一种适合快衰落信道的分布式差分空时编码传输方法

摘要

本发明公开了一种适合于在快衰落信道中传输的分布式差分空时编码传输方法。该方法的思想是通过减小DDSTC信号的帧长来降低信道快衰落带来的不利影响，因此将其称为减小信号帧长的分布式差分空时编码传输方案，简称为RFL-DDSTC (RFL，Reduced Frame Length)。该方法通过采用T个正交列向量将DDSTC在T个符号周期内的信号合并到一个符号周期内进行发送，使得DDSTC信号的帧长大大缩短，因而可以有效减小信道快衰落带来的不利影响。理论分析与仿真结果进一步验证了本发明中提出的RFL-DDSTC方案在快衰落信道中对误码性能的提升。

说明书

技术领域

本发明属于采用中继的协作通信系统中的一种分布式空时发射分集技术，特别涉及一种快衰落信道中的分布式差分空时编码传输方法。

背景技术

近年来，无线中继网络中的分布式差分空时编码(DDSTC)由于在中继节点和目的节点处都无需知道源节点到中继节点之间的信道信息和中继节点到目的节点之间的信道信息而获得了很多的关注。随着人们对DDSTC的研究兴趣的高涨，各国学者陆续提出了多种DDSTC传输方案，如基于Alamouti码、实正交码、Sp(2)码、循环码、Cayley码和Clifford代数码等的DDSTC方案。而迄今为止，上述DDSTC方案中都假设了无线信道是服从慢变化的，而且在发送两个连续的DDSTC数据块时是保持不变的。然而根据中继协作协议每个DDSTC数据块占用了2T个符号周期，在上述这种假设下信道需要在4T个符号周期内保持不变。而在快衰落信道中这种假设是很难成立的，因此，DDSTC的性能在快衰落信道中将会出现恶化。

发明内容

为了减小信道快衰落对DDSTC性能带来的影响，本发明中提出了一种新的DDSTC传输方案。将其称为减小信号帧长的分布式差分空时编码传输方案，简称为RFL-DDSTC(RFL，Reduced Frame Length)。该方案利用T个不同的正交向量将DDSTC在T个符号周期内的信号压缩到一个符号周期内进行发送，使得DDSTC的信号帧长大大减小，本发明中这种新的方案因而称作为减小帧长的DDSTC，即RFL-DDSTC。RFL-DDSTC由于信号帧长减小因而可以有效减小信道快衰落对其性能带来的影响，而且，RFL-DDSTC这种减小信号帧长的思想可以适用于现有的所有DDSTC编码方案中，如基于Sp(2)码，循环码，Cayley码和Clifford代数码的DDSTC方案中。理论分析与仿真结果进一步验证了本发明中提出的RFL-DDSTC在快衰落信道中的性能优越性。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

在中继节点处对DDSTC的信号帧长用正交扩频码序列进行压缩，在目的节点首先对接收信号进行解扩，再对解扩后的信号进行差分检测即可。具体地实施过程分为三个步骤：

一、中继节点处压缩DDSTC信号帧长

由于发送每个数据块的第二步占用T个符号周期，即每个中继的发送信号的帧长为T，在RFL-DDSTC方案中，在每个中继处采用T个正交向量将帧长为T的信号压缩为具有单位帧长的短信号。T个正交向量可以采用任意的范数为1的正交向量，将其选为T个正交扩频码序列。

对于第(τ-1)个数据块，假设第i个中继处的T×1维的发送信号为其中表示在(T+k)时刻发出的信号，这样发送将占用T个符号周期。在每个中继处，首先采用一个扩频码矩阵C＝[c₁ c₂ … c_T]来压缩在T个符号周期的发送信号假设P×1维的扩频码c_k(k＝1，…，T)相互正交且范数为1，即满足其中δ_kl表示Kronecker delta函数，c_k的长度P定义为其扩频增益。因此，在第i个中继处发出的P×1维的压缩信号为

