通过重复步骤(b)至(f)并将T_unknown确定为T_cal-T_offset来确定所述集成电路的未知温度T_unknown。

可以是环形振荡器中的仅一个级包括在泄露模式下工作并限制其相关反相级中的电流和输出转换速率的晶体管。然而，在优选实施例中，当多个反相级包括在泄漏模式下工作的此类晶体管时，可以实现更强的效果。在某些实施例中，可以是环形振荡器内的反相级每个均包括在泄露模式下工作的晶体管。

反相器可以具有多种不同形式，但优选地是三态反相器。

当使用三态反相器时，可以在与生成三态反相器的输出的轨道(rail)不同的通过集成电路的轨道上形成头晶体管(headertransistor)和脚晶体管(footer transistor)以便相对于在与反相级的输出相同的轨道中提供这些晶体管时减小体效应。

可以将在泄露模式下工作的晶体管形成为具有与形成反相器的其它晶体管不同的尺寸，以便使监视电路变得对不同参数和不同测量范围敏感。

在泄露模式下工作的晶体管可以是NMOSFET或PMOSFET。

从另一方面看，本发明提供一种被配置为监视集成电路的工作参数的监视电路，所述监视电路包括：

环形振荡器，其具有被配置为在振荡频率下生成振荡信号的多个串联反相级，所述反相级中的至少一个具有被配置为向所述反相级供应电流并限制所述反相级中的电流和输出信号转换速率、从而控制所述振荡频率的至少一个晶体管；以及

栅电压供应电路，其被配置为向所述晶体管供应栅电压以使所述晶体管在泄露模式下工作，在该模式下，通过所述晶体管的基本上所有电流都是由于电流泄漏产生的；其中

所述工作参数控制所述电流泄漏的幅值，使得所述振荡频率取决于所述工作参数。

从另一方面看，本发明提供一种被配置为监视集成电路的工作参数的监视电路，所述监视电路包括：

环形振荡器装置，其具有用于在振荡频率下生成振荡信号的多个串联反相级装置，所述反相级装置中的至少一个具有用于向所述反相级装置供应电流并限制所述反相级装置中的电流和输出信号转换速率、从而控制所述振荡频率的至少一个晶体管装置；以及

