MIMO-OFDM系统中信道估计的方法及装置

摘要

本发明的实施例提出了一种MIMO-OFDM系统中信道估计的方法，包括以下步骤：接收设备接收双发射天线OFDM系统发送的数据；根据导频配置模式，把相邻符号的离散导频数据进行对插，并将对插后的离散导频数据进行频/时域变换；将频/时域变换变换后的数据进行分离，得到来自不同发射天线发射信号的信道信息。本发明提出的技术方案解决了接收天线的接收信号是两个发射天线的发射信号经过信道叠加后，接收天线通过接收数据进行信道估计不便的问题，通过在发射端对导频信息进行合理的配置后让每一个接收天线利用这些导频信息获得各个发射端信号所经历的信道信息。

说明书

技术领域

本发明涉及数字通信领域，具体而言，本发明涉及MIMO-OFDM系统中信道估计的方法及装置。

背景技术

移动和宽带成为现代通信技术的发展方向，在诸多的宽带无线通信技术中，OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)无疑是最具有应用前景的技术之一。在信道的衰落特性中，对宽带无线移动业务影响最大的是多径衰落和多普勒频移。而OFDM不但可以通过插入循环前缀(CP)的方法，有效地抑止多径带来的符号间干扰，还可以通过对信道时变特性的合理估计，灵活地设计系统的符号长度，减轻信道时变特性对系统性能的影响。由于OFDM的这些技术特点，避免了在接收机中采用复杂的时域均衡器和自适应跟踪算法。并且，通过使用快速傅立叶变换(FFT)，可以保证在相对简单的系统硬件结构下，提供可靠、稳定的通信质量。正是因为这些优势，OFDM技术已经被各种无线通信标准所广泛采用。OFDM多载波系统已开始在数字音频广播、高清晰度电视HDTV的地面广播系统以及WIMAX通信系统等领域得到实际应用。而且人们开始集中越来越多的精力开发OFDM技术在高速移动通信领域的应用，OFDM技术已经成为的现代移动通信技术最重要的候选标准。

如何消除同信道干扰、多址干扰与多径衰落的影响成为人们在提高无线移动通信系统性能时考虑的主要因素。MIMO(Multiple Input MultipleOutput，多入多出)多天线系统指的是利用多根发射天线和多根接收天线进行无线传输的技术。它的实质是将空间通信链路划分为多个独立并行的子信道，进而为无线通信系统提供空间复用增益或者空间分集增益。空间复用增益可以提高系统的信道容量，空间分集增益可以提高信道的可靠性，降低误码率。MIMO无线通信系统引入了多个发射天线和多个接收天线，巧妙地利用了多个收发天线之间的空间信道的随机性，将曾经被视为干扰的多径信道转变为有利于提高传输性能的资源，从而在稀缺的频谱资源之外增加了额外的空间自由度，可以大幅度提高系统的频谱利用率或降低系统的传输差错率，适合高速无线通信或高可靠性无线通信。

在基于OFDM系统的MIMO通信系统中，通常具备了上述两种通信方式的优点。在MIMO-OFDM系统中，通常采用导频进行信道估计。在双发射天线系统中，每个接收天线的接收信号是两个发射天线所发射信号经过信道后的叠加，这就给利用每个接收天线的接收数据的导频进行信道估计带来了不便。因此，有必要提出一种有效的技术方案，通过对导频信息进行巧妙且合理的配置，使得接收端有效地利用这些导频信息并获得各个发射端信号所经历的信道信息，从而提高系统性能。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别是解决接收天线的接收信号是两个发射天线的发射信号经过信道叠加后，接收天线通过接收数据进行信道估计不便的问题，通过在发射端对导频信息进行巧妙且合理的配置后让每一个接收天线利用这些导频信息获得各个发射端信号所经历的信道信息。

为了实现本发明之目的，本发明实施例一方面提出了一种MIMO-OFDM系统中信道估计的方法，包括以下步骤：

接收设备接收双发射天线OFDM系统发送的数据，其中，发射天线1发射信号离散导频携带的信息为序列{X_i}，0≤i＜C，发射天线2的发射信号在与发射天线1的信号中相同的离散导频位置处发送与{X_i}正交的序列{X′_i}，使得X′_i＝X_i·e^jiπ，C为离散导频个数；