$b_i^{(\tau -1)}={\mathrm{Ct}}_i^{(\tau -1)}=\underset{k=1}{\overset{T}{\Sigma }}{c}_k{t}_{\mathrm{ik}}^{(\tau -1)}---\left(9\right)$

显然，仅仅占用了一个符号周期，且是T个扩频码序列c_k(k＝1，…，T)的线性组合，其加权系数为这样发送第(τ-1)个数据块的第二步将在第T+1个时刻内完成，对应的信道增益为g_i(T+1)，见附图2中对应的信道状态。这样，目的节点处对应于第(τ-1)个数据块的接收信号则为

$Y^{(\tau -1)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)b_i^{(\tau -1)}+W^{(\tau -1)}$

$=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1){\mathrm{Ct}}_i^{(\tau -1)}+W^{(\tau -1)}---\left(10\right)$

$=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)C\left(\sqrt{\frac{P_2}{P_1+1}}{A_{i}r}_i^{(\tau -1)}\right)+W^{(\tau -1)}$

其中是对应于第(τ-1)个数据块在第i个中继处第一步中的T×1维的接收信号，将代入式(10)中可得

$Y^{(\tau -1)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}C{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{(\tau -1)}+{\tilde{N}}^{(\tau -1)}---\left(11\right)$

其中对应于第(τ-1)个数据块的新的信道向量可以表示为噪声为

同样，对于第τ个数据块中将从第i个中继处发出的信号仍然采用扩频码矩阵来压缩它。这样在第二步第i个中继发出的信号仍然只占用了一个符号周期，如附图2中的信道状态所示，对应的信道增益为g_i(2T+2)。因此，对应于第τ个数据块目的节点处的接收信号可以表示为

$Y^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{\mathrm{CS}}^{\left(\tau \right)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+{\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{\mathrm{CU}}^{\left(\tau \right)}{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+{\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}---\left(12\right)$

其中信道向量为噪声为${\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_2}{P_1+1}}\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(2T+2){\mathrm{CA}}_i{v}_i^{\left(\tau \right)}+W^{\left(\tau \right)}.$

二、目的节点处解扩接收信号

在目的节点进行接收处理时，首先对两个接收信号Y^(τ-1)和Y^(τ)用c_k(k＝1，…，T)分别进行解扩处理，得到

$d_k^{(\tau -1)}=c_k^H{Y}^{(\tau -1)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)t_{\mathrm{ik}}^{(\tau -1)}+c_k^H{W}^{(\tau -1)}---\left(13\right)$

$d_k^{\left(\tau \right)}=c_k^H{Y}^{\left(\tau \right)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(2T+2)t_{\mathrm{ik}}^{\left(\tau \right)}+c_k^H{W}^{\left(\tau \right)}---\left(14\right)$

随后，将Y^(τ-1)和Y^(τ)解扩后的信号分别整理成T×1维的向量和将y^(τ-1)和y^(τ)写成矩阵形式可以表示为

$y^{(\tau -1)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{(\tau -1)}+Z^{(\tau -1)}---\left(15\right)$

$y^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{S}^{\left(\tau \right)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+Z^{\left(\tau \right)}---\left(16\right)$

其中显然，在对接收信号解扩后，DDSTC原始的信号S^(τ-1)和S^(τ)出现在式(15)和(16)中。

三、差分检测

因此，在如下假设成立的条件下，可以用式(5)中的差分解码器来检测DDSTC信号：

${\tilde{H}}^{(\tau -1)}={\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}---\left(17\right)$

上面两个信道增益之间的时间间隔仅为(T+1)个符号周期。与DDSTC解码时的假设式(8)相比，新的RFL-DDSTC方案解码时的假设式(17)对于DDSTC在快衰落信道中的性能的影响较小。因此，在快衰落信道中，减小DDSTC的帧长可以有效提高其性能。