栅电压供应装置，其用于向所述晶体管装置供应栅电压以使所述晶体管装置在泄露模式下工作，在该模式下，通过所述晶体管装置的基本上所有电流都是由于电流泄漏产生的；其中

所述工作参数控制所述电流泄漏的幅值，使得所述振荡频率取决于所述工作参数。

通过将结合附图来阅读的说明性实施例的以下详细说明，将清楚本发明的上述及其它目的、特征和优点。

附图说明

图1示意性地示出包括用于监视集成电路的工作参数的多个监视电路的集成电路；

图2示意性地示出采取环形振荡器(RO)形式的监视电路；

图3示意性地示出供在图2的环形振荡器内使用的三态反相器；

图4是示意性地示出用于确定集成电路内的基本为零的泄漏电流的阈值电压的技术的流程图；

图5示意性地示出通过场效应晶体管的截面；

图6是示意性地示出用于校准温度监视电路的技术的流程图；

图7示意性地示出用于用温度监视电路来测量未知温度的技术；

图8示出供在充当阈值电压监视电路且包括出于模拟目的(即，在工作设计中不需要)提供的晶体管P2的环形振荡器内使用的三态反相器；

图9示意性地示出用于监视阈值电压且包括NAND门以启用环形振荡器的环形振荡器电路；

图10示意性地示出由理想电流源或图8的晶体管N1来控制通过三态反相级的电流的情况下的环形振荡器频率的变化；

图11示意性地示出通过在其泄露模式下工作的晶体管的电流和环形振荡器频率(两者均被标准化为其在0.3V下的值)与晶体管的栅电压之间的关系；

图12示意性地示出环形振荡器频率和环形振荡器频率随着电压的变化率，因为其随着施加于在泄露模式下工作的晶体管的栅电压的变化而变化；

图13示意性地示出与各种晶体管的阈值电压的加工厂定义(foundary definition)相比用上文所讨论的监视电路确定的阈值电压变化；

图14是示出供在充当温度监视电路的环形振荡器中使用的三态反相器的示意图；

图15示意性地示出用作温度监视电路的环形振荡器电路；

图16示意性地示出通过图14的PMOSFET的漏极电流与在泄露模式下工作的限流晶体管的本体与源极之间的电压之间的关系；

图17示出使用如图15所示的监视电路测量时的测量温度与模拟温度之间的变化；

图18示出将通过在泄露模式下工作的晶体管的电流表示为温度、栅极和源极之间的电压、本体和源极之间的电压、以及漏极与源极之间的电压的函数的表达式；

图19示出使用环形振荡器内的PMOSFET限流晶体管的测量温度和模拟温度之间的关系，其中所述本体被束缚于(tie to)所述晶体管的栅极；

图20示出当用理想电流源替换在泄漏模式下工作的晶体管时的环形振荡器频率与通过三态反相器的电流之间的关系；

图21是示出相对于通过三态反相器的电流而言测量频率中的绝对误差的表；

图22示出振荡器频率以及通过晶体管的饱和电流随在泄露模式下工作的晶体管的栅电压的变化；

图23示意性地示出作为各种输入电压对的温度的函数的频率比；

图24示意性地示出使用在298K下执行校准的上述监视电路和技术提取的温度测量结果；

图25示出作为温度的函数的振荡器频率的变化；以及

图26示出使用替换方法来提取温度信息时的测量温度对比模拟温度。

具体实施方式

图1示意性地示出包括经由系统总线4互连的多个功能单元的芯片上系统集成电路2。所述功能单元包括处理器核心6、图形处理单元8、数字信号处理器10和存储器12。应认识到本技术可适用于多种不同的集成电路。

位于集成电路2内的是多个监视电路14、16、18、20。监视电路16位于处理器6内并用于监视处理器6的工作参数。此工作参数可以是例如与用于降低泄漏电流、工作温度等的低功率状态相关联的阈值电压电平。以类似方式，图形处理单元8具有嵌入图形处理单元8内的监视器电路18。在集成电路2上的间隔位置处提供其它监视电路14、20以监视诸如工作温度和/或阈值电压的参数。

应认识到，用现代集成电路，诸如工作温度的工作参数可以在集成电路2内变化，使得该集成电路的一个特定部分可能过热地工作，同时另一部分在可接受的温度下工作。因此，分布在集成电路内的多个监视电路14、16、18、20的供应提供防止不适当工作的较大程度保护并允许实现更准确的和细粒水平的工作参数监视。此外，跨越集成电路2的工艺变化，诸如对准、掺杂、层厚度等方面的变化，可以导致在同一集成电路内的不同位置处发生不同的工作参数，因此，通过集成电路2分布多个监视电路14、16、18、20使得能够正确地感测此类不同的工作参数。

图2示意性地示出采取具有振荡频率F_OSC的环形振荡器形式的监视电路22。环形振荡器由串联地布置的三个反相器24、26、28形成并具有从最后一个反相器28串联回到该串联的第一反相器24的输入端的反馈路径。假如在单个路径内存在奇数个反相器24、26、28(或更一般而言为信号反相)，则可以用由通过反相器链24、26、28的延迟控制的频率F_OSC来生成振荡信号输出。AND门30被设置在该信号路径中并用于启用和禁用通过环形振荡器反馈的信号路径并因此根据启用信号来接通和关断环形振荡器。

各反相器24、26、28被形成为三态反相器且这些三态反相器内的晶体管之一具有用栅电压源电路32控制的栅电压。此栅电压源电路32生成栅电压，该栅电压将反相器24、26、28内的受控晶体管置于其中通过该晶体管的电流基本上全部是由于电流泄漏产生的泄漏工作模式。此晶体管充当用于其反相级的限流器件。本领域的技术人员将认识到电流泄漏是这样的过程，即用来使得在到晶体管的控制信号使得该晶体管正常地被视为关断时有限量的电流通过该晶体管的过程。无论如何，诸如量子隧穿的效应导致有限泄漏电流。

