用于调节流过LED电路装置的LED电流的方法和电路装置、以及相关组合电路和发光系统

摘要

本发明提出了一种将流过LED电路装置的LED电流(ILED)调节在均值LED电流水平的方法。该方法包括：建立振荡的转换器电流(IL)；建立代表转换器电流流动的第一和第二电流控制指示符；依赖于第一电流控制指示符，调节转换器电流的峰值电流水平和谷值电流水平；依赖于第二电流控制指示符，将转换器电流的振荡的转换器电流周期(T)控制在周期控制范围(Tref)内；以及将至少一部分转换器电流馈送至LED电路装置。本发明还提出了一种使用该方法调节LED电流的电路装置、使用该电路装置的LED驱动器IC、具有至少一个LED和该电路装置的电阻组成以及具有该组合电路的发光系统。

说明书

技术领域

本发明涉及一种将流过LED电路装置的LED电流调节为均值LED电流水平的方法。本发明还涉及一种将流过LED电路装置的LED电流调节为均值LED电流水平的电路装置。本发明还涉及一种LED驱动器IC。本发明还涉及一种组合电路和LED发光系统。

背景技术

一般通过调节流过发光二极管(LED)的LED电流的电流水平来控制LED的光输出。例如，还可以用脉冲宽度调制(PWM)方案来调制LED电流。在这种PWM方案中，LED接收特定宽度的周期性脉冲序列形式的LED电流，而当要将有效光输出从第一光输出水平改变为第二光输出水平时，将脉冲宽度从第一脉冲宽度调制为第二脉冲宽度。

因此，LED驱动方法和LED驱动电路通常包括：电流源，提供恒定电流或具有平均电流水平的振荡电流；以及与LED相关联的开关，以便控制电流路径，并实现LED电流的脉冲宽度调制。

开关可以与LED串联，从而通过中断电流路径来控制电流路径，以便实现脉冲宽度调制。

替代地，开关可以与LED并联，所述开关也称作旁路开关。旁路开关通过或者引导电流路径通过LED或者引导电流路径通过与LED并联的旁路路径来控制电流路径，以便实现脉冲宽度调制。这种旁路开关方法的优点之一在于：电流持续流动，或者流过LED或者流过旁路路径，这允许使用非常高效的电流源，例如开关模式电流源。这在多个LED以公共电流水平工作、但是这多个LED中不同LED之间可能具有不同脉冲宽度的情况下尤为有利。于是可以将LED排列为串联连接的多个LED段，每一个LED段包括单独的LED或者两个或更多的LED，优选地两个或更多LED串联设置，并且每一个LED段同与相应LED段并联的旁路开关相关联。通过独立地操作旁路开关，可以独立地改变每一个LED段的有效光输出。

在WO2004100614A1中描述了电流源的示例。WO2004100614A1描述了在所有工作条件期间精确且迅速调节LED电流的均值安培数的LED电流控制方法和电路，所述工作条件包括电源的输入线路的变化或者LED网络的负载的变化。

该方法包括：通过响应于转换器电流感测电压分别沿负方向和正方向与下跳转电压(lower trip voltage)和上跳转电压(upper tripvoltage)的每一次交叉，交替地控制LED电流的上升和下降，来控制LED电流在峰值安培数和谷值安培数之间振荡，例如按照三角波或锯齿波形式，其中均值安培数是峰值安培数和谷值安培数的平均。可以将使用这种方法的电路称作利用对LED电流的迟滞控制的开关模式转换器示例。可以将峰值安培数至谷值安培数的峰谷范围称作迟滞电流窗口。可以将上跳转电压至下跳转电压的峰谷范围称作迟滞电压窗口，或者简称为迟滞窗口。

因此，该方法和电路实现了与工作条件无关地调节均值电流水平。具体地，当将该方法和电路用于操作包括按上述方式设置的具有相应旁路开关的多个LED段的LED电路装置时，操作旁路开关以改变单独LED段的光输出导致LED电路装置的负载变化。具有迟滞控制的开关模式转换器非常适用于向由于旁路开关的工作而具有变化负载的这种LED电路装置精确且迅速地传送具有实质上恒定均值电流水平的电流。

然而，使用WO2004100614A1的方法导致在例如如上所述由于旁路开关的工作而LED电路装置的负载发生改变时，改变了LED电流的振荡频率。当LED电路装置的负载显著变化时，频率变化可能比较大。

这种较大的频率变化具有若干不利的副作用。例如，需要调节在迟滞开关模式转换器的输入或输出滤波器中的部件尺寸，以便例如对于所有可能的频率将副作用减小到足够低的水平。例如，阻止这些副作用的要求防止了听得见的噪声，防止了在LED的光输出中可见和潜在恼人的波动，遵守了传导和辐射电磁干扰(EMI)规定，确保了电解电容的寿命，并且优化了电感中芯vs.传导损耗。例如，为了确保频率在所有工作条件下不会移动到可听得见的频率范围内(这可能是恼人的)，在输出滤波器中需要小电感，所述小电感不利地影响LED电流水平的精确度。作为另一个示例，在忍受电源输入线路中变化的同时LED电路装置的负载显著改变时，为了实现LED电流的小纹波，可能需要较大的电容来对输入电压进行滤波。

发明内容

本发明旨在用迟滞控制来减小已知开关模式转换器的副作用，并且旨在提供一种电路装置和方法，可以处理LED网络的显著负载变化，同时减小负面副作用。

为此目的，根据本发明的方法包括：

建立转换器电流；

建立代表转换器电流的电流水平的第一电流控制指示符；

至少依赖于第一电流控制指示符，建立转换器电流在谷值电流水平和峰值电流水平之间的振荡，其中均值LED电流水平对应于转换器电流的峰值电流水平和谷值电流水平的加权平均；

建立代表转换器电流的流动的第二电流控制指示符；

将转换器电流的振荡的转换器电流周期控制在周期控制范围内，至少依赖于第二电流控制指示符执行所述控制；以及

向LED电路装置馈送转换器电流的至少一部分。

第一和第二电流控制指示符可以是例如在电路装置的两个部件之间的电连接上传送的信号，或者可以是值，例如在寄存器或存储器中存储的参数值。

例如，可以按照与利用迟滞控制的现有技术开关模式转换器类似的方式来调节LED电流的均值电流水平，例如可以将其应用于降压转换器，所述降压转换器对串联设置的多个LED的LED电路装置进行馈送，其中每一个LED并联有旁路开关。将迟滞控制应用于转换器电流。对于这种转换器，转换器电流表现为连续的、典型地锯齿状的电流，并且将在转换器中建立的整个转换器电流作为LED电流馈送至LED电路装置，其中均值LED电流水平对应于峰值电流水平和谷值电流水平的算术平均。当LED电路装置包括与多个LED的串联装置相并联的电容性滤波器时，LED电流表现为转换器电流的时间滤波版本。也是，LED电流的峰值和谷值可以与转换器电流的相应值不同，而均值LED电流水平可以仍然对应于峰值电流水平和谷值电流水平的算术平均。对于不同类型的转换器，例如升降压转换器，即使在转换器电流连续时LED电流也可能是不连续的：可以对转换器电流执行迟滞控制，并且将转换器电流的一部分作为LED电流馈送至LED电路装置。于是，均值LED电流水平可以对应于峰值电流水平和谷值电流水平的加权平均，其中对于峰值电流水平和谷值电流水平具有不同的权重，以便考虑部分反馈的效果。

应该注意的是，根据本发明的方法监测并且控制转换器电流，而WO2004100614A1的方法使用LED电流。这些电流对于馈送多个LED串联设置的LED电路装置的降压转换器而言是相同的，但是对于其他类型的转换器，这些电流可能是不同的，例如对于升降压转换器，升降压转换器根据其实现方式可以配置为只在转换器电流增加的转换器电流周期部分期间或者只在转换器电流减少的转换器电流周期部分期间馈送LED电路装置。对于这些类型的转换器，优选地对于转换器电流执行迟滞控制。