根据导频配置模式，把相邻符号的离散导频数据进行对插，并将对插后的离散导频数据进行频/时域变换；

将频/时域变换变换后的数据进行分离，得到来自不同发射天线发射信号的信道信息。

本发明实施例另一方面还提出了一种MIMO-OFDM系统中信道估计的装置，包括接收模块，判断模块以及分离模块，

所述接收模块，用于接收双发射天线OFDM系统发送的数据，其中，发射天线1发射信号离散导频携带的信息为序列{X_i}，0≤i＜C，发射天线2的发射信号在与发射天线1的信号中相同的离散导频位置处发送与{X_i}正交的序列{X′_i}，使得X′_i＝X_i·e^jiπ，C为离散导频个数；

所述判断模块，用于判断接收到的数据的导频配置模式，根据导频配置模式把相邻符号的离散导频数据进行对插，并将对插后的离散导频数据进行频/时域变换；

所述分离模块，用于将频/时域变换变换后的数据进行分离，得到来自不同发射天线发射信号的信道信息。

根据本发明的实施例提出的技术方案，解决了接收天线的接收信号是两个发射天线的发射信号经过信道叠加后，接收天线通过接收数据进行信道估计不便的问题，通过在发射端对导频信息进行巧妙且合理的配置后让每一个接收天线利用这些导频信息获得各个发射端信号所经历的信道信息。本发明的实施例提出的技术方案，合理高效使用系统资源，优化系统性能。此外，本发明的实施例提出的技术方案，对现有系统的改动很小，能够和单发射天线的OFDM的信道估计方法兼容，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明实施例MIMO-OFDM系统中信道估计的方法流程图；

图2为本发明实施例信号处理示意图；

图3为本发明实施例导频配置模式一的示意图；

图4为本发明实施例导频配置模式二的示意图；

图5为本发明实施例另一个信号处理示意图；

图6为本发明实施例含有两个信道信息的时域信道响应的示意图；

图7为本发明实施例分离出两信道时域信道响应信息的示意图；

图8本发明实施例MIMO-OFDM系统中信道估计装置的结构示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

为了实现本发明之目的，本发明实施例提出了一种MIMO-OFDM系统中信道估计的方法，包括以下步骤：接收设备接收双发射天线OFDM系统发送的数据，其中，发射天线1发射信号离散导频携带的信息为序列{X_i}，0≤i＜C，发射天线2的发射信号在与发射天线1的信号中相同的离散导频位置处发送与{X_i}正交的序列{X′_i}，使得X′_i＝X_i·e^jiπ，C为离散导频个数；根据导频配置模式，把相邻符号的离散导频数据进行对插，并将对插后的离散导频数据进行频/时域变换；将频/时域变换变换后的数据进行分离，得到来自不同发射天线发射信号的信道信息。

如图1所示，为本发明实施例MIMO-OFDM系统中信道估计的方法流程图，包括以下步骤：

步骤S101：接收双发射天线OFDM系统发送的数据。

在步骤S101中，接收设备接收双发射天线OFDM系统发送的数据，其中，发射天线1发射信号离散导频携带的信息为序列{X_i}，0≤i＜C，发射天线2的发射信号在与发射天线1的信号中相同的离散导频位置处发送与{X_i}正交的序列{X′_i}，使得X′_i＝X_i·e^jiπ，C为离散导频个数。

如图2所示，为本发明实施例双发射天线的OFDM系统接收端信道估计信号流向示意图。首先对接收数据的频域OFDM符号数据提取其离散导频；其次把相邻符号的离散导频数据进行对插，；对插后的离散导频数据进行频/时域变换；在变换域上分离来自不同发射机发射信号的信道信息；最后对不同的信道信息进行降噪处理得到不同信道的时域冲击响应。

步骤S102：把相邻符号的离散导频数据进行对插，并将对插后的离散导频数据进行频/时域变换。

在步骤S102中，根据导频配置模式，把相邻符号的离散导频数据进行对插，并将对插后的离散导频数据进行频/时域变换。

为了便于理解本发明，下面结合具体的通信系统，对本发明作具体说明。

在本实施例中，定义了13种OFDM系统，具体配置参数如表1所示。

表1几种OFDM系统的采样率、系统带宽、离散导频数量及FFT长度

  系统编号  SYS1  SYS2  SYS3  SYS4  SYS5  SYS6  SYS7  SYS8  SYS9  SYS10  SYS11  SYS12  SYS13  采样率(MHz)  2.5  5  10  10  10  10  8.96  8.96  8.96  11.2  11.2  8.96  11.2  带宽(MHz)  2  5  6  7  8  10  8  8  8  10  10  8  10  离散导频数量  78  234  284  334  384  482  420  438  424  418  420  106  108  FFT长度  1024  2048  4096  4096  4096  4096  4096  4096  4096  4096  4096  1024  1024