本发明达到的技术效果是将DDSTC原先帧长为T的信号减小为单位帧长的信号，这样则可以显著降低快衰落信道对DDSTC带来的不利影响，因而大大改善了DDSTC在快衰落信道中的性能。

附图说明

图1是在快衰落信道中传输DDSTC信号时对应的信道状态；

图2是在快衰落信道中传输RFL-DDSTC信号时对应的信道状态；

图3是DDSTC与RFL-DDSTC在R＝2时的误码性能比较图，其中横坐标为整个无线中继网络中总的发射功率P，纵坐标为误符号率；

图4是DDSTC与RFL-DDSTC在R＝3时的误码性能比较图，其中横坐标为整个无线中继网络中总的发射功率P，纵坐标为误符号率；

图5是DDSTC与RFL-DDSTC在R＝4时的误码性能比较图，其中横坐标为整个无线中继网络中总的发射功率P，纵坐标为误符号率；

图6是DDSTC与RFL-DDSTC在R＝5时的误码性能比较图，其中横坐标为整个无线中继网络中总的发射功率P，纵坐标为误符号率。

下面结合附图对本发明作进一步详细说明。

具体实施方式

1)系统模型和分布式差分空时编码方案

考虑一个采用中继的协作通信系统，系统内有一个源节点，一个目的节点和R个中继节点，系统内的每个节点均设置单根天线。假定从源节点到第i个中继节点之间的信道用f_i表示，从第i个中继节点到目的节点之间的信道用g_i表示。在协作通信系统中，传输T个符号需要分两步完成：每一步占用的时间为T个符号周期。可将传输的T个符号称为是一个数据块，因此传输一个数据块将占用2T个符号周期。在协作通信系统中采用分布式差分空时编码(DDSTC)传输时，传输第τ个数据块时的系统方程由下式表示[2]

$X^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{S}^{\left(\tau \right)}{H}^{\left(\tau \right)}+W^{\left(\tau \right)}---\left(1\right)$

其中P₁和P₂分别为发送每个数据块时源节点和每个中继节点处的平均发射功率；T×R维的DDSTC矩阵S^(τ)＝[A₁s^(τ)…A_Rs^(τ)]，其中A_i是第i个中继节点处的T ×T维酉矩阵，s^(τ)＝[s₁ … s_T]^T是发送第τ个数据块时的信号向量，它具有归一化的单位功率，上标(·)^T表示取矩阵的转置；发送第τ个数据块时对应的R×1维信道向量H^(τ)定义为H^(τ)＝[f₁g₁ … f_Rg_R]^T；总的噪声其中和w^(τ)分别为第一步在第i个中继节点处和第二步在目的节点处的加性高斯白噪声(AWGN)。

在发送第τ个数据块时，为了传输信息U^(τ)∈U，对发射的信号进行差分编码

s^(τ)＝U^(τ)s^(τ-1)    (2)

其中T×T维的信息矩阵U^(τ)为酉矩阵，而且，U^(τ)和每个中继节点处的矩阵A_i满足如下关系

A_iU^(τ)＝U^(τ)A_i    (3)

现有的DDSTC方案[2-4]均假设信道f_i和g_i在两个连续传输的数据块内是保持不变的，即H^(τ)＝H^(τ-1)，那么此时将式(2)和式(3)代入到式(1)中并且联合前一个数据块时的接收信号X^(τ-1)，则可以得到如下的差分方程

X^(τ)＝U^(τ)X^(τ-1)+N^(τ)    (4)

其中等效的加性高斯白噪声N^(τ)＝W^(τ)-U^(τ)W^(τ-1).对于式(4)中相邻两个数据块时的接收信号X^(τ)和X^(τ-1)，无需知道信道状态信息就可以采用如下的最大似然解码对发送信息U^(τ)进行检测

${\hat{U}}^{\left(\tau \right)}=\arg \underset{U^{\left(\tau \right)}}{\min }\left|\right|X^{\left(\tau \right)}-U^{\left(\tau \right)}{X}^{(\tau -1)}\left|\right|---\left(5\right)$