周期控制范围可以是预定设置点频率周围的窄窗口，以便实现转换器电流周期实质上恒定的持续时间。

可选地，周期控制范围可以是例如预定低阈值持续时间和预定高阈值持续时间之间的窗口，其中低阈值持续时间和高阈值持续时间例如可以与电路装置中的电学部件、或与电路装置相连的电学部件(例如电容器或电感器)的优选值相关联。可选地，低阈值持续时间和高阈值持续时间例如可以与优选频率范围相关联，优选频率范围诸如排除可听得见频率的频率范围，与特定电磁干扰风险相关联的频率范围，或者排除了光输出水平中恼人的周期性波动(称作闪烁)的频率范围。

周期控制范围可以具有固定值，所述固定值可以是预定的恒定值。可选地，可以在操作期间调节周期控制范围，例如以便将与操作相关联的频谱能量在频谱带上扩展，以满足实际或法律电磁兼容性要求。

可以通过多种不同方法执行转换器电流周期的控制，例如，采用转换器电流周期持续时间的直接确定，如对与电路装置相关联的电信号进行测量，或者例如采用转换器电流周期持续时间的间接确定。下面描述用于控制转换器电流周期的实施例。

在方法实施例中，

建立第一电流控制指示符包括：

-监测转换器电流的电流水平，并且使用所监测的电流水平作为第一电流控制指示符；

建立转换器电流的振荡包括：

-建立上跳转电流水平和下跳转电流水平作为控制交叉阈值，上跳转电流水平与转换器电流的峰值电流水平相关联，下跳转电流水平与转换器电流的谷值电流水平相关联；

-响应于转换器电流的电流水平沿负方向与下跳转电流水平的每一次交叉，控制转换器电流从谷值电流水平增加到峰值电流水平，转换器电流增加的控制与增加持续时间相关联；以及

-响应于转换器电流的电流水平沿正方向与上跳转电流水平的每一次交叉，控制转换器电流从峰值电流水平减少到谷值电流水平，转换器电流减少的控制与减少持续时间相关联；以及

在控制转换器电流振荡的转换器电流周期时，转换器电流周期对应于增加持续时间与减小持续时间之和。

因此，按照与利用迟滞控制的现有技术开关模式转换器类似的方式，调节LED电流的均值电流水平。该方法通过响应于转换器电流分别沿负方向和正方向与下跳转电流水平和上跳转电流水平的的每一次交叉，来控制转换器电流在峰值电流水平和谷值电流水平之间振荡，从而控制均值LED电流水平。可以依赖于所需的LED电流的均值电流水平来建立下跳转电流水平和上跳转电流水平。

振荡包括具有增加持续时间和减少持续时间的交替控制周期，在增加持续时间中转换器电流增加，在减少持续时间中转换器电流减少。

本发明在附加地提供转换器电流周期的控制或者等效地提供转换器电流振荡频率的控制时，向利用迟滞控制的开关模式转换器提供了一种新的发明性概念。将转换器电流周期控制在一定范围内，将其称作周期控制范围。

在该方法的另一实施例中，

建立第一电流控制指示符包括：

-建立代表流过LED电路装置的转换器电流的转换器电流感测电压；

调节所述转换器电流的均值电流水平包括：

-建立上跳转电压和下跳转电压作为控制交叉阈值，上跳转电压与转换器电流的峰值电流水平相关联，下跳转电压与转换器电流的谷值电流水平相关联，均值电流水平是转换器电流的峰值电流水平和谷值电流水平的平均；

-响应于转换器电流感测电压沿负方向与下跳转电压的每一次交叉，控制转换器电流从谷值电流水平增加到峰值电流水平，转换器电流增加的控制与增加持续时间相关联；以及

-响应于转换器电流感测电压沿正方向与上跳转电压的每一次交叉，控制转换器电流从峰值电流水平减少到谷值电流水平，转换器电流减少的控制与减少持续时间相关联；以及

在控制转换器电流振荡的转换器电流周期时，转换器电流周期对应于增加持续时间与减少持续时间之和。

因此，转换器电流的电流水平由转换器电流感测电压来表示，允许比电流信号更容易的电信号操纵和信号处理。例如，转换器电流感测电压可以是在转换器电流路径中电阻器上的电压。

该方法还可以包括：

依赖于转换电流周期，确定已调节的上跳转电压值和已调节的下跳转电压值；

根据已调节的上跳转电压值和已调节的下跳转电压值，建立上跳转电压和下跳转电压；以及

其中将转换器电流周期控制在周期控制范围内与在控制转换器电流的增加和控制转换器电流的减少时使用已调节的上跳转电压值和已调节的下跳转电压值相关联。

因为均值电流水平对于不同的峰值电流水平和谷值电流水平对可以是相同的，上跳转电压和下跳转电压可以具有不同的值以实现相同的均值电流水平。

然而，当在不控制转换器电流周期的情况下对电流水平进行调节时，对于与特定峰值电流水平和特定谷值电流水平相关联的特定上跳转电压和特定下跳转电压的每一次选择，导致特定的并且通常不同的转换器电流周期。通过在维持均值电流水平的同时调节上跳转电压和下跳转电压，可以调节相关联的减小持续时间和增加持续时间。因此，通过调节上跳转电压和下跳转电压可以控制转换器电流周期。可以注意到，调节上跳转电压和下跳转电压可能导致在相同的均值电流水平下对峰值电流水平和谷值电流水平的调节。

控制可以基于以下事实：当上跳转电压值和下跳转电压值之差变小时转换器电流周期将变小，而当所述差变大时转换器电流周期将变大，因为当LED电路装置的负载未改变时，转换器电流的增加速度和减小速度不变。因此，可以用例如上跳转电压和下跳转电压的预定阶跃尺寸调节来沿限定的方向执行控制，沿相反方向进行上跳转电压和下跳转电压的调节。例如，这允许使用反馈控制环，该反馈控制环的多种具体实现对于本领域普通技术人员而言是熟悉的。

在一个实施例中，确定已调节的上跳转电压和已调节的下跳转电压包括从存储器中检索至少一个电压相关值。

例如，存储器可以包括针对上跳转电压和下跳转电压的预定值，或者一个或两个调整值。例如，可以在存储器中作为转换器电流周期、LED电路装置的负载、或与上跳转电压和下跳转电压的特定值相关联的转换器电流周期相关的任意其他参数的函数，来组织所述至少一个电压值。

在一个实施例中，根据上跳转电压、下跳转电压和调节电压来确定已调节的上跳转电压和已调节的下跳转电压。

调节电压可以涉及已调节的上跳转电压和已调节的下跳转电压之间的差。

使用单一的调节电压具有以下优点：在确定已调节的上跳转电压和已调节的下跳转电压时，例如通过向上跳转电压加上一半调节电压来得到已调节的上跳转电压、以及从下跳转电压减去一半调节电压来得到已调节的下跳转电压，可以保持这两个电压的平均值不变，即：

VHA＝VH+VADJ/2，

VLA＝VL-VADJ/2，

其中VH表示上跳转电压，VL表示下跳转电压，VHA表示已调节的上跳转电压，VLA表示已调节的下跳转电压，以及VADJ表示调节电压。

在一个实施例中，根据参考电压和迟滞电压来确定已调节的上跳转电压和已调节的下跳转电压。

使用参考电压和迟滞电压具有以下优点：在确定已调节的上跳转电压和已调节的下跳转电压时，可以根据参考电压来确定与均值电流水平相关的这两个电压的平均值，使得在控制时可以容易地结合均值电流水平的附加变化。然后通过向参考电压加上一半迟滞电压来得到已调节的上跳转电压、以及通过从参考电压减去一半迟滞电压来得到已调节的下跳转电压，可以确定已调节的上跳转电压和已调节的下跳转电压，即：