在上述OFDM系统中，为了实现本发明，离散导频的配置定义了有两种模式，分别如图3和图4所示。每种模式下每帧的第n(n≥0)个OFDM符号中离散导频对应的有效子载波编号m取值规则为如下：

模式1

if mod(n，2)＝＝0

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+1,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+3,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

if mod(n，2)＝＝1

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+5,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+7,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

模式2

if mod(n，4)＝＝0

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+1,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+3,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

if mod(n，4)＝＝1

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+5,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+7,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

if mod(n，4)＝＝2

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+3,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+5,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

if mod(n，4)＝＝3

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+7,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+1,& p=M+2,M+3,...,2M+2\end{array}\right)$

参数M对应于以上OFDM系统的取值见表2。

表2两种模式下离散导频对应子载波编号取值规则中的参数M

对应于以上13种双发射天线OFDM系统，实现信道估计的信号流向示意图如图5所示。

在本实施例中，相应于图3、图4的导频信息的配置模式一和模式二，定义的导频配置模式包括模式一和模式二：

模式一为将相邻两个符号的离散导频对插后形成离散导频集，所述离散导频集为对插后的离散导频数据；

模式二为将相邻四个符号的离散导频对插后形成离散导频集，所述离散导频集为对插后的离散导频数据。

具体而言，导频配置模式为模式一时，所述接收设备接收到的第n个OFDM符号S_n的离散导频数据为{s_n，i}，0≤i＜C，

当mod(n，2)＝0时，将相邻两个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n，0，s_n+1，0，s_n，1，s_n+1，1，…，s_n，C-1，s_n+1，C-1}；

当mod(n，2)＝1时，将相邻两符号的离散导频对插后形成的离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n+1，0，s_n，0，s_n+1，1，s_n，1，…，s_n+1，C-1，s_n，C-1}。

具体而言，导频配置模式为模式二时，所述接收设备接收到的第n个OFDM符号S_n的离散导频数据为{s_n，i}，0≤i＜C，

当mod(n，4)＝0时，将相邻4个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n，0，s_n+2，0，s_n+1，0，s_n+3，0，…，s_n，C-1，s_n+2，C-1，s_n+1，C-1，s_n+3，C-1}；

当mod(n，4)＝1时，将相邻4个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n+3，0，s_n+1，0，s_n，0，s_n+2，0，…，s_n+3，C-1，s_n+1，C-1，s_n，C-1，s_n+2，C-1}；

当mod(n，4)＝2时，将相邻4个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n+2，0，s_n，0，s_n+3，0，s_n+1，0，…，s_n+2，C-1，s_n，C-1，s_n+3，C-1，s_n+1，C-1}；

当mod(n，4)＝3时，将相邻4个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n+1，0，s_n+3，0，s_n+2，0，s_n，0，…，s_n+1，C-1，s_n+3，C-1，s_n+2，C-1，s_n，C-1}。

对于每个时隙最后的符号需要用其前边的符号的离散导频按以上相似方法进行对插。

进行频/时域变换时，首先对对插后的离散导频集的中间位置插‘0’，满足S_n长度为K，当离散导频按模式1配置时，K＝FFT长度/4；当离散导频按模式2配置时，K＝FFT长度/2，FFT长度见表1。然后对S_n序列做逆傅里叶变换(IFFT)。

$p\left(n\right)=\mathrm{IFFT}\left[S_n\right]=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{K}}{\Sigma }_{i=0}^{K-1}{s}_i·e^{j2\mathrm{\pi in}/K},$0≤n≤K-1

步骤S103：将频/时域变换变换后的数据进行分离。

在步骤S103中，将频/时域变换变换后的数据进行分离，得到来自不同发射天线发射信号的信道信息。

具体而言，如图5所示，将经过逆傅里叶变换IFFT后得到的具有两个发射天线数据所经信道的信道时域响应p(n)，含有两个信道信息的时域响应信号例如如图6所示，从p(n)中分离出两个长度分别为K/2的单个信道的信道冲击响应p₁(n)和p₂(n)，K为OFDM符号导频对插并插0后的长度。即K的长度根据OFDM符号长度和导频配置决定，具体而言，它是导频对插并插0后的长度，对第一种模式K为FFT长度的1/4，对第二种模式，K为FFT长度的1/2。