其中||·||表示Frobenius范数。

2)分布式差分空时编码在快衰落信道中出现的问题

上述式(5)中对DDSTC的解码是基于信道慢变换的假设，因而有H^(τ)＝H^(τ-1)。然而在实际的通信环境中，由于移动用户与基站之间的相对运动会导致信道呈现快衰落特性，这使得信道服从慢变化的假设不再成立。在协作通信系统中，由于目的节点往往是处于移动状态的用户，因此本发明中假设从中继节点到目的节点之间的信道g_i为快衰落信道，而从源节点到中继节点的信道为准静态慢衰落信道。这样，在t₁时刻从第i个中继节点到目的节点的信道增益g_i(t₁)可以采用如下的快衰落信道模型[5]

g_i(t₁)＝α(t₁-t₂)g_i(t₂)+n_i(t₁)    (6)

其中n_i(t₁)是另一个独立的零均值复高斯噪声，其方差为在t₁时刻和t₂时刻的信道增益服从Jakes衰落模型，两者的相关系数为

$\alpha (t_1-t_2)=E\left[g_i\left(t_1\right)g_i^{*}\left(t_2\right)\right]=J_0\left(2\pi f_d(t_1-t_2)T_s\right)---\left(7\right)$

其中J₀(·)为第一类零阶贝塞尔函数，f_d为最大多普勒频移，T_s为符号周期。

在协作通信系统中，由于发送每一个数据块需要2T个符号间隔，对于发送的第(τ-1)和第τ个数据块的DDSTC，在快衰落信道中对应的信道增益的状态如附图1中所示。从附图1中可以看出，对于连续发送的两个数据块，信道g_i的变化状态从g_i(T+1)变化到g_i(4T)，它们之间最大的时间间隔为(3T-1)个符号周期。然而，在文献[2-4]中的慢衰落信道的假设下，要得到式(4)中的差分方程必须满足下面的约束条件

g_i(T+1)＝g_i(T+1+t)，t＝1，2，…，3T-1    (8)

显然，在快衰落信道下式(8)是很难保证的，因此，在快衰落信道中DDSTC的性能出现了恶化。

3)提出的减小帧长的DDSTC方案(RFL-DDSTC)

本发明中提出了一种新的方法来改善DDSTC在快衰落信道中的性能，其基本思想是减小DDSTC的帧长来抵抗快衰落信道带来的影响，因此称这种新的差分编码方案为减小帧长的DDSTC，简称为RFL-DDSTC。

由于发送每个数据块的第二步占用T个符号周期，即每个中继的发送信号的帧长为T，在RFL-DDSTC方案中，在每个中继处采用T个正交向量将帧长为T的信号压缩为具有单位帧长的短信号。T个正交向量可以采用任意的范数为1的正交向量，可将其选为T个正交扩频码序列。

对于第(τ-1)个数据块，假设第i个中继处的T×1维的发送信号为其中表示在(T+k)时刻发出的信号，这样发送将占用T个符号周期。在每个中继处，首先采用一个扩频码矩阵C＝[c₁ c₂ … c_T]来压缩在T个符号周期的发送信号假设P×1维的扩频码c_k(k＝1，…，T)相互正交且范数为1，即满足其中δ_kl表示Kronecker delta函数，c_k的长度P定义为其扩频增益。因此，在第i个中继处发出的P×1维的压缩信号为

$b_i^{(\tau -1)}={\mathrm{Ct}}_i^{(\tau -1)}=\underset{k=1}{\overset{T}{\Sigma }}{c}_k{t}_{\mathrm{ik}}^{(\tau -1)}---\left(9\right)$

显然，仅仅占用了一个符号周期，且是T个扩频码序列c_k(k＝1，…，T)的线性组合，其加权系数为这样发送第(τ-1)个数据块的第二步将在第T+1个时刻内完成，对应的信道增益为g_i(T+1)，见附图2中的信道状态所示。这样，目的节点对应于第(τ-1)个数据块的接收信号则为

