功率转换器的控制器以及准谐振功率转换器的控制方法

摘要

本发明提供一种功率转换器的控制器以及准谐振功率转换器的控制方法。该控制器，适用于功率转换器。此控制器包括脉宽调制电路、检测电路、信号生成器、以及振荡电路。脉宽调制电路生成切换信号。此切换信号用以切换功率转换器的变压器。反馈信号耦接至脉宽调制电路以禁用切换信号。检测电路通过电阻器耦接变压器，且根据获得自变压器的检测信号来生成波谷信号。信号生成器接收反馈信号以及波谷信号以生成使能信号。振荡电路生成最高频率信号。最高频率信号结合使能信号来生成脉冲信号。反馈信号与功率转换器的输出负载相关联。脉冲信号的最高频率被限制。

说明书

技术领域

本发明涉及一种功率转换器，特别是涉及一种准谐振功率转换器(quasi-resonant power converter)。 

背景技术

为了改善在高切换频率时的效能并降低功率损耗，准谐振功率转换器(quasi-resonant power converter)是一种解决方式。准谐振功率转换器的技术细节可参阅现有技术-编号7,426,120且名称为“Switching Control CircuitHaving a Valley Voltage Detector to Achieve Soft Switching for a ResonantPower converter”的美国专利。然而，准谐振功率转换器的缺点是在轻负载状态下效率较低。准谐振功率转换器的切换频率是根据其输入电压及输出负载而变化。一旦输入电压增加或者输出负载减少，准谐振功率转换器的切换频率将会自然地增加。在轻负载下增加的切换频率将会提高准谐振功率转换器的切换损耗，因此降低了效率。 

发明内容

本发明提供一种控制器，适用于功率转换器。此控制器包括脉宽调制电路、检测电路、信号生成器、以及振荡电路。脉宽调制电路生成切换信号。此切换信号切换功率转换器的变压器，且反馈信号耦接至脉宽调制电路以禁用所述切换信号。检测电路通过电阻器耦接变压器，且根据获得自变压器的检测信号来生成波谷信号。信号生成器接收所述反馈信号以及所述波谷信号以生成使能信号。振荡电路生成最高频率信号。此最高频率信号结合所述使能信号来生成脉冲信号，而此脉冲信号用来使能所述切换信号。所述反馈信号与功率转换器的输出负载相关联。所述脉冲信号的最高频率被限制。 

所述控制器还包括突冲电路，其接收所述反馈信号以生成突冲信号来禁用所述切换信号。此突冲电路包括具有磁滞特性的阈值信号以生成所述突冲 信号。所述切换信号的截止时间根据所述反馈信号的减少而增加。 

所述检测电路包括检测端、电压箝制电路、电流检测电路以及比较器。检测端耦接变压器以接收所述检测信号。电压箝制电路箝制在检测端上的最小电压。电流检测电路根据流至检测端的电流来生成电流信号。比较器则根据此电流信号来生成所述波谷信号，且波谷信号只在切换信号被禁用时生成。 

本发明也提供一种控制准谐振功率转换器的方法。此方法包括以下步骤：生成切换信号，此切换信号用来切换准谐振功率转换器的变压器；根据反馈信号来生成重置信号；在所述切换信号的截止期间，根据获得自变压器的检测信号来生成波谷信号；生成最高频率信号；根据所述反馈信号以及所述波谷信号来生成使能信号；以及根据所述使能信号以及最高频率信号来生成脉冲信号。所述重置信号用来禁用所述切换信号。所述脉冲信号则用来使能所述切换信号。所述反馈信号与准谐振功率转换器的输出负载相关联。 

所述波谷信号是通过耦接所述变压器的电阻器而生成。此方法还包括根据所述反馈信号来生成突冲信号。此突冲信号用来禁用所述切换信号。此突冲信号根据所述反馈信号与阈值信号而生成，且此阈值信号具有磁滞特性以生成所述突冲信号。所述切换信号的截止时间根据所述反馈信号的减少而增加。该切换信号的最高频率被限制。 