VHA＝VREF+VHYS/2，

VLA＝VREF-VHYS/2，

其中VHA表示已调节的上跳转电压，VLA表示已调节的下跳转电压，以及VREF表示参考电压，VHYS表示迟滞电压。

在一个实施例中，建立第二电流控制指示符包括测量转换器电流周期的转换器电流周期持续时间，并且在控制所述转换器电流周期时将所测量的转换器电流周期持续时间用作第二电流控制指示符。

作为反馈控制，使用所测量的转换器电流周期持续时间来控制转换器电流周期具有以下优点：因为不但可以在控制时结合所有已知和/或预期的效果，而且可以结合其他效果例如意外的、偶然的或老化相关的效果，可以实现非常精确的控制。

测量转换器电流周期持续时间可以包括获取多个转换器电流周期持续时间值，并且对所获取的值进行滤波以获得实质上无噪声的测量转换器电流周期持续时间。

可以利用转换器电流或转换器电流感测电压作为测量信号，来执行转换器电流周期持续时间的测量。

可选地，可以利用与转换器电流增加和减少的控制相关联的控制信号作为测量信号，来执行转换器电流周期持续时间的测量。

例如，可以使用分析周期、分析频率或分析频谱来执行转换器电流周期持续时间的测量。

测量可以包括利用高频率采样时钟对测量信号进行采样，所述高频采样时钟例如处理器单元的系统时钟或者从处理器单元的系统时钟得出的时钟。

在可选实施例中，建立第二电流控制表示器包括确定与LED电路装置相关联的负载，并且在控制转换器电流周期时将负载用作第二电流控制指示符。在控制转换器电流周期时使用负载，负载可以与转换器电流周期的估计相关联。

例如，可以根据LED电路装置的工作条件来确定与LED电路装置相关联的负载。作为示例，在如上所述包括具有相应旁路开关的多个LED段的LED电路装置中，多个旁路开关的状态确定了LED电路装置的负载。因此，可以将多个旁路开关的状态用于估计负载。于是，控制转换器电流周期例如可以包括根据小的预定表来确定已调节的上跳转电压值和已调节的下跳转电压值，该表包括作为多个旁路开关状态的函数、与转换器电流周期的预定窗口相关联的已调节上跳转电压值和已调节下跳转电压值。

使用估计的转换器电流周期持续时间按照前馈方式控制转换器电流周期具有以下优点：可以实现简单控制，同时仍然具有足够的精确度。

可选地，可以从LED电路装置测量与LED电路装置相关联的负载。作为示例，LED电路装置上的电压降可以与LED电路装置的负载相关联。因此，测量该电压降适用于确定负载。作为可选示例，可以测量控制旁路开关的信号的信号电平，并且将其用于确定负载。

在另一实施例中，建立第二电流控制指示符包括根据负载确定转换器电流周期的转换器电流周期持续时间的估计，并且在控制转换器电流周期时将转换器电流周期持续时间的估计用作第二电流控制指示符。

在一个实施例中，

以下周期阈值和上周期阈值来限定周期控制范围；以及

根据中心持续时间和持续时间宽度来确定下持续时间阈值和上持续时间阈值，其中持续时间宽度小于中心持续时间的10％。

因此将转换器电流周期控制在良好限定的窗口内。

因此中心持续时间对应于中心频率，并且持续时间宽度对应于该中心频率周围的频带。

在另一实施例中，中心持续时间具有恒定值。

因此，控制转换器电流周期以保持实质上恒定的固定持续时间。

在可选的另一实施例中，中心持续时间在频谱带内变化。

因此，按照频谱展宽方式控制转换器电流周期，以通过将频谱能量分布在频谱带上来防止频率能量的集中，例如以便满足实际或法律电磁兼容需求，其中减少电磁干扰(EMI)滤波量，从而实现成本优势。

在该方法的实施例中，该方法还包括：

控制流过LED电路装置的LED电流的路径，

其中LED电路装置包括第一LED段和至少第二LED段，第一LED段与操作用于控制通过第一LED段的LED电流路径的第一开关元件相关联，第二LED段与操作用于控制通过第二LED段的LED电流路径的第二开关元件相关联。

通过操作第一和第二开关元件控制通过第一和第二LED段的电流路径来控制流过LED电路装置的LED电流路径与改变LED电路装置的负载相关联。通过使用跟本发明的方法控制转换器电流周期可以有效地消除这种负载变化的效果。

在该方法的实施例中：

第一开关元件与第一LED段电气并联；

第二开关元件与第二LED段电气并联；以及

操作第一和第二开关元件以选择LED电流路径或者通过与开关元件相关联的LED段或者对与开关元件相关联的LED段进行旁路。

当第一开关元件断开时，电流将流过第一LED段。当第一开关元件闭合时，电流将流过第一开关元件并且旁路第一LED段。

当第二开关元件断开时，电流将流过第二LED段。当第二开关元件闭合时，电流将流过第二开关元件并且旁路第二LED段。

通过操作第一和第二开关元件，从而选择LED电流路径来选择性地通过LED段。

在一个实施例中，根据第一和第二开关元件的状态得出负载。

因此可以在不进行转换器电流周期的直接测量的情况下，根据第一和第二开关元件的状态来执行已调节上跳转电压值和已调节下跳转电压值的确定。

该方法的实施例包括：

在第一和第二开关元件中至少之一的状态改变之前，在存储单元中存储针对第一和第二开关元件状态的迟滞电压；以及

在第一和第二开关元件中至少之一的状态改变之后，从存储单元中检索针对第一和第二开关元件的状态的迟滞电压。

在已经以第一负载条件操作LED电路装置之后，例如，这允许存储已调节的上跳转电压、已调节的下跳转电压、上跳转电压、下跳转电压、调节电压、迟滞电压，其中在以第一负载条件操作LED电路装置期间，在如上所述基于测量转换器电流周期采用反馈方式的控制中，精确地确定了所述电压。当在随后的时刻将LED电路装置再次设定为以第一负载条件工作时，可以检索所存储的值，从而提高了反馈控制的收敛速度。

根据本发明的电路装置提供了一种电路装置，用于将流过LED电路装置的LED电流调节在均值LED电流水平，该电路装置配置用于：

建立转换器电流；

建立代表通过电路装置的转换器电流的电流水平的第一电流控制指示符；

至少依赖于第一电流控制指示符，建立转换器电流在谷值电流水平和峰值电流水平之间的振荡，其中均值LED电流水平对应于转换器电流的峰值电流水平和谷值电流水平的加权平均；

建立代表通过电路装置的转换器电流的流动的第二电流控制指示符；

依赖于第二电流控制指示符，将转换器电流振荡的转换器电流周期控制在周期控制范围内；以及

向LED电路装置馈送转换器电流的至少一部分。

该电路装置可以用于实施以上详细描述的方法之一。在使用期间，电路装置可以与LED电路装置电连接，并且可以与LED电路装置协作。可选地，LED电路装置可以包括在该电路装置中。下面描述该电路装置的实施例。

在根据本发明的电路装置的实施例中：

为了建立第一电流控制指示符，该电路装置包括：

-转换器电流传感器，操作用于建立代表流过LED电路装置的转换器电流的转换器电流感测电压；

为了调节转换器电流的均值电流水平，该电路装置包括：

-迟滞比较器，操作用于建立上跳转电压和下跳转电压作为控制交叉阈值，上跳转电压与转换器电流的峰值电流水平相关联，下跳转电压与转换器电流的谷值电流水平相关联，迟滞比较器与转换器电流传感器电连通以接收转换器电流感测电压；