图3示意性地示出被形成为两个PMOSFET晶体管36、38和两个NMOSFET晶体管40、42的堆叠的三态反相器34。晶体管36和42在与分别载送信号A和Z的输入和输出轨道不同的通过集成电路的轨道上形成。这减小了主体效应。晶体管36和42具有比晶体管38和40大的器件宽度，因为这允许在例如OE上的地和EN上的Vdd的正常轨道电压下的更可靠的工作。

在工作中，施加于晶体管42的栅电压OE使得其将晶体管42置于泄露工作模式。因此，晶体管42充当限流器件，该限流器件限制由反相器34生成的输出信号Z的转换速率。应认识到晶体管36、38、40和42以及相关的连接和信号传输线具有有限电容，因此限制通过反相器34的电流限制在输出信号Z中可以实现的转换速率，并因此限制通过三态反相器34的传播延迟。因此，当一个或多个此类三态反相器34被设置在环形振荡器22中时，诸如图2所示，则控制通过三态反相器34的电流的栅电压OE又将控制环形振荡器22的振荡频率F_OSC。

通过以上内容应认识到环形振荡器22的振荡频率F_OSC提供通过充当限流晶体管的一个或多个晶体管42的泄漏电流的度量。来自环形振荡器的输出信号可能要求波形调节电流，使得其可以扩展至轨到轨信号以易于感测，但振荡频率F_OSC足够低，使得此类调节电路可以容易地被形成为例如基本施密特(Schmidtt)触发器。环形振荡器22与现代高度复杂的集成电路相比具有简单的构造和工作。此类小环形振荡器22的提供构成相对少的电路开销。环形振荡器信号F_OSC的输出频率足够低，使得其不难测量。实现振荡器频率F_OSC随泄漏电流的相对较大程度的变化，从而提供良好的灵敏度。

可以通过检测集成电路2对通过充当限流器件的晶体管42的泄漏电流的影响及其因此对振荡频率F_OSC的影响来监视集成电路2的各种工作参数。此类参数的一个示例是栅电压OE的阈值，在该阈值下通过晶体管42的泄漏电流基本上为零。此阈值电压在被检测到时可以在整个集成电路2中使用以便将集成电路2置于与单独的集成电路及其当前工作状态/环境匹配的低泄漏模式(或集成电路2的各部分)。

图4示出可以用来确定阈值电压的过程。在步骤44处，在不同的栅电压下进行振荡频率随栅电压的变化率的测量。然后，步骤46识别对应于振荡频率随栅电压的变化率处于其最大值时的位置的栅电压V_trans和频率F_trans。这对应于晶体管42内的最大跨导的点。

步骤48和50(其可以视为被组合)用于从最大跨导F_trans、V_trans点向后外推以找到外推指示零振荡频率结果的电压。因此，通过使用在步骤50中示出的公式用线性外推来计算电压，其中，栅电压随振荡频率的变化率是在最大跨导的点处所检测的最大变化率。

图5示意性地示出通过场效应晶体管52的截面。该场效应晶体管包括源极区54、漏极区56和在源极区54与漏极区56之间延伸的沟道区58。通过绝缘层62与沟道区58分离的栅极60用于控制源极区54与漏极区56之间的通过沟道区58的电流。场效应晶体管52的沟道区58及其它部分在体半导体区64上形成。栅极60被保持在栅极电位V_G。源极54被保持在源极电位V_S。漏极被保持在漏极电位V_D。体半导体64被保持在体电位V_B。

在用于充当温度传感器的本文所述的监视电路的实施例中，当栅极与源极之间的电压差V_GS(即V_G-V_S)等于本体与源极之间的电压差V_BS(即V_B-V_S)时，可以实现温度与通过晶体管52的泄漏电流之间的简化关系。这将在下文中进一步描述。