本发明还提供一种切换功率转换器的方法，此方法包括以下步骤：生成切换信号，此切换信号用来切换功率转换器的变压器；根据反馈信号来生成重置信号；在所述切换信号的截止期间，根据变压器的信号波形来生成波谷信号；以及根据所述反馈信号以及所述波谷信号来生成脉冲信号。所述脉冲信号的最高频率被限制。所述重置信号用来禁用所述切换信号。所述脉冲信号用来使能所述切换信号。所述反馈信号与功率转换器的输出负载相关联。 

所述方法还包括：生成最高频率信号以生成所述脉冲信号。此最高频率信号的频率根据所述反馈信号的减少而减少。所述波谷信号是通过耦接变压器的电阻器而生成。所述方法还包括：根据所述反馈信号来生成突冲信号。此突冲信号用来禁用所述切换信号。此突冲信号根据所述反馈信号与阈值信号而生成，且此阈值信号具有磁滞特性以生成所述突冲信号。所述切换信号的截止时间根据所述反馈信号的减少而增加。所述切换信号的最高频率被限制。 

附图说明

图1绘示准谐振功率转换器； 

图2绘示根据本发明的一实施例的准谐振功率转换器的控制器； 

图3绘示根据本发明的一实施例的控制器的突冲电路； 

图4绘示根据本发明的一实施例的控制器的检测电路； 

图5绘示根据本发明的一实施例的控制器的信号生成电路； 

图6绘示根据本发明的一实施例的信号生成电路的振荡电路； 

图7绘示根据本发明的一实施例的信号生成电路的电压转电流电路； 

图8绘示根据本发明一实施例，切换信号以及变压器的反射信号的波形； 

图9绘示操作在不同负载状态下的准谐振功率转换器的主要信号波形； 

图10A绘示当准谐振功率转换器在重负载状态下的主要信号波形； 

图10B绘示当准谐振功率转换器在轻负载状态下的主要信号波形； 

图11绘示根据本发明的另一实施例的控制器的信号生成电路；以及 

图12绘示根据本发明的一实施例，图11的信号生成电路的振荡电路。 

附图符号说明 

图1： 

10～变压器；            12～整流器； 

15～电容器；            20～晶体管； 

31、32～电阻器；        40～整流器； 

45～电容器；            50～控制器； 

N_A～辅助绕组；          N_P～初级绕组； 

N_S～次级绕组；          S_PWM切～换信号； 

V_AUX～反射电压；        V_CC～供应电压； 

V_FB～反馈信号；         V_IN～输入电压； 

V_O～输出电压；          V_S～检测电压。 

图2： 

60～脉宽调制电路；      65～反相器； 

75～比较器；            76～与门； 

80～触发器；              85～与门； 

100～突冲电路；           200～检测电路； 

300～信号生成电路；       PLS～脉冲信号； 

RMP～斜坡信号；           RST～重置信号； 

S_BT～突冲信号；           S_T～放电时间信号； 

S_V～波谷信号。 

图3 

110～比较器；             115～反相器； 

120、125～开关；          V_TA、V_TB～参考电压。 

图4 

210～电流源；             213～电阻器； 

215、220、231、232～晶体管； 

240～电阻器；             250～比较器； 

251～反相器；             260～比较器； 

270、280～与门；          V₂₄₀～电流信号； 

V_T1、V_T2阈～值电压；      VS～控制器的检测端。 

图5： 

312～电压转电流电路；     313～电流源； 

315～反相器；             316～晶体管； 

320～电容器；             321、322～比较器； 

325～与门；               326～或门； 

330～振荡电路；           I₃₁₃、I_FB～电流； 

I_C～充电电流；            V_TM～计时信号； 

V_R1、V_R2～参考电压；      S_E～第一使能信号； 

S_MT～暂停信号；           S_ENB～使能信号。 

图6： 

340～电容器；             350～电流源； 

351、354～开关；          355～电流源； 

358～开关；               359～电流源； 

361、362、363～比较器； 

365、366～与非门；        367、370～与门； 

371～或门；                375、376～反相器； 