-其中迟滞比较器操作用于响应于转换器电流感测电压沿负方向与下跳转电压的每一次交叉来输出第一逻辑电平的开关控制电压；以及

-其中迟滞比较器操作用于响应于转换器电流感测电压沿正方向与上跳转电压的每一次交叉来输出第二逻辑电平的开关控制电压；以及

-开关模式转换器，操作用于控制转换器电流流过电路装置，开关模式转换器与迟滞比较器电连通以接收开关控制电压，

-其中开关模式转换器响应于等于第一逻辑电平的开关控制电压，控制转换器电流从谷值电流水平增加到峰值电流水平，转换器电流增加的控制与增加持续时间相关联；以及

-其中开关模式转换器响应于等于第二逻辑电平的开关控制电压，控制转换器电流从峰值电流水平减少到谷值电流水平，转换器电流减少的控制与减少持续时间相关联；以及

为了控制转换器电流振荡的转换器电流周期，该电路装置包括：

-转换器电流周期控制器，操作用于控制转换器电流周期，转换器电流周期控制器至少与迟滞比较器电连通；

-其中转换器电流周期对应于增加持续时间与减小持续时间之和。

因此，转换器电流周期控制器与转换器电流传感器、迟滞比较器和开关模式转换器协作，以调节均值LED电流水平以及转换器电流周期。

转换器电流传感器可以包括转换器电流的电流路径中的电阻器和电压测量单元，所述电压测量单元配置用于测量电阻器上的电压，并提供所测量的电压作为转换器电流感测电压。

可选地，转换器电流传感器可以与转换器电流的电流路径中的电阻器协作，并且包括电压测量单元，所述电压测量单元配置用于测量电阻器上的电压，并提供所测量的电压作为转换器电流感测电压。电阻器可以是电路装置之外、但是与电路装置相连的电阻器。例如，当电路装置是集成电路时，电阻器可以与IC相连，并且IC可以包括电压计来测量电阻器上的电压。

在一个实施例中，转换器电流周期控制器包括：

跳转控制电压发生器，操作用于建立第一跳转控制电压和第二跳转控制电压；以及

迟滞比较器操作用于根据第一跳转控制电压和第二跳转控制电压来建立上跳转电压和下跳转电压，迟滞比较器与跳转控制电压发生器电连通以接收第一跳转控制电压和第二跳转控制电压。

如上所述，通过在维持均值电流水平的同时调节上跳转电压和下跳转电压，可以调节相关联的减少持续时间和增加持续时间。因此，可以通过调节上跳转电压和下跳转电压来控制转换器电流周期。

在一个实施例中，转换器电流周期控制器包括：

转换器电流周期检测器，操作用于建立第二电流控制指示符，第二电流控制指示符与转换器电流周期相关联，转换器电流周期检测器与由以下部件组成的组中至少之一电连通：转换器电流传感器、迟滞比较器和LED电路负载检测器，以接收由以下各项组成的组中至少之一：转换器电流感测电压，开关控制电压和LED电路负载；

其中跳转控制电压发生器操作用于响应于与转换器电流周期相关联的第二电流控制指示符来建立第一跳转控制电压和第二跳转控制电压，以便将转换器电流周期控制在周期控制范围内，跳转控制电压发生器与转换器电流周期检测器电连通以接收第二电流控制指示符。

转换器电流周期检测器可以与转换器电流传感器或迟滞比较器电连通以接收转换器电流感测电压。转换器电流周期检测器例如可以操作用于通过测量转换器电流周期的持续时间，根据转换器电流感测电压来确定转换器电流周期持续时间。然后可以将转换器电流周期持续时间用作第二电流控制指示符。

转换器电流周期检测器可以与迟滞比较器电连通以接收开关控制电压。转换器电流周期检测器可以操作用于根据开关控制电压来确定转换器电流周期持续时间。然后可以将转换器电流周期持续时间用作第二电流控制指示符。

转换器电流周期检测器可以与LED电路负载检测器电连通以接收LED电路负载。然后可以直接将LED电路负载用作指示符。可选地，可以将LED电路负载用于估计转换器电流周期持续时间，然后可以将所估计的转换器电流周期持续时间用作第二电流控制指示符。

转换器电流周期检测器可以完全地或部分地在与电路装置通信的微处理器中实现。

在另一实施例中，跳转控制电压发生器操作用于根据参考电压和迟滞电压来建立第一跳转控制电压和第二跳转控制电压，以及

跳转控制电压发生器操作用于响应于第二电流控制指示符来控制迟滞电压，以便控制转换器电流周期。

迟滞比较器操作用于根据第一跳转控制电压和第二跳转控制电压来建立上跳转电压和下跳转电压。

参考电压可以与均值电流水平相关，并且当在保持均值电流水平不变的同时控制转换器电流周期时，参考电压可以保持恒定。

迟滞电压可以与电流的振荡相关，并且可以对其进行调节以控制转换器电流周期。

也可以将控制迟滞电压称作控制迟滞窗口或称作控制迟滞电压窗口。

于是，可以通过向参考电压加上一半迟滞电压以得到第一跳转控制电压以及通过从参考电压减去一半迟滞电压以得到第二跳转控制电压，来确定第一跳转控制电压和第二跳转控制电压，即：

VC1＝VREF+VHYS/2，

VC2＝VREF-VHYS/2，

其中VC1表示第一跳转控制电压，VC2表示第二跳转控制电压，VREF表示参考电压，以及VHYS表示迟滞电压。

在该电路装置的实施例中，该电路装置包括电阻性数模转换器，

该电阻性数模转换器包括：

-转换器参考电压源，配置用于提供转换器参考电压；

-电阻器串联电路，与转换器参考电压源电连通；以及

-第一和第二开关阵列，包括多个开关；

-其中第一和第二开关阵列中每一个开关与电阻器串联电路电连通，沿电阻器串联电路的相应位置处分接(tap off)；以及

-其中每一个开关阵列配置用于以包括多个比特的数字控制字来控制，所述比特与控制所述开关在相应的位置处分接出电阻器串联电路相关联；以及

-其中分别利用第一开关阵列和第二开关阵列从相同的电阻器串联电路中分接出第一跳转控制电压和第二跳转控制电压。

因此，电阻性数模转换器(R-DAC)提供稳定且良好定义的电压。

通过提供从相同电阻器串联电路中分接出的两个开关阵列，在从R-DAR中分接的两个电压之间实现了良好的一致性。

电阻器串联电路中的电阻器可以都具有相等的电阻。

以B表示比特数，电阻器串联电路例如可以包括2^B-1个电阻器的串联结构，所有的电阻器具有相等的电阻，并且每一个开关阵列可以包括2^B个开关。R-DAC的这种内在结构确保当提升和下降相同值，即增加和减少相同个数的电阻器时，R-DAC分接的两个电压之间的平均值保持相同。

作为示例，当使用具有1023个电阻器的R-DAC时，即B＝10，数字控制字是代码值在0至1023之间的10比特字。可以发生以下情形：对于LED电路装置的第一负载，第一跳转控制电压对应于814的代码值，第二跳转控制电压对应于776的代码值，以及转换器电流周期具有在周期控制范围内的第一持续时间。在LED电路装置的第二负载(与第一负载略微不同)下，根据本发明的方法控制转换器电流周期保持在周期控制范围内并且实质上维持第一持续时间，例如通过将第一控制电压向上步进一个单位的代码值，并且将第二控制电压向下步进一个单位的代码值。在该示例中，当第二负载只与第一负载略微不同时，这可以通过将第一跳转控制电压调节为815的新代码值来执行，并且第二跳转控制电压对应于775的新代码值。