图6和7分别示意性地示出用于校准用于监视温度的监视电路14、16、18、20并使用该监视电路14、16、18、20来测量未知温度的过程。图6从设置用于包括嵌入式监视电路14、16、18、20的集成电路2的已知温度值T_known的步骤66开始。步骤68将本体与源极之间的电压差V_BS设置为第一值V_BS0。栅极与源极之间的电压V_GS由于与被用作温度监视器的反相器的内部连接而是相同的值。步骤70在已知温度T_known和第一电压V_BS0下测量振荡频率F₀。

步骤72将电压V_BS设置为第二值V_BS1(栅极与源极之间的电压以相同的方式改变)。步骤72测量此第二控制电压V_BS1下的振荡频率F₁。

步骤74依照步骤74所示的关系使用V_BS0和V_BS1及其相关振荡频率F₀和F₁来计算集成电路2的温度。在步骤76处使用计算温度T_cal和已知温度T_known之间的差来计算偏移温度T_offset。然后可以使用此偏移温度T_offset作为依照图7的未知温度测量期间的校准值。

图7示出用于在已依照图6的过程校准监视电路14、16、18、20时立即测量未知温度的过程。在步骤78处，将本体与源极之间的电压V_BS设置为第一值V_BS0。步骤80测量此第一控制电压下的振荡频率F₀。步骤82将电压V_BS设置为第二值V_BS1且步骤84测量此第二控制电压下的振荡频率F₁。步骤86依照图7的步骤86所示的关系使用两个测量频率F₀和F₁以及控制电压V_BS1和V_BS0来确定计算温度。步骤88使用来自步骤86的计算温度T_cal以及先前所计算的偏移温度T_offset来计算未知温度。

如图8所示，监视电路的核心是使用标准或经修改的三态反相器单元(INVZ)形成的环形振荡器。与标准INVZ相比，图8的示例INVZ示意图将三态开关移动至相邻轨道。这不是要求的，但由于与器件P1/N1紧挨着输出Z时相比降低的体效应而能够潜在地增加准确度。P2器件是用于模拟目的且在运行实现中是不要求的。如果例如N1EN被连接到振荡器启用信号，则当振荡器未被启用时，与本技术的环形振荡器的频率结果相比，可以测量器件N1的漏极电流。

然后，使用此INVZ门来形成具有图9所示的一种可能实现的环形振荡器。

在这种情况下，已添加一个NAND门以提供振荡器启用功能。在所示的示例中，OE引脚被束缚于VDD且OEN引脚被束缚于POWER_EN_N，POWER_EN_N在该用途中是可变模拟信号。级数是任意的，但应注意到由于缓慢的工作速度和由于nA范围限流工作所引起的功率消耗，可以以比所示少的级来使此振荡器可靠地工作。观察到总共奇数个级(包括NAND)的基本环形振荡器要求。可以直接从频率计数器电路或外部测试器频率计数器进行观察。

此电路的工作是被用作振荡器限流器的(一个或多个)MOSFET偏置在近阈值区或亚阈值区(即在泄漏工作模式下)，使得振荡频率与电流成比例。使用行业代表性的32nm MOSEFT PSP HSPICE模型的模拟显示此假设跨越适当偏置温度、电压、和工艺极限(process corner)是有效的。在图10中，已经用SPICE模拟中的理想电流源取代NMOS下拉FET(图8的器件N1)。此模拟显示F与I成正比的假设的准确性。INVZ线表示作为来自电流源的馈送电流的函数的电路频率。

图10示出与取代晶体管N1的理想电流源相比的环形振荡器频率。模拟实际电路(MOSFET N1而不是图10的电流源)，如下面图11所示在RO频率与MOSFET N1漏极电流之间存在良好的一致性。为了在同一个图上进行绘制，已将两个曲线标准化为其在0.3V(～Vt)下的值。