S_C～充电信号；             S_D、S_DM～放电信号； 

S_FD～快速放电信号；        V_H、V_L、V_M～阈值电压。 

图7： 

410～运算放大器；          411～晶体管； 

412～电阻器；              421、422～晶体管； 

430、435～电流源；         I～输出端点； 

I₄₁₁、I₄₂₁、I₄₃₅～电流；   V～输入端点。 

图8： 

P₁...P₅～时间点；          S_PWM～切换信号； 

S_T～放电时间信号；         T_S～去磁时间； 

V_AUX～反射电压。 

图9： 

S_BT～突冲信号；            S_PWM～切换信号； 

T_BST～突冲期间；           V_AUX～反射电压。 

图10A： 

PLS～脉冲信号；            RMP～斜坡信号； 

S_PWM～切换信号；           S_V～波谷信号； 

T_S～去磁时间；             V_H、V_L、V_M～阈值电压。 

图10B： 

PLS～脉冲信号；            RMP～斜坡信号； 

S_PWM～切换信号；           S_V～波谷信号； 

T_D～延迟时间；             T_S～去磁时间； 

V_H、V_L、V_M～阈值电压。 

图11： 

312～电压转电流电路；      313～电流源； 

342～振荡电路； 

510、511、512、513、514～晶体管； 

I₃₁₃、I₅₁₀、I_FB～电流；    I_CH～充电电流； 

I_DH～放电电流；            RMP～斜坡信号； 

RST～重置信号；            S_T～放电时间信号； 

S_V～波谷信号。 

图12： 

340～电容器；              351、354～开关； 

358～开关；                359～电流源； 

361、362、363～比较器；    365、366～与非门； 

367、370～与门；           371～或门； 

375、376～反相器；         380～与门； 

385～延迟电路。            I_CH～充电电流； 

I_DH～放电电流；            S_C～充电信号； 

S_D、S_DM～放电信号；        S_FD～快速放电信号； 

V_H、V_L、V_M～阈值电压。 

具体实施方式

为使本发明的所述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并结合附图详细说明如下。 

图1绘示准谐振功率转换器(quasi-resonant power converter)。变压器10具有初级绕组N_P、辅助绕组N_A、以及次级绕组N_S。初级绕组N_P耦接输入电压V_IN。整流器12与电容器15串联于辅助绕组N_A与参考接地之间。次级绕组N_S通过整流器40与电容器45来生成输出电压V_O。为了调节输出电压V_O，控制器50生成切换信号S_PWM以通过晶体管20来切换变压器10。反馈信号V_FB与准谐振功率转换器的输出电压V_O相关联。在本发明的一实施例中，反馈信号V_FB与准谐振功率转换器的输出负载成比例地变化。反馈信号V_FB耦接控制器50以生成切换信号S_PWM，藉此调节准谐振功率转换器的输出电压V_O。变压器10的辅助绕组N_A的反射电压V_AUX可表示为： 

$V_{\mathrm{AUX}}=\frac{N_a}{N_s}\times V_o-----------------------------------------\left(1\right)$

其中，N_a与N_s分别表示变压器10的辅助绕组N_A的绕组数以及次级绕组N_S的绕组数。 

由电阻器31与32所组成的分压器耦接控制器50的检测端VS，用来检测变压器10的辅助绕组N_A的反射电压V_AUX的波形。控制器50的检测端VS所接收到的检测电压V_S是衰减反射电压V_AUX而获得的，其可表示如下： 

$V_S=\frac{R_{32}}{R_{31}+R_{32}}\times V_{\mathrm{AUX}}-------------------------------------\left(2\right)$

其中，R₃₁与R₃₂分别表示电阻器31与32的电阻值。 

检测电压V_S也关于变压器10的去磁时间(demagnetizing time)T_S(显示于图10A及图10B)以及晶体管20的漏-源极电压(V_DS)。因此，切换信号S_PWM是根据检测电压V_S而生成，以完成波谷切换操作(valley switchingoperation)。 