另一实施例包括R-DAC存储器，其中将R-DAC开关设置的数字控制字存储在R-DAC存储器中并且从R-DAC存储器中检索

当负载从第一负载变化为第二负载时，可以存储设置，以便记住对于第一负载的设置。当在随后的时刻负载返回第一负载时，可以检索所记住的设置。结果，减小了用于控制的建立时间。

R-DAC存储器可以包括有R-DAC；当R-DAC在集成电路中实现时，可以在相同的集成电路中实现R-DAC存储器。

R-DAC存储器也可以包括在外部存储器中，例如在与电路装置通信的微处理器相关联的存储器中。

在该电路装置的实施例中，

该电路装置包括存储器单元，所述存储器单元包括具有针对多个指示符值的电压设置的表；以及

跳转控制电压发生器操作用于响应于第二电流控制指示符来检索电压设置，以便建立第一跳转控制电压和第二跳转控制电压。

存储器单元可以预先加载有包括针对多个指示符值的电压设置的表。

可以在电路装置的操作期间，例如，当对转换器电流周期进行控制，导致电压设置偏离从表中检索到的针对指示符值之一的电压设置时，更新存储器。

例如，存储器可以包括针对多个负载值的调节电压值的表，或者针对多个负载值的上跳转电压值和下跳转电压值的表。

一个实施例包括频谱扩展发生器，配置用于在预定的频谱带上改变周期控制范围的中心持续时间。

这通过将频谱能量分布在频谱带上，允许按照防止频谱能量集中的方式来控制转换器电流周期，例如以便满足实践或法律电磁兼容性要求。

在该电路装置的实施例中，

迟滞比较器包括具有反相输入和非反相输入的比较器；

将转换器电流感测电压施加于比较器的反相输入；以及

迟滞比较器包括复用器，所述复用器操作用于在时间上顺序地向比较器的非反相输入提供上跳转电压和下跳转电压作为跳转电压。

因此，比较器操作用于将比较器电流感测电压与上跳转电压或下跳转电压相比较，以响应于转换器电流感测电压沿负方向与下跳转电压的每一次交叉而输出第一逻辑电平的开关控制电压，以及响应于转换器电流感测电压沿正方向与上跳转电压的每一次交叉而输出第二逻辑电平的开关控制电压。

第一逻辑电平的开关控制电压的输出与增加持续时间相关联。第二逻辑电平的开关控制电压的输出与减少持续时间相关联。

在一个实施例中，开关模式转换器配置用于对电感性输出滤波器充电和放电，所述电感性输出滤波器在使用期间与LED电路装置电连通。

因此，开关模式转换器操作用于在增加持续时间内，响应于等于第一逻辑电平的开关控制电压来控制转换器电流从谷值电流水平增加到峰值电流水平，以及操作用于在减少持续时间内，响应于等于第二逻辑电平的开关控制电压，控制转换器电流从电流峰值电流水平减少到谷值电流水平。

电感性输出滤波器可以包括在开关模式转换器中，或者可选地与开关模式转换器或电路装置外部相连。

开关模式转换器还可以包括从由二极管和第二开关组成的组中选择的部件；

第二开关与迟滞比较器电连通以根据开关控制电压而闭合和断开；

所述部件经由输出节点与开关电连通；以及

在使用期间，输出节点与LED电路装置电连通。

利用这些部件，构建了所谓的半桥结构，允许在上电源电压和下电源电压之间切换输出节点。

开关模式转换器可以包括电感性输出滤波器，该电感性输出滤波器在使用期间与LED电路装置电连通。

可以对电感器充电和放电，通过开关模式转换器的开关来控制充电和放电。电感器的充电和放电可以与转换器电流的增加和减小相关联。

例如，电感器可以与上述半桥结构相连，以形成所谓的降压转换器、升降压转换器或升压转换器。

在一个实施例中，转换器电流传感器配置用于根据电阻器上的电压降来确定转换器电流感测电压，所述电阻器配置用于传输流过LED电路装置的转换器电流。

电阻器可以在电路装置外部或内部。具体地，当将电路装置集成到集成电路中时，优选地，电阻器在该电路装置外部。

在另一实施例中，该电路装置包括电阻器，并且电阻器与LED电路装置和转换器电流传感器电连通。

在电路装置的实施例中，该电路装置还包括：

电源，操作用于传送输入电源电压，电源与开关模式转换器电连通以向开关模式转换器提供输入电源电压；以及

电容性输入滤波器，与电源电连通。

通常应用电容性输入滤波器以减小对于电源电压变化的敏感度，具体地，减小对电源电压上干扰的敏感度。通常利用现有技术的迟滞控制，由于在较低转换频率时从输入电容器抽取输入电流相对长的持续时间，要求以大电容器进行强滤波。利用本发明，可以接受不那么强的滤波，并且可以应用较小的电容器，由于成本考虑的原因，这可能是有吸引力的。

在电路装置的实施例中，

LED控制器与LED电路装置电连通；以及

LED电路装置包括第一LED段和至少第二LED段，第一LED段与操作用于控制通过第一LED段的LED电流路径的第一开关元件相关联，第二LED段与操作用于控制通过第二LED段的LED电流路径的第二开关元件相关联；

第一和第二开关元件可由LED段控制器操作，用于控制流过LED电路装置的LED电流路径。

LED控制器通过操作第一和第二开关元件控制通过第一和第二LED段的电流路径，来控制流过LED电路装置的LED电流路径，这与改变LED电路装置的负载相关联。通过控制转换器电流周期，可以有效地消除这种负载变化的效应。

在另一实施例中，

第一开关元件与第一LED段电气并联；

第二开关元件与第二LED段电气并联；以及

第一和第二开关元件可由LED段控制器操作，用于选择LED电流路径通过与开关元件相关联的LED段或者用于对与开关元件相关联的LED段进行旁路。

当第一开关元件断开时，电流将流过第一LED段。当第一开关元件闭合时，电流将流过第一开关元件，并且对第一LED段进行旁路。

当第二开关元件断开时，电流将流过第二LED段。当第二开关元件闭合时，电流将流过第二开关元件，并且对第二LED段进行旁路。

通过操作第一和第二开关元件，选择LED电流的路径以选择性地通过LED段。

在一个实施例中，LED电路负载检测器与LED控制器电连通，并且其中LED电路负载检测器配置用于与LED控制器协作以确定LED电路负载。

因此可以直接获得LED电路负载，并且将其用于控制转换器电流周期，而无需对于电信号的附加测量。

根据本发明的LED驱动器IC包括上述电路装置之一。

LED驱动器IC可以包括像电感器、电容器和/或电阻器这样的上述部件中的一个或多个，但是这些部件也可以在IC外部，并且在使用期间与IC相连以与IC协作。外部部件与IC的组合然后一起形成根据本发明的完整电路装置。

在另一实施例中，根据本发明的LED驱动器IC包括多个任一或多个上述电路装置，所述多个电路装置的每一个与相应的LED电路装置相关联。

因此，该LED驱动器IC操作用于以第一均值电流水平调节通过第一LED电路装置(例如包括红色和黄色LED)的第一电流，以及以第二均值电流水平调节通过第二LED电路装置(例如包括绿色和蓝色LED)的第二电流。

第一和第二均值电流水平可以不同，例如为了适应第一类红色和黄色LED与第二类蓝色和蓝色LED相比不同的物理结构。

多个任一或多个所述电路装置中的电路装置可以具有相同的类型，但是可选地可以具有不同的类型。例如，具有两个电路装置的LED驱动器IC可以包括第一和第二电路装置，每一电路装置包括根据降压拓扑的开关模式转换器。可选地，具有两个电路装置的LED驱动器IC例如可以包括具有根据降压拓扑的开关模式转换器的第一电路装置以及具有根据升降压拓扑的开关模式转换器的第二电路装置。