图11示出MOSFET N1漏极电流和RO频率，两者均被标准化为VOE＝0.3V值。

在有限的准确度内，这示出在亚阈值状态的RO频率很好地跟随MOSFET漏极电流，因此，可以直接使用亚阈值区中的RO频率的斜率来近似地测量MOSFET漏极电流的亚阈值斜率(MHz/十倍频程至mV/十倍频程)。

其次，由于RO频率很好地合理地跟随MOSFET漏极电流直至阈值电压，所以可以以与MOSEFT Vt的最大跨导外推的方法相同的方式来使用RO频率的斜率。在这种方法中，确定峰值跨导点，并将MOSFET I-V曲线外推回至其X轴截距。在下面的图12中使用RO频率示出q这种相同方法。使用斜率的峰值来确定VOE点，在该点处对Y轴截距进行外推。

图13示出将器件N1的实际Vt与从RO频率特性外推的Vt相比较。在此特定情况下，Vt的加工厂定义是恒定电流密度定义。即使这样，一致性也是良好的。一般而言，RO频率外推方法将Vt过高估计了～20-30mV。

在RO提取的Vt与实际Vt之间存在轻微的斜率差，此结果对于硅验收测试和中度自适应方法而言足够准确。

差别的原因：

1.电路本身(参见图8)与电流源限制RO频率相比表现出斜率方面的某种非理想性。

2.由加工厂将Vt定义为恒定电流值可能引入跨越工艺极限的某种偏斜。

3.严格地说，Vt被定义为最大跨导点的X轴截距减Vdrain/2。I不能显示确定器件N1的Vdrain/2并减去该量提供任何附加准确度。

最后，由于在许多情况下，可以将MOSFET Vt定义为以(例如nA*W/L)为单位的已知电流密度，所以所提取的Vt下的RO的频率可以直接与绝对电流相关。也就是说，使用RO斜率外推来确定Vt，则使其等同于Vg＝Vt时的用于该MOSFET的加工厂定义的恒定电流值。然后，可以使用以下公式来逼近VG＝0关断状态泄漏：

Ioff＝在VOE＝0下的RO频率/在VOE＝Vt下的频率*在Vt下的恒定电流定义。

在确定MOSFET Ioff的这种方法中存在许多误差源，包括RO Vt测量的误差、RO亚阈值斜率的误差、和非常低的电流下的RO频率的误差，但是如从图4可以看到的那样，这种方法可以精确到2-3倍以内，因此可以用来准确地解决MOSFET关断状态泄漏电流中的任何数量级的差。

上文所示的示例使用到INVZ单元的OEN引脚的可变模拟输入。然而，PMOSFET限制工作也是有效的(将OEN束缚于VSS并改变OE上的电压)。

不需要正式地使用INVZ单元。例如，可以使用INV单元并可以使用NMOS脚或PMOS头MOSFET来对振荡频率进行限流。

可以改变器件宽度的比N0/N1以便使结果的准确度最优化。例如，使W(N1)＝10×W(N0)将使响应曲线移位一个数量级并可以得到更准确的结果。

用于监视工作温度的此监视电路的核心是使用标准或经修改的三态反相器单元(INVZ)形成的环形振荡器。在以下示例INVZ示意图中，与标准INVZ单元相比，存在三处修改：

1.三态开关P1和N1具有大的器件宽度。这不是对设计的要求，然而，增加这些器件的宽度可以潜在地允许正常轨道电压(OE上的0V、OEN上的VDD)下的更可靠的工作。如上所述，这可以简化输入电压生成的要求。

2.三态开关被移动至邻近于轨道。这也不是要求的，但由于与器件P1/N1紧挨着输出Z时相比减小的体效应而能够潜在地提高准确度。

3.在本示例中，P1的主体也被束缚于OEN，而不是如正常的那样束缚于VNW。下面将描述此变化的原因。

图14的三态反相器用于形成具有图15所示的一种可能实现的环形振荡器。在图15的环形振荡器中，已经添加一个NAND门以提供振荡器启用功能。在所示的示例中，OE引脚被束缚于VDD且OEN引脚被束缚于在此用途中是可变模拟信号的POWER_EN_N。级数是任意的，但应注意到由于非常缓慢的工作速度和由于nA范围限流工作所引起的功率消耗，可以以比所示少的级来使此振荡器可靠地工作。观察到总共奇数个级(包括NAND)的基本环形振荡器要求。