图2绘示根据本发明的一实施例的准谐振功率转换器的控制器50。控制器50包括脉宽调制(pulse width modulation，PWM)电路60、检测电路200、信号生成电路300以及突冲电路100。PWM电路60生成切换信号S_PWM，用以通过晶体管20来切换变压器10。PWM电路60包括触发器80、与门85、反相器65、与门76以及比较器75。反馈信号V_FB被提供至突冲电路100以生成突冲信号S_BT，使得当反馈信号V_FB的电平降低至一特定电平时用来禁用(disabling)切换信号S_PWM。信号生成电路300生成脉冲信号PLS以及斜坡信号RMP。比较器75比较斜坡信号RMP与反馈信号V_FB。比较器75的输出以及突冲信号S_BT供应至与门76的输入端，以在与门76的输出上生成重置信号RST。重置信号RST用来禁用切换信号S_PWM。检测电路200通过检测端VS来耦接变压器10，以根据变压器10的辅助绕组N_A的波形来生成波谷信号S_V以及放电时间信号S_T。信号生成电路300用来接收反馈信号V_FB、波谷信号S_V、以及放电时间信号S_T，以生成脉冲信号PLS。脉冲信号PLS通过反相器65来计时(clocking)触发器80，藉以使能(enabling)切换信号S_PWM。触发器80的输出耦接与门85的一输入以生成切换信号S_PWM。与门85的另一输入通过反相器65来接收反相的脉冲信号PLS，以限制切换信号S_PWM的最大工作周期。 

图3绘示根据本发明的一实施例的控制器50的突冲电路100。突冲电路100包括比较器110以及磁滞电路(hysteresis circuit)。比较器110的正端接收反馈信号V_FB。比较器110的负端接收阈值信号。磁滞电路包括反相器115以及开关120与125。开关120的第一端以及开关125的第一端分别接收参考电压V_TA以及参考电压V_TB。开关120的第二端以及开关125的第二端耦接比较器110的负端。开关120的控制端由突冲信号S_BT所控制。开关125的控制端则是由通过反相器115而由反相的突冲信号S_BT所控制。一 旦当突冲信号S_BT被使能而开关120导通，阈值信号将切换为参考电压V_TA的电平。一旦当突冲信号S_BT被禁用而开关125导通，阈值信号将切换为参考电压V_TB的电平。参考电压V_TA的电平为先前所述的特定电平，其低于参考电压V_TB的电平。参考电压V_TA与V_TB提供磁滞特性给阈值信号，以生成突冲信号S_BT。 

图4绘示根据本发明的一实施例的控制器50的检测电路200。检测电路200包括电压箝制电路、电流检测电路以及信号生成器。电压箝制电路包括电流源210、电阻器213、晶体管215以及晶体管220。电流源210耦接于供应电压V_CC与晶体管220的栅极之间。电阻器213耦接于晶体管220的栅极与晶体管215的漏极之间。晶体管215的栅极与漏极耦接在一起。晶体管215的源极耦接参考接地。晶体管220的源极耦接检测端VS。检测端VS通过分压器来耦接变压器10，以接收检测电压V_S。电压箝制电路箝制检测电压V_S的最小振幅(V_S(MIN))。晶体管215的导通阈值电压与晶体管220的导通阈值电压相关联。电流源210的电流与电阻器213的电阻值决定了在检测端VS上的检测电压V_S的最小振幅(V_S(MIN))。检测电压V_S的最小振幅(V_S(MIN))可表示如下： 

$V_{S\left(\mathrm{MIN}\right)}=-(V_{\mathrm{in}}\times \frac{N_a}{N_p}\times \frac{R_{32}}{R_{31}+R_{32}})--------------------------\left(3\right)$

其中，V_in表示准谐振功率转换器的输入电压。 

电流检测电路包括晶体管231与232以及电阻器240。晶体管231与232形成一电流镜，电流镜的输入耦接晶体管220的漏极，电阻器240耦接电流镜的输出。电流检测电路根据流至检测端VS的电流来生成跨于电阻器240的电流信号V₂₄₀。信号生成器包括比较器250与260、反相器251以及与门270与280。比较器250的正端接收电流信号V₂₄₀。比较器250的负端接收阈值电压V_T2。比较器260的负端耦接检测端VS。比较器260的正端接收阈值电压V_T1。与门270的第一输入以及与门280的第一输入通过反相器251接收反相的切换信号S_PWM。与门270的第二输入与与门280的第二输入分别耦接比较器250的输出以及比较器260的输出。与门270的输出根据电流信号V₂₄₀来生成波谷信号S_V。当电流信号V₂₄₀高于阈值信号V_T2且切换信号S_PWM正被禁用时，波谷信号S_V将被使能。当检测端VS上的检测电压V_S低于阈值信号V_T1且切换信号S_PWM正被禁用时，放电时间信号S_T将被使能。 代表变压器10的去磁时间的放电时间信号S_T，用来实现功率转换器的准谐振切换。 