本发明还提供了一种组合电路，包括：

从由上述LED电路装置和LED驱动器IC组成的组中选择的第一装置；以及

包括至少一个LED的LED电路装置；

其中第一装置与LED电路装置电连通，用于调节流过LED电路装置的LED电流。

该组合电路具有如下有利的行为：用良好控制的均值电流水平和良好控制的转换器电流周期来调节LED电流。

在组合电路的实施例中，LED电路装置包括第一LED段和第二LED段，第一LED段与操作用于控制通过第一LED段的LED电流路径的第一开关元件相关联，第二LED段与操作用于控制通过第二LED段的LED电流路径的第二开关元件相关联；

第一和第二开关元件可由LED段控制器操作，用于控制流过LED电路装置的LED电流路径。

在组合电路的另一实施例中，

第一开关元件与第一LED段电气并联；

第二开关元件与第二LED段电气并联；以及

第一和第二开关元件可由LED段控制器操作，用于选择LED电流路径通过与开关元件相关联的LED段或者将与开关元件相关联的LED段旁路。

本发明的另一实施例涉及包括LED电路装置和上述电路装置之一的LED发光系统，LED电路装置包括至少一个LED。

LED发光系统可以包括任一上述组合电路。

LED发光系统可以是亮度受控的LED灯、颜色可变的LED灯、LED矩阵光源、LED矩阵显示器、用于广告或运动图像的大尺寸LED信息显示器、用于LCD-TV的LED背光、用于LCD-监视器的LED背光、或者任意其他发光系统，其中可以根据本发明的上述个方面调节通过至少一个LED的LED电流的电流水平。

附图说明

将参考附图进一步详细地解释和描述本发明的以上和其他方面，附图中相应的参考符号表示相应的部分：

图1a示意性地示出了根据现有技术的电路装置，向固定的LED装置提供电流；图1b示出了与图1a的电路装置有关的电信号；

图2示意性地示出了根据现有技术的电路装置，向可开关LED装置提供电流；

图3示意性地示出了根据本发明的电路装置实施例的方框图；

图4a-4c示意性地示出了根据本发明的电路装置实施例的方框图；

图5a和5b示出了在根据本发明的电路装置实施例中可使用的迟滞比较器的示例性实施例；

图6a和6c-6e示出了在根据本发明的电路装置实施例中可使用的降压转换器型开关模式转换器和相关联的转换器电流传感器的示例性实施例，与LED电路装置的示例性实施例电连接；图6b示出了与图6a实施例有关的电信号；图6f示出了与图6e实施例有关的电信号；

图7a和7d示出了升降压转换器型开关模式转换器的示例性实施例，与LED电路装置的示例性实施例电连接；图7b和7c示出了与在LED电路装置中不包括和包括可选的电容器的情况下图7a的实施例有关的电学信号；

图8a-8b示出了在根据本发明的电路装置实施例中可使用的转换器电流周期控制器的示例性实施例；

图9a-9b示出了在根据本发明的电路装置实施例中可使用的电源的示例性实施例；

图10示出了具有旁路开关的LED电路装置；

图11示出了当与LED电路装置一起操作时电路装置的电学特性作为时间的函数的仿真；

图12示出了转换器电流周期控制器的另一实施例；

图13示出了转换器电流周期控制器的又一实施例；

图14示出了在根据本发明的电路装置中可使用的电阻性数模转换器的示例性实施例；

图15a示出了包括根据本发明的LED驱动器IC和LED电路装置的组合电路；

图15b示出了包括根据本发明的LED驱动器IC和LED电路装置的另一组合电路；

图16示出了包括根据本发明的LED驱动器IC和LED电路装置的可选组合电路；

图17示出了根据本发明的LED发光系统的实施例。

具体实施方式

图1a示意性地示出了根据现有技术的电路装置CIRC，向固定的LED装置LEDCIRC提供电流。图1b示出了与图1a所示的电路装置CIRC有关的电信号。

该电路配置用于调节流过LED装置LEDCIRC的LED电流ILED的均值电流水平。在所示示例中，LED装置LEDCIRC是第一发光二极管LED1和第二发光二极管LED2的串联装置。所示示例使用所谓的迟滞降压(buck)转换器，其中将流过该电路装置的全部转换器电流IL馈送至LED电路装置作为LED电流ILED。

该电路装置具有转换器电流传感器ILSEN。该转换器电流传感器包括感测电阻器RS，配置用于引导转换器电流IS。感测电阻器RS上的电压降代表转换器电流IL的电流水平。将该电压降进一步称作转换器电流感测电压VS。

该电路装置还包括迟滞比较器HCOMP和开关模式转换器SMCONV。迟滞比较器HCOMP可以建立上跳转电压(upper trip voltage)VH和下跳转电压(lower trip voltage)VL作为控制交叉(crossover)阈值。上跳转电压VH与转换器电流IL的峰值电流水平ILH相关联，下跳转电压VL与转换器电流IL的谷值电流水平ILL相关联。均值电流水平ILAVE是转换器电流的峰值电流水平ILH和谷值电流水平ILL的平均。迟滞比较器HCOMP与转换器电流传感器ILSEN电连通以接收转换器电流感测电压VS。

转换器电流感测电压VS与比较器CMP的反相输入相连。比较器CMP的非反相输入经由复用器MUX与下跳转电压VL或上跳转电压VH相连。从比较器CMP的输出到复用器MUX的反馈选择下跳转电压VL或上跳转电压VH。响应于转换器电流感测电压VS沿负方向与下跳转电压VL的每一次交叉，比较器CMP和迟滞比较器HCOMP输出第一逻辑电平LHL的开关控制电压VSW。响应于转换器电流感测电压VS沿正方向与上跳转电压VH的每一次交叉，比较器CMP和迟滞比较器HCOMP输出第二逻辑电平LLL的开关控制电压VSW。

开关模式转换器SMCONV操作用于通过控制转换器电流IL通过电路装置CIRC的流动来控制LED电流ILED通过LED电路装置LEDCIRC的流动。开关模式转换器SMCONV与迟滞比较器HCOMP电连通以接收开关控制电压VSW。

响应于等于第一逻辑电平LHL的开关控制电压VSW，开关模式转换器SMCONV控制转换器电流IL从谷值电流水平增加到峰值电流水平。转换器电流IL增加的这种控制将继续一定的持续时间，该持续时间进一步称作增加持续时间TH。响应于等于第二逻辑电平的开关控制电压VSW，开关模式转换器SMCONV控制转换器电流IL从峰值电流水平减少到谷值电流水平。转换器电流IL减少的这种控制将继续一定的持续时间，该持续时间进一步称作减少持续时间TL。

因此，电路装置CIRC将向LED电路装置LEDCIRC提供处于均值电流水平的LED电流。LED电流以转换器电流周期T在谷值电流水平和峰值电流水平之间振荡。转换器电流周期T包括增加持续时间TH和减少持续时间TL。谷值电流水平和峰值电流水平分别依赖于上跳转电压VH和下跳转电压VL。将峰值电流水平和谷值电流水平之差进一步称作峰峰电流纹波dI。均值电流水平依赖于上跳转电压VH和下跳转电压VL的均值电压电平，将其称作参考电压电平VREF。上跳转电压VH和下跳转电压VL之差称作迟滞电压VHYS。增加持续时间TH、减少持续时间TL以及因此转换器电流周期T依赖于这些电压，并且可以进一步地依赖于例如LED电路的电路负载。