本发明的工作的关键原理是使被用作振荡器限流器的(一个或多个)MOSFET偏置在亚阈值区，并且所使用的器件表现出理想的亚阈值斜率，其中，电流与e^(Vg-Vt)/kT成比例，并且k是玻尔兹曼常数(8.62e-5eV/K)且T是以开氏度为单位的温度。

使用行业代表性的32nm MOSEFT PSP HSPICE模型的模拟显示此假设跨越适当的偏置温度和电压是有效的。请注意，下图中的指数趋势线拟合中的接近完美的R2值，其示出作为“VBS”的函数的通过来自图1的器件P1的电流，“VBS”等效于“VGS”，因为它们在本实现中被束缚于同一节点。

图16示出作为VBS(＝VGS)的函数的PMOSFET漏极电流。在此配置中，PMOSFET电流与e^VBS/kT成比例。使用图16中的趋势线拟合的指数斜率，并将结果校准至T＝25C，随后可以在任何后续测量处测量电流并将温度外推为与exp(1/kT)成比例。结果在图17中被示为跨越工艺极限是准确的，并且直到校准温度以上至少100C处还在实际温度的几个百分比内。

图17示出使用以上算法从PMOS漏极电流提取的测量温度，在T＝25C下校准的测量结果。设置VGS＝VBS的特征允许电流呈指数地依赖1/kT而不是1/nkT，其中，‘n’是亚阈值斜率非理想因子。如图18的表达式所示，基于由Chen和Ho在IEEE TRANSACTIONS ONCOMPUTER-AIDED DESIGN OF INTEGRATED CIRCUITS AND SYSTEMS，(第6卷，NO.4，1997年4月，第343页)中提出的亚阈值MOSFET模型，可以对此进行如下解释。

对于比热电压(在25C下kT＝26mV)大几倍的任何V_DS而言，可以忽视取决于V_DS的第三指数项。对于限流RO设计而言，由限流器件所看到的V_DS通常将为V_DD/2和更高，因为环形振荡器中的任何后续级“N+1”在此值处将开始切换，并且级“N”所发生的任何情况都与RO延迟无关。因此，在此实现中，可以完全忽视第三指数项。在这里所示的模拟全部是针对全饱和的(V_DS＝V_DD)。

可以使MOSFET在VBS＝0V下工作且第二指数项将消失。在这种情况下，获得Idrain与exp(V_GS/nkT)成比例的典型性质。在“自适应设计”章节(NO.3)中进一步解释这种方式的工作。

对于本发明的主要形式，设置V_BS＝V_GS，然后，V_BS/nkT和V_GS/nkT项抵消，留有上面图16所示的V_BS/kT依赖关系。

已知的是对于适当的电流电平而言，限流环形振荡器的频率将直接跟随馈送器电流的值。因此并非意外地，图14和15所示的电路的完全模拟产生图19所示的结果，其非常类似于图18的MOSFET电流模拟。

为了生成图19中的测量结果，使用以下程序：

1)设定“已知”温度25C。

2)在VB＝VG＝0.8V(VBS＝VGS＝0.2V)下测量振荡器频率。

3)在VB＝VG＝0.84V下测量振荡器频率。

4)将中间T_cal计算为(0.84V-0.8V)/(k*ln(Freq1/Freq2))

5)将偏移温度T_offset计算为T_cal-25C。

6)改变温度

7)重复步骤2～4

8)将测量T计算为T_cal-T_offset

对于模拟的有限电压空间而言，0.8V和0.84V电压电平产生良好的拟合。

除上述核心电路之外，在未使用轨道电压下的单输入电压的情况下，完全的解决方案可能要求添加电路以生成输入电压电平。另外，上述环形振荡器输出将需要被发送到计数器以进行数字读出。计数器可以已存在于全芯片设计中。