图5绘示根据本发明的一实施例的控制器50的信号生成电路300。信号生成电路300包括计时电路、使能电路以及振荡电路330。计时电路包括电压转电流电路312、电流源313、反相器315、晶体管316以及电容器320。电压转电流电路312的输入接收反馈信号V_FB。电流源313耦接于供应电压V_CC与电压转电流电路312的输出之间。电容器320耦接于电压转电流电路312的输出与参考接地之间。晶体管316与电容器320相并联。晶体管316的栅极由通过反相器315而反相的放电时间信号S_T所控制。放电时间信号S_T通过反相器315与晶体管316来使电容器320放电。电压转电流电路312将反馈信号V_FB转换为电流I_FB。电流源313提供电流I₃₁₃。流至电容器320的充电电流I_C的值等于电流I₃₁₃与电流I_FB的总和。充电电流I_C对电容器320充电，以生成跨于电容器320的计时信号V_TM。电流I₃₁₃也保证了充电电流I_C的最小值。充电电流I_C因而根据反馈信号V_FB的减少而减少。因此，计时信号V_TM的充电时间根据反馈信号V_FB的减少而增加。使能电路包括比较器321与322、与门325以及或门326。比较器321比较计时信号V_TM与参考电压V_R1，使得当计时信号V_TM高于参考电压V_R1时来使能第一使能信号S_E。第一使能信号S_E及波谷信号S_V供应至与门325的输入端。开始于放电时间信号S_T被使能且结束于第一使能信号S_E被使能的一期间被定义为使能延迟时间。反馈信号V_FB根据输出负载的减少而减少。使能延迟时间根据反馈信号V_FB的减少而增加。切换信号S_PWM的截止时间因而根据反馈信号V_FB的减少而增加。比较器322比较计时信号V_TM与参考电压V_R2，使得当计时信号V_TM高于参考电压V_R2时来使能暂停信号S_MT。与门325的输出以及暂停信号S_MT供应至或门326的输入，以生成使能信号S_ENB。参考电压V_R2高于参考电压V_R1。振荡电路330接收使能信号S_ENB，以生成脉冲信号PLS以及斜坡信号RMP。 