开关模式转换器包括开关SW1、二极管D2和电感器L1。电感器L1连接在位于开关SW1和二极管D2之间的中间节点LX与LED电路装置LEDCIRC之间。开关SW1和二极管D2依赖于开关SW1的状态，将LX节点切换至由外部DC电源提供的输入电压Vin或地GND。将LX节点切换至输入电压Vin或地GND分别对输入电感器L1进行充电和放电，并且因此增加或减少转换器电流IL的电流水平。

将这种类型的电路装置CIRC作为迟滞转换器的示例。这里所述的特定开关模式转换器将称作根据所谓的降压转换器拓扑的转换器示例。可选的转换器拓扑在本发明的范围内也是可行的。作为示例，在本发明的实施例中也可以使用诸如所谓的迟滞升降压(Buck-Boost)转换器或所谓的迟滞升压转换器之类的可选迟滞转换器。

图2示意性地示出了根据现有技术的电路装置CIRC，向可开关LED电路装置LEDCIRC提供电流。

电路装置CIRC可以与参考图1所述的电路装置相同。然而，LED电路装置LEDCIRC包括第一LED LED1和第二LED LED2，每一个与相应的开关元件B1、B2相关联。第一开关元件B1与第一LED LED1电气并联，而第二开关元件B2与第二LED LED2电气并联。第一和第二开关元件B1、B2各自均可由LED段控制器PWMCON操作，用于选择LED电流路径以通过与相应开关元件相关联的LED、或者将与相应开关元件相关联的LED旁路。因此，通过以控制周期的占空比改变LED电流路径通过LED的时间，该LED装置允许独立地改变两个LED中每一个的有效光输出。控制周期通常是固定长度的周期，也称作与脉冲宽度调制频率相对应的脉冲宽度调制周期。将与操作第一LED LED1发光相关联的占空比进一步称作第一LED占空比PWM1。将与操作第二LED LED2发光相关联的占空比进一步称作第二LED占空比PWM2。

应该注意的是，代替单一的LED，例如，也可以使用串联设置的多个LED，这多个LED可以通过与这多个LED的串联装置并联的单一开关元件来操作。这也可以称作LED段。单一LED段的多个LED中的LED可以具有实质上相同的颜色，但是段内LED之间的颜色也可以不同。当在下文中涉及“LED”时，应该理解的是也涉及使用包括多个LED的“LED段”的实施例。

当使用开关B1、B2以占空比PWM1、PWM2操作两个LED LED1和LED2时，LED电路装置的电路负载将依赖于哪个开关断开以及哪个开关闭合，由于LED电路装置上的不同电压降VLED而不同。然而，由于以上参考图1所述的操作机制，迟滞转换器将维均值电流水平维持在相同的值。然而为此，LED电流频率或LED电流周期，或者对于转换器类型等价物，LED电流振荡的转换器电流周期将不同。

对于所示电路装置，可以按照上跳转电压VH、下跳转电压VL和感测电阻器值RS来描述LED电流ILED的均值电流：

ILED＝(VH+VL)/(2*RS)                              (1)

通过上跳转电压VH和下跳转电压VL之差以及感测电阻器值RS给出LED电流的峰峰纹波dI：

dI＝(VH-VL)/RS                                    (2)

由电源电压Vin和负载电压VLED按照以下方式确定具有电感值L的电感器L1的充电速率dI/dt_c和放电速率dI/dt_d：

充电：dI/dt_c＝(Vin-VLED)/L                        (3)

放电：dI/dt_d＝-VLED/L                             (4)

因此作为充电时间t_c和放电时间t_d之和、或者作为增加持续时间TH和减小持续时间TL之和的LED电流控制周期T由以下公式给出：

T＝TH+TL＝t_c+t_d＝L·dI/(Vin-VLED)+L·dI/VLED      (5)

＝L·(VH-VL)/(RS·(Vin-VLED))+L·(VH-VL)/(RS·VLED)

从(5)中可以看出，LED电流频率f＝1/T随着负载电压VLED的变化而显著变化，在VLED＝Vin/2时具有最大值，并且在VLED接近0以及VLED接近Vin时(由充电和放电路径中可能的另外阻抗确定，在以上公式中忽略了另外的阻抗)具有最小值。

在具有两个旁路开关的该示例中，对于负载电压VLED将出现四个状态。将第一LED1上的电压用第一LED电压VLED1表示，将第二LED2上的电压用第二电压VLED2表示，并且忽略闭合(导通)的开关B1、B2上的电压降，所述四个负载电压是：

两个开关均断开：VLED＝VS+VLED1+VLED2；

只有开关B1接通，开关B2断开：VLED＝VS+VLED2；

只有开关B2接通，开关B1断开：VLED＝VS+VLED1；

两个开关均接通：VLED＝VS。

当使用根据现有技术的电路装置CIRC时，这导致四个不同的频率。这些频率中的三个频率与至少一个LED发光期间的条件相关联。对于全部四个频率，均值电流水平实质上恒定。

图3示意性地示出了根据本发明的电路装置CIRC实施例的方框图，该电路装置与发光二极管电路装置LEDCIRC电连通。没有绘制出电路装置CIRC和LED电路装置LEDCIRC的不同元件的细节，但是下面将针对不同实施例进行描述。

在图3中，电路装置包括转换器电流传感器ILSEN、迟滞比较器HCOMP、开关模式转换器SMCONV、转换器电流周期控制器LPCON和电源VINGEN。

转换器电流传感器ILSEN可以是参考图1所述的类型，并且至少与迟滞比较器HCOMP、开关模式转换器SMCONV和转换器电流周期控制器LPCON电连通。

开关模式转换器SMCONV可以是参考图1所述的类型，并且至少与转换器电流传感器ILSEN电连通以接收转换器电流IL，与迟滞比较器HCOMP电连通以接收开关控制电压VSW，以及与电源VINGEN电连通以接收输入电压Vin。

迟滞比较器HCOMP与开关模式转换器SMCONV和转换器电流周期控制器LPCON电连通。迟滞比较器HCOMP配置用于从转换器电流周期控制器LPCON接收第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2。迟滞比较器HCOMP操作用于根据第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2建立上跳转电压VH和下跳转电压VL。迟滞比较器HCOMP还可以像参考图1所述的迟滞比较器HCOMP那样操作，并且因此操作用于向开关模式转换器SMCONV输出开关控制电压VSW。

转换器电流周期控制器LPCON是根据本发明的电路装置中新的具有发明性的元件。转换器电流周期控制器LPCON操作用于将转换器电流周期T控制在周期控制范围Tref内。

可以用下周期阈值TrefL(未示出)和上周期阈值TrefH(未示出)来限定周期控制范围Tref。然后可以将转换器电流周期T控制在下周期阈值TrefL和上周期阈值TrefH之间。

可以根据中心持续时间和持续时间宽度来确定下周期阈值TrefL和上周期阈值TrefH。然后可以将转换器电流周期T控制在中心持续时间周围的持续时间宽度内。优选地，持续时间宽度小于中心持续时间的10％，使得转换器电流周期T只能改变较小的比例，即小于10％。在一个示例中，中心持续时间对应于1MHz频率的周期，并且持续时间宽度是10kHz，结果是与0.95MHz的频率相关联的下周期阈值TrefL以及与1.05MHz的频率相关联的上周期阈值TrefH。在该示例中，中心持续时间具有固定值，但是中心持续时间也可以在频谱带上实时地变化。

转换器电流周期控制器LPCON可以包括转换器电流周期检测器FDET，该转换器电流周期检测器FDET操作用于建立与转换器电流周期T相关联的指示符IND。指示符IND可以是转换器电流周期的测量值、转换器电流周期的估计、或者是可以用于建立控制转换器电流周期的合适第一和第二跳转控制电压的任意其他指示符。

在建立指示符IND时，可以获取多个指示符值并对其进行滤波，以便获得指示符IND。滤波可以包括低通滤波以便减小所获得的指示符值对于高频率波动(例如由于噪声或量化效果导致)的敏感度。