上文所示的示例使用到INVZ单元的OEN引脚的可变模拟输入。然而，相反极性的工作也是有效的(将OEN束缚于VSS并改变OE上的电压)。

不需要正式地使用INVZ单元。例如，可以使用INV单元并可以使用NMOS脚或PMOS头MOSFET来对振荡器频率进行限流。

可以用被束缚于其标准阱电位的限流MOSFET主体构成相同的电路。在这种情况下，亚阈值斜率与1/nkT而不是1/kT成比例，其中，n是众所周知的“理想因子”。为了使用此电路，首先使用同一T处的两个测量结果对‘n’进行求解，然后假设此‘n’独立于电压和温度(这通常是很好的假设)。主要实施例的优点是对‘n’的无关性。此理想因子表示对最终准确度的几个限制

a.‘n’可以对于不同的技术在很大程度上改变

b.‘n’具有主体偏置依赖性

c.‘n’依赖于氧化物俘获的电荷，因此对于同一集成电路内的不同器件而言可以改变。

在图20的结果中，已经用SPICE模拟中的理想电流源取代NMOS下拉FET(图14的器件N1)。此模拟示出假设F与I成正比的准确度。绿线将电路频率表示为来自电流源的馈送电流的函数。

在高电流下，下拉延迟变得短到足以与上拉延迟相当，因此总延迟将停止被限流器件支配。在低频率下，其它寄生泄漏电流开始变得显著。因此，在本示例中，最佳工作在馈送电流的1nA与1uA之间，对应于100kHz与100MHz之间的频率。频率相对于输入电流的绝对误差在图21中的表中示出。

用包括器件N1的全INVZ，图22中示出与输入电压OE相比的频率响应。

INVZ线是源自于图14的器件N1的电流。此NMOSFET的Vtsat约为360mV。

如同在主要示例中，用于给定OE电压的亚阈值电流将根据Vt及其它因素相当大地改变，但不同OE电压下的两个频率的比相对稳定。在图23中，示出了在不同的OE电压差下在多个温度范围内的频率比：

温度测量算法则将是：

1.测量已知温度下的频率和准确感测区内的两个OE电压(在这些模拟中50mV至200mV是最佳的)

2.对理想因子n求解。

3.针对所计算的n和已知T校准温度测量结果。

在图24中示出具有298开氏度下的初始校准的示例结果。

使用所述使用两个频率的比的主测量算法以便抵消阈值电压随变化的温度的变化。然而，如果较不精确的温度测量结果是可容忍的(使传感器过热等)，则可以仅使用处于一个偏置电位的一个频率测量结果。如果适当地设计电路，则其在电源电压下(VGS＝0V)用限流器件的门电位进行工作，消除了对生成任何模拟输入电压电平的需要。

针对主电路和VBS＝VGS＝0V，在图25中示出作为温度的函数的频率变化(不是频率比)。

在图25中看到作为温度的函数的绝对频率的大幅度变化以及斜率变化。由于斜率变化，单频率测量方法将不如在主要发明中描述的两个频率比方法那么准确。此依赖性主要是V t依赖性这一事实使得此方法在技术之间不可移动(portable)。对于这里模拟的代表性32nm技术而言，仍然可以采取来自HSPICE模拟的假定斜率(TT极限)，并通过测量初始已知温度、然后通过假设频率与exp(0.0361V/kT)成比例来计算后续温度而应用该斜率(0.0361V)来产生温度测量结果。来自此技术的结果在图26中示出。

虽然图26的结果看起来与图18和22所示的两个频率比方法结果相比具有类似的准确度，但是依赖于HSPICE模拟来确定斜率和斜率随工艺变化的变化意味着这种方法可能不那么准确。

虽然已在本文中参照附图详细地描述了本发明的说明性实施例，但应理解的是本发明不限于那些精确实施例，并且在不脱离所附权利要求所限定的本发明的范围和精神的情况下，本领域的技术人员可以实现各种改变和修改。