$Y^{(\tau -1)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)b_i^{(\tau -1)}+W^{(\tau -1)}$

$=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1){\mathrm{Ct}}_i^{(\tau -1)}+W^{(\tau -1)}---\left(10\right)$

$=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)C\left(\sqrt{\frac{P_2}{P_1+1}}{A}_i{r}_i^{(\tau -1)}\right)+W^{(\tau -1)}$

其中是对应于第(τ-1)个数据块在第i个中继处第一步中的T×1维的接收信号，将代入式(10)中可得

$Y^{(\tau -1)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}C{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{(\tau -1)}+{\tilde{N}}^{(\tau -1)}---\left(11\right)$

其中对应于第(τ-1)个数据块的新的信道向量可以表示为噪声为

同样，对于第τ个数据块中将从第i个中继处发出的信号仍然采用扩频码矩阵来压缩它。这样在第二步第i个中继发出的信号仍然只占用了一个符号周期，如图2所示，对应的信道增益为g_i(2T+2)。因此，对应于第τ个数据块目的节点的接收信号可以表示为

$Y^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{\mathrm{CS}}^{\left(\tau \right)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+{\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{\mathrm{CU}}^{\left(\tau \right)}{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+{\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}---\left(12\right)$

其中信道向量为噪声为${\tilde{N}}^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_2}{P_1+1}}\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(2T+2){\mathrm{CA}}_i{v}_i^{\left(\tau \right)}+W^{\left(\tau \right)}.$

在目的节点处进行处理时，首先对两个接收信号Y^(τ-1)和Y^(τ)用c_k(k＝1，…，T)分别进行解扩处理，得到

$d_k^{(\tau -1)}=c_k^H{Y}^{(\tau -1)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+1)t_{\mathrm{ik}}^{(\tau -1)}+c_k^H{W}^{(\tau -1)}---\left(13\right)$

$d_k^{\left(\tau \right)}=c_k^H{Y}^{\left(\tau \right)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(2T+2)t_{\mathrm{ik}}^{\left(\tau \right)}+c_k^H{W}^{\left(\tau \right)}---\left(14\right)$

随后，将Y^(τ-1)和Y^(τ)解扩后的信号分别整理成T×1维的向量和将y^(τ-1)和y^(τ)写成矩阵形式可以表示为

$y^{(\tau -1)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{S}^{(\tau -1)}{\tilde{H}}^{(\tau -1)}+Z^{(\tau -1)}---\left(15\right)$

$y^{\left(\tau \right)}=\sqrt{\frac{P_1{P}_{2}T}{P_1+1}}{S}^{\left(\tau \right)}{\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}+Z^{\left(\tau \right)}---\left(16\right)$

其中显然，在对接收信号解扩后，DDSTC原始的信号S^(τ-1)和S^(τ)出现在式(15)和(16)中。因此，在如下假设成立的条件下，可以用式(5)中的差分解码器来检测DDSTC信号：

${\tilde{H}}^{(\tau -1)}={\tilde{H}}^{\left(\tau \right)}---\left(17\right)$

上面两个信道增益之间的时间间隔仅为(T+1)个符号周期。与DDSTC解码时的假设(8)相比，新的RFL-DDSTC方案解码时的假设(17)对于DDSTC在快衰落信道中的性能的影响较小。因此，在快衰落信道中，减小DDSTC的帧长可以有效提高其性能。

4)性能分析

为了评价DDSTC在快衰落信道中的性能，假设对于第(τ-1)和第τ个数据块的第二步的第k个时刻，第i个中继发出的信号分别为和这样，对应这两个时刻目的节点处的接收信号分别为

$x_k^{(\tau -1)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+k)t_{\mathrm{ik}}^{(\tau -1)}+w_k^{(\tau -1)}---\left(18\right)$