进一步而言，根据系统设置的参数L，将p(n)中的{p(K/2-L)，p(K/2-L+1)，…，p(K/2-1)}和{p(K-L)，p(K-L+1)，…，p(K-1)}互换位置后，前半部分数据构成发射天线1发射数据经历的信道冲击响应p₁(n)，后半部分数据构成了发射天线2发射数据经历的信道冲击响应p₂(n)，其中L＜K/2。互换位置后，示意图如图7所示，p₁(n)如图7中的b，p₂(n)如图7中的c。

为了进一步优化系统性能，还可以进行降噪滤波处理，例如，计算p₁(n)和p₂(n)的平均功率

$P_{j,\mathrm{aveg}}=\frac{1}{K/2}{\Sigma }_{n=0}^{K/2-1}{\left|p_j\left(n\right)\right|}^2,$j＝1，2，

对p₁(n)和p₂(n)进行降噪处理，得到降噪后的信道冲激响应

$p_j^{\prime }\left(n\right)=\left(\begin{array}{cc}{p}_j\left(n\right),& {\left|p_j\left(n\right)\right|}^2\ge {2P}_{j,\mathrm{aveg}}\\ 0,& {\left|p_j\left(n\right)\right|}^2<{2P}_{j,\mathrm{aveg}}\end{array}\right),j=\mathrm{1,2}.$

此外，由于降噪后的离散导频序列{p’_j(n)}的长度K/2小于FFT长度，因此需要在{p′_j(n)}的中间位置补若干个0以使其长度达到系统所对应的FFT长度，(此处并非由于降噪而使得其长度小于FFT长度，降噪前所做的IFFT长度为K/2，而此处补0是为了使得其长度达到OFDM符号长度，即FFT_len，把这些补0后的数据再做FFT就可以得到整个符号所对应的信道响应了)即FFT_len。进一步而言，对补0后的{p’_j(n)}序列做傅里叶变换(FFT)，就可以得到两个信道的频域响应。

$H_j\left(k\right)=\sqrt{2}\mathrm{FFT}\left[p_j^{\prime }\left(n\right)\right]=\frac{\sqrt{2}}{\sqrt{\mathrm{FFT}\_\mathrm{len}}}{\Sigma }_{n=0}^{\mathrm{FFT}\_\mathrm{len}-1}{p}_j^{\prime }\left(n\right)·e^{-j2\mathrm{\pi nk}/\mathrm{FFT}\_\mathrm{len}},$0≤k＜FFT_lenj＝1，2。

本发明提出的上述方法，解决了接收天线的接收信号是两个发射天线的发射信号经过信道叠加后，接收天线通过接收数据进行信道估计不便的问题，通过在发射端对导频信息进行巧妙且合理的配置后让每一个接收天线利用这些导频信息获得各个发射端信号所经历的信道信息。本发明的实施例提出的技术方案，合理高效使用系统资源，优化系统性能。此外，本发明的实施例提出的技术方案，对现有系统的改动很小，能够和单发射天线的OFDM的信道估计方法兼容，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

如图8所示，为MIMO-OFDM系统中信道估计装置100的结构示意图，包括接收模块110，判断模块120以及分离模块130。

其中，接收模块110用于接收双发射天线OFDM系统发送的数据，其中，发射天线1发射信号离散导频携带的信息为序列{X_i}，0≤i＜C，发射天线2的发射信号在与发射天线1的信号中相同的离散导频位置处发送与{X_i}正交的序列{X′_i}，使得X′_i＝X_i·e^jiπ，C为离散导频个数。

判断模块120用于判断接收到的数据的导频配置模式，根据导频配置模式把相邻符号的离散导频数据进行对插，并将对插后的离散导频数据进行频/时域变换。

为了便于理解本发明，下面结合具体的通信系统，对本发明作具体说明。在本实施例中，定义了13种OFDM系统，具体配置参数如表1所示。为了实现本发明，离散导频的配置定义了有两种模式，分别如图3和图4所示。每种模式下每帧的第n(n≥0)个OFDM符号中离散导频对应的有效子载波编号m取值规则为如下：

模式1

if mod(n，2)＝＝0

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+1,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+3,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

if mod(n，2)＝＝1

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+5,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+7,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