图6绘示根据本发明的一实施例的信号生成电路300的振荡电路330。振荡器330包括锯齿信号生成器以及控制电路。锯齿信号生成器包括电流源350、355与359，还包括电容器340以及开关351、354与358。电流源350耦接于供应电压V_CC与开关351的第一端之间。开关351的第二端耦接开关354的第一端。电流源355耦接于开关354的第二端与参考接地之间。开关 358与电流源359串联于开关354的第二端与参考接地之间。电容器340耦接于开关351的第二端与参考接地之间。电流源350用来通过开关351对电容器340充电。电流源355用来通过开关354使电容器340放电。开关351受充电信号S_C所控制。开关354受放电信号S_DM所控制。开关358则受快速放电信号S_FD所控制。因而生成了跨于电容器340的斜坡信号RMP。控制电路包括比较器361、362与363，还包括与非门365与366、与门367与370、反相器375与376以及或门371。斜坡信号RMP被提供至比较器361的负端、比较器362的正端以及比较器363的正端。比较器361的正端接收阈值电压V_H。比较器362的负端接收阈值电压V_L。比较器363的负端接收阈值电压V_M。阈值电压V_H大于阈值电压V_M。而阈值电压V_M大于阈值电压V_L。与非门365与366形成一个锁存电路，用来接收比较器361及362的输出信号。锁存电路输出放电信号S_D。放电信号S_D决定了切换信号S_PWM的最高频率。放电信号S_D及比较器363的输出信号被提供至与门367的输入，以生成放电信号S_DM。反相器375接收放电信号S_D以生成充电信号S_C。反相器376接收充电信号S_C以生成脉冲信号PLS。在电容器340的放电期间，脉冲信号PLS被使能。放电信号S_D还被提供至与门370的一输入以生成快速放电信号S_FD。快速放电信号S_FD与使能信号S_ENB被提供至或门371的输入。或门371的输出耦接与门370的另一输入。因此，一旦放电信号S_D被使能，使能信号S_ENB将触发快速放电信号S_FD。只有当放电信号S_D被禁用，快速放电信号S_FD才可被禁用。由于电流源359的电流远大于电流源355的电流，因此当快速放电信号S_FD被使能时，电容器340将立刻放电。在电容器340的放电期间，斜坡信号RMP维持在阈值电压V_M的电平，直到使能信号S_ENB启动快速放电信号S_FD。一旦斜坡信号RMP低于阈值电压V_L，放电信号S_D将被禁用。因而一旦放电信号S_D被使能时，波谷信号S_V便能触发脉冲信号PLS。因此，电流源350的电流、电容器340的电容值以及阈值电压V_H、V_M与V_L决定了放电信号S_D的最高频率，也决定了切换信号S_PWM的最高频率。 

图7绘示根据本发明的一实施例的信号生成电路300的电压转电流电路312。电压转电流电路312包括电流源430与435、运算放大器410以及晶体管411、421与422，还包括电阻器412。输入端点V耦接运算放大器410的正端。运算放大器410的输出端耦接晶体管411的栅极。运算放大器410 的负端耦接晶体管411的源极。电阻器412耦接于晶体管411的源极与参考接地之间。流经晶体管411的电流I₄₁₁将流经电阻器412。一旦电流I₄₁₁高于源自电流源435的电流I₄₃₅，等于电流I₄₁₁与I₄₃₅的差的电流I₄₂₁将流经由晶体管421与422所组成的电流镜的输入。生成于端点I的电流(也是电流镜的输出)将受到电流源430所限制。晶体管422在输出端点I上生成输出电流，其与输入端点V上的输入电压相关联。 

图8绘示变压器10的切换信号S_PWM以及反射信号V_AUX的波形。期间T_S表示变压器10的去磁时间，其与放电时间信号S_T相关联。为了实现准谐振操作，依据负载状态，切换信号S_PWM可在时间点P₁、P₂、或P₅上被使能。当负载较重时，切换信号S_PWM可在时间点P₁或P₂上被使能。当负载较轻时，切换信号S_PWM可在时间点P₃、P₄或P₅上被使能。 

图9绘示操作在不同负载状态下的准谐振功率转换器的主要信号波形。如图所示的突冲期间T_BST，准谐振功率转换器操作在突冲模式。此突冲模式是指准谐振功率转换器的操作已进入至极轻负载状态。一旦突冲信号S_BT被激活(被禁用)，切换信号S_PWM将被禁用。此即，当切换信号S_PWM没有被突冲信号S_BT禁用时，切换信号S_PWM可在时间点P₁或P₂上被使能，藉以降低晶体管20的切换损失，进而增加准谐振功率转换器的效率。 

图10A绘示当准谐振功率转换器在重负载状态下以准谐振及波谷切换来操作时的主要信号波形。举例来说，切换信号S_PWM在图8的时间点P₁上被使能。 

图10B绘示当准谐振功率转换器在轻负载状态下以准谐振及长期波谷切换来操作时的主要信号波形。举例来说，切换信号S_PWM在图8的时间点P₃上被使能。 

图11绘示根据本发明的另一实施例的控制器50的信号生成电路300。电压转电流电路312根据反馈信号V_FB来生成电流I_FB。电流源313生成电流I₃₁₃。电流I₃₁₃结合电流I_FB来生成电流I₅₁₀。电流I₃₁₃确保了电流I₅₁₀的最小值。因此，电流I₅₁₀根据反馈信号V_FB的减少而减少。晶体管510、511、512、513及514形成电流镜电路。电流I₅₁₀提供至此电流镜电路的输入。电流镜电路的第一输出以及第二输出分别地将充电电流I_CH提供至振荡电路342以及吸收来自振荡电路342的放电电流I_DH。充电电流I_CH与放电电流I_DH当根据反馈信号V_FB的减少而减少。振荡电路342还接收波谷信号S_V以及 放电时间信号S_T，以生成脉冲信号PLS及斜坡信号RMP。 