$x_k^{\left(\tau \right)}=\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(3T+k)t_{\mathrm{ik}}^{\left(\tau \right)}+w_k^{\left(\tau \right)}---\left(19\right)$

根据式(6)中的快衰落信道模型，信道增益g_i(3T+k)(k＝1，…，T)可以表示为

g_i(3T+k)＝α(2T)g_i(T+k)+n_i(3T+k)    (20)

其中n_i(3T+k)是另一个独立的零均值复高斯噪声，其方差为将式(20)代入到式(19)中，可得

$x_k^{\left(\text{τ}\right)}=\alpha \left(2T\right)\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{g}_i(T+k)t_{\mathrm{ik}}^{\left(\tau \right)}+\underset{i=1}{\overset{R}{\Sigma }}{n}_i(3T+k)t_{\mathrm{ik}}^{\left(\tau \right)}+w_k^{\left(\tau \right)}---\left(21\right)$

因此，系统的等效信噪比为

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{DDSTC}}=\frac{{\mathrm{RP}}_2{\alpha }^2\left(2T\right)}{{\mathrm{RP}}_2[1-{\alpha }^2\left(2T\right)]+\frac{{\mathrm{RP}}_2}{P_1+1}+1}---\left(22\right)$

由于其中P是整个网络中总的发送功率，进一步则有

${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{DDSTC}}=\frac{{\alpha }^2\left(2T\right)}{[1-{\alpha }^2\left(2T\right)]+\frac{4+4/P}{P+2}}---\left(23\right)$

对于式(23)，当P→∞时，由此可见，在快衰落信道中DDSTC在发送功率较高时其性能曲线将会出现“地板效应”。

可以用同样的方式分析本发明中提出的RFL-DDSTC方案在快衰落信道中的性能。可以得出当P→∞时，与SNR_DDSTC相比，很明显新的RFL-DDSTC方案显著的降低了“地板效应”。而且，随着帧长T的增加，这种性能的提升则会更加明显。

5)仿真结果

本节给出仿真结果来评价DDSTC和RFL-DDSTC在快衰落信道中的性能。在所有的仿真图中，横轴表示整个网络中的总的发射功率P，纵轴表示误符号率。在所有的仿真中，信息符号采用QPSK调制，扩频码序列采用扩频增益为64的Hadamard扩频码，系统载波频率为f_c＝2GHz，数据传输速率为r＝120kbit/s，目的节点的移动速度分别为V₁＝150km/h和V₂＝250km/h。

图3到图6中分别给出了在快衰落信道下(图中简写为“FF ch”)无线中继网络中分别采用分布式差分Alamouti码和循环码在中继数目分别为R＝2，3，4和5时的性能曲线，其信号帧长为T＝R。为了进行对比，图中还给出了DDSTC在准静态慢衰落信道下(图中简写为“QS ch”)的性能。仿真结果表明，在快衰落信道中DDSTC的误码性能出现了严重的地板效应，而且随着信号帧长T和目的节点的移动速度的增大，地板效应愈加严重。而RFL-DDSTC的性能则明显优于DDSTC，且在发射功率较低时，RFL-DDSTC的性能较为接近DDSTC在准静态慢衰落信道中的性能。进一步，由于DDSTC的信号帧长T等于中继节点的数目R，从图3到图6中可以看到，随着R的增大，DDSTC的性能进一步恶化，而RFL-DDSTC的性能优势则更加明显，上述仿真结果很好地验证了性能分析中得出的结论。

本发明中提出了一种适合于快衰落信道下的新的分布式差分空时编码传输方案——RFL-DDSTC。该方案通过采用T个正交列向量将DDSTC在T个符号周期内的信号合并到一个符号周期内，使得DDSTC信号的帧长大大缩短，因而可以有效减小快衰落信道带来的影响。理论分析与仿真结果进一步验证了本发明中提出的RFL-DDSTC方案在快衰落信道中的对误码性能的提升(见附图3～图6)。