模式2

if mod(n，4)＝＝0

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+1,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+3,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

if mod(n，4)＝＝1

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+5,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+7,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

if mod(n，4)＝＝2

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+3,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+5,& p=M+1,M+2,...,2M+1\end{array}\right)$

if mod(n，4)＝＝3

$m=\left(\begin{array}{cc}8p+7,& p=\mathrm{0,1},...,M\\ 8p+1,& p=M+2,M+3,...,2M+2\end{array}\right)$

参数M对应于以上OFDM系统的取值见表2。

在本实施例中，相应于图3、图4的导频信息的配置模式一和模式二，具体而言，判断模块120判断的导频配置模式包括模式一和模式二：

模式一为将相邻两个符号的离散导频对插后形成离散导频集，离散导频集为对插后的离散导频数据；

模式二为将相邻四个符号的离散导频对插后形成离散导频集，离散导频集为对插后的离散导频数据。

例如，导频配置模式为模式一时，接收到的第n个OFDM符号S_n的离散导频数据为{s_n，i}，0≤i＜C，

当mod(n，2)＝0时，判断模块120将相邻两个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n，0，s_n+1，0，s_n，1，s_n+1，1，…，s_n，C-1，s_n+1，C-1}；

当mod(n，2)＝1时，判断模块120将相邻两符号的离散导频对插后形成的离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n+1，0，s_n，0，s_n+1，1，s_n，1，…，s_n+1，C-1，s_n，C-1}。

例如，导频配置模式为模式二时，接收到的第n个OFDM符号S_n的离散导频数据为{s_n，i}，0≤i＜C，

当mod(n，4)＝0时，判断模块120将相邻4个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n，0，s_n+2，0，s_n+1，0，s_n+3，0，…，s_n，C-1，s_n+2，C-1，s_n+1，C-1，s_n+3，C-1}；

当mod(n，4)＝1时，判断模块120将相邻4个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n+3，0，s_n+1，0，s_n，0，s_n+2，0，…，s_n+3，C-1，s_n+1，C-1，s_n，C-1，s_n+2，C-1}；

当mod(n，4)＝2时，判断模块120将相邻4个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n+2，0，s_n，0，s_n+3，0，s_n+1，0，…，s_n+2，C-1，s_n，C-1，s_n+3，C-1，s_n+1，C-1}；

当mod(n，4)＝3时，判断模块120将相邻4个符号的离散导频对插后形成离散导频集为

S_n＝{s_i}＝{s_n+1，0，s_n+3，0，s_n+2，0，s_n，0，…，s_n+1，C-1，s_n+3，C-1，s_n+2，C-1，s_n，C-1}。

分离模块130用于将频/时域变换变换后的数据进行分离，得到来自不同发射天线发射信号的信道信息。

在本实施例中，分离模块130得到来自不同发射天线发射信号的信道信息包括：

将经过逆傅里叶变换IFFT后得到的具有两个发射天线数据所经信道的信道时域响应p(n)，分离模块130从p(n)中分离出两个长度分别为K/2的单个信道的信道冲击响应p₁(n)和p₂(n)，K为OFDM符号导频对插并插0后的长度。即K的长度根据OFDM符号长度和导频配置决定，具体而言，它是导频对插并插0后的长度，对第一种模式K为FFT长度的1/4，对第二种模式，K为FFT长度的1/2。

在本实施例中，分离模块130从p(n)中分离出两个长度分别为K/2的单个信道的信道冲击响应p₁(n)和p₂(n)包括：

根据系统设置的参数L，分离模块130将p(n)中的{p(K/2-L)，p(K/2-L+1)，…，p(K/2-1)}和{p(K-L)，p(K-L+1)，…，p(K-1)}互换位置后，分离模块130将前半部分数据构成发射天线1发射数据经历的信道冲击响应p₁(n)，分离模块130将后半部分数据构成了发射天线2发射数据经历的信道冲击响应p₂(n)，其中L＜K/2。互换位置后，示意图如图7所示，p₁(n)如图7中的b，p₂(n)如图7中的c。

本发明提出的上述装置，解决了接收天线的接收信号是两个发射天线的发射信号经过信道叠加后，接收天线通过接收数据进行信道估计不便的问题，通过在发射端对导频信息进行巧妙且合理的配置后让每一个接收天线利用这些导频信息获得各个发射端信号所经历的信道信息。本发明的实施例提出的技术方案，合理高效使用系统资源，优化系统性能。此外，本发明的实施例提出的技术方案，对现有系统的改动很小，能够和单发射天线的OFDM的信道估计方法兼容，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。