图12绘示根据本发明的一实施例，图11的信号生成电路300的振荡电路342。振荡电路342包括锯齿信号生成器以及控制电路。锯齿信号生成器包括电流源359、电容器340以及开关351、354与358。开关351的第一端耦接图11的电流镜电路的第一输出，以接收充电电流I_CH。开关351的第二端耦接开关354的第一端。开关354的第二端耦接图11的电流镜电路的第二输出，以输出放电电流I_DH。开关358与电流源359串接于开关354的第二端与参考接地之间。电容器340耦接于开关351的第二端与参考接地之间。充电电流I_CH用来通过开关351对电容器340充电。放电电流I_DH则用来通过开关354使电容器340放电。开关351受充电信号S_C所控制。开关354受放电信号S_DM所控制。开关358则受快速放电信号S_FD所控制。因而生成了跨于电容器340的斜坡信号RMP。控制电路包括比较器361、362与363，还包括与非门365与366、反相器375与376、或门371、以及延迟电路385，也包括了与门367、370与380。斜坡信号RMP被供应至比较器361的负端、比较器362的正端以及比较器363的正端。比较器361的正端接收阈值电压V_H。比较器362的负端接收阈值电压V_L。比较器363的负端接收阈值电压V_M。阈值电压V_H大于阈值电压V_M。而阈值电压V_M大于阈值电压V_L。与非门365与366形成一个锁存电路，用来接收比较器361及362的输出信号。锁存电路输出放电信号S_D。放电信号S_D决定了切换信号S_PWM的最高频率。放电信号S_D及比较器363的输出信号被提供至与门367的输入，以生成放电信号S_DM。反相器375接收放电信号S_D以生成充电信号S_C。反相器376接收充电信号S_C以生成脉冲信号PLS。在电容器340的放电期间，脉冲信号PLS被使能。放电信号S_D还被提供至与门370的一输入以生成快速放电信号S_FD。快速放电信号S_FD与波谷信号S_V被提供至或门371的两输入。或门371的输出耦接与门370的另一输入。因此，一旦放电信号S_D被使能，波谷信号S_V将触发快速放电信号S_FD。只有当放电信号S_D被禁用，快速放电信号S_FD才可被禁用。此外，放电时间信号S_T以及放电信号S_D被供应至与门380的输入。与门380的输出通过延迟电路385来耦接或门371的另一输入。因此，当放电时间信号S_T被使能时，即使波谷信号S_V无效，放电信号S_D的使能仍将会在一延迟时间T_D后启始(initiate)快速放电信号S_FD。此延迟时间T_D是由延迟电路385所决定。 

由于电流源359的电流远大于放电电流I_DH，因此当快速放电信号S_FD被使能时，电容器340将立刻放电。在电容器340的放电期间，斜坡信号RMP维持在阈值电压V_M的电平，直到快速放电信号S_FD被使能。一旦斜坡信号RMP低于阈值电压V_L，放电信号S_D将被禁用。因而一旦放电信号S_D被使能时，波谷信号S_V便能触发脉冲信号PLS。因此，充电电流I_CH、电容器340的电容值、以及阈值电压V_H、V_M、与V_L决定了放电信号S_D的最高频率且决定了切换信号S_PWM的最高频率。 

本发明实施例所提供的控制器能在不同的负载状态下限制最大切换频率并实现波谷切换。因此，在不同负载状态下准谐振功率转换器可获得高效能。 

本发明虽以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明的范围，本领域的技术人员，在不脱离本发明的精神和范围的前提下，可做若干的更动与润饰，因此本发明的保护范围是以本发明的权利要求为准。