如图4a所示，转换器电流周期检测器FDET可以与转换器电流传感器ILSEN电连通以接收转换器电流感测电压VS。转换器电流周期检测器FDET可以根据电流感测电压VS来测量转换器电流周期的值，并且根据这种测量建立指示符IND。然后可以从该指示符IND中得出合适的第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2。

如图4b所示，转换器电流周期检测器FDET可以与迟滞比较器HCOMP电连通以接收开关控制电压VSW。转换器电流周期检测器FDET可以根据开关控制电压VSW测量转换器电流周期的值，并且根据这种测量建立指示符IND。然后可以从该指示符IND中得出合适的第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2。

如图4c所示，转换器电流周期检测器FDET可以与LED电路负载检测器(LDET)电连通以接收LED电路负载。LED电路负载检测器(LDET)可以与LED电路装置LEDCIRC电连通。转换器电流周期检测器FDET可以根据LED电路负载来估计转换器电流周期T的值，并且根据这种估计建立指示符IND。然后可以从该指示符IND得出合适的第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2。可选地，转换器电流周期检测器FDET可以直接使用LED电路负载作为指示符IND，并且使用指示符IN例如用于在查找表中查找，以便检索合适的第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2。例如，将LED电路负载表达为开关元件B1、B2的状态时，可以将开关元件B1、B2的状态用于从查找表中进行检索。

图5a和5b示出了作为根据本发明的电路装置CIRC实施例一部分的迟滞比较器HCOMP的示例性实施例。迟滞比较器HCOMP操作用于在电压建立单元VEST中接收来自转换器电流周期检测器FDET的第一和第二跳转控制电压VC1、VC2。电压建立单元VEST操作用于响应于第一和第二跳转控制电压VC1、VC2，建立上和下跳转电压VH、VL。

第一和第二跳转控制电压VC1、VC2可以是为了将转换器电流周期控制在周期控制范围Tref内而需要施加的上跳转电压和下跳转电压。迟滞比较器HCOMP然后可以使用第一和第二跳转控制电压VC1、VC2作为新的上和下跳转电压VH、VL。

可选地，第一和第二跳转控制电压VC1、VC2可以是针对正被施加的上和下跳转电压VH、VL的调整值。迟滞比较器HCOMP然后可以向上和下跳转电压VH和VL加上第一和第二跳转控制电压VC1、VC2，以获得新的上和下跳转电压VH、VL。

在图5a所示的第一实施例中，第一比较器CMP1的非反相输入与上跳转电压VH相连，以及第二比较器CMP2的非反相输入与下跳转电压VL 或上跳转电压VH相连。转换器电流感测电压VS与第一比较器CMP1的反相输入和第二比较器CMP2的反相输入相连。将第一比较器CMP1的输出和第二比较器CMP2的输出馈送至数字复用器MUXD。从数字复用器MUXD的输出到数字复用器MUXD的反馈选择第一比较器CMP1的输出和第二比较器CMP2的输出作为数字复用器MUXD输出上的开关控制电压VSW。对于本领域普通技术人员而言清楚的是，可以使用可选的电子部件，例如触发器，来实现由数字复用器MUXD执行的选择。响应于转换器电流感测电压VS沿负方向与下跳转电压VL的每一次交叉，迟滞比较器HCOMP输出第一逻辑LHL的开关控制电压VSW。响应于转换器电流感测电压VS沿正方向与上跳转电压VH的每一次交叉，迟滞比较器HCOMP输出第二逻辑电平LLL的开关控制电压VSW。

在图5b所示的第二实施例中，比较器CMP的非反相输入经由复用器MUX与下跳转电压VL或上跳转电压VH相连。这种迟滞比较器结构的优点首先在于：只存在一种比较器偏移错误贡献，而图5a的结构具有来自两个比较器中每一个的两种可能不同的比较器偏移误差贡献。此外，比较器偏移对于VH和VL两者沿相同的方向，从而得到内在精确的迟滞窗口VH-VL，这是因为由于在差值VH-VL中比较器偏移有效地抵消了。转换器电流感测电压VS连接到比较器CMP的反相输入。从比较器CMP的输出到复用器MUX的反馈选择下跳转电压VL或上跳转电压VH作为复用器MUX输出上的跳转电压VTR。响应于转换器电流感测电压VS沿负方向与下跳转电压VL的每一次交叉，比较器CMP和迟滞比较器HCOMP输出第一逻辑LHL的开关控制电压VSW。响应于转换器电流感测电压VS沿正方向与上跳转电压VH的每一次交叉，比较器CMP和迟滞比较器HCOMP输出第二逻辑电平LLL的开关控制电压VSW。

图6a-6d示出了在根据本发明的电路装置实施例中使用的降压转换器型开关模式转换器和相关联的转换器电流传感器的示例性实施例。图6a-6d进一步示出了由开关模式转换器馈送的LED电路装置的示例性和非限制性实施例。

图6a中所示的开关模式转换器SMCONV包括开关SW1、二极管D2和电感器L1。开关模式转换器SMCONV与参考图1所述的开关模式转换器类似。电感器L1连接在位于开关SW1和二极管D2之间的中间节点LX与LED电路装置LEDCIRC之间。依赖于开关SW1的状态，开关SW1和二极管D2将LX节点切换至由外部DC电源提供的输入电压Vin或地GND。将LX节点切换至输入电压Vin或地GND分别对电感器L充电和放电，并因此增加或减少转换器电流IL的电流水平。

图6b示出了与图6a的实施例有关的电信号。曲线cL1示出了转换器电流IL作为时间的函数，即通过电感器L1和感测电阻器RS的电流。曲线cVS示出了电流感测电压VS作为时间的函数。曲线cILED示出了LED电流ILED作为时间的函数，即(当LED电路装置中相关联的旁路开关断开时)流过LED的电流。曲线cSW1示出了开关控制电压VSW，该开关控制电压VSW可以取与闭合开关SW1相对应的高逻辑电平LHL或与断开开关SW1相对应的低逻辑电平LLL。曲线cLX示出了节点LX处的电压，节点LX处的电压可以取与地相对应的低值或与输入电压Vin相对应的高值。

开关模式转换器SMCONV操作用于控制LED电流ILED以均值电流水平流过LED电路装置LEDCIRC。开关模式转换器SMCONV与迟滞比较器HCOMP电连通以接收开关控制电压VSW。

如图6b所示，响应于等于第一逻辑电平LHL的开关控制电压VSW，开关模式转换器SMCONV控制转换器电流IL从谷值电流水平增加到峰值电流水平。转换器电流增加的这种控制将继续一定的持续时间，该持续时间进一步称作增加持续时间TH。这一控制阶段可以进一步称作增加阶段pH。响应于等于第二逻辑电平的开关控制电压VSW，开关模式转换器SMCONV控制转换器电流IL从峰值电流水平减少到谷值电流水平。转换器电流减少的这种控制将继续一定的持续时间，该持续时间称作减少持续时间TL。这一控制阶段可以进一步称作减少阶段pL。

因此，电路装置CIRC将向LED电路装置LEDCIRC提供均值电流水平的LED电流，该LED电流以转换器电流周期T在谷值电流水平和峰值电流水平之间振荡。谷值电流水平和峰值电流水平分别依赖于上跳转电压VH和下跳转电压VL。将峰值电流水平和谷值电流水平之差进一步称作峰峰电流纹波dI。均值电流水平依赖于上跳转电压VH和下跳转电压VL的均值电压电平，称作参考电压电平VREF。将上跳转电压VH和下跳转电压VL之差称作迟滞电压VHYS。增加持续时间TH、减小持续时间TL以及因此转换器电流周期T依赖于这些电压，并且可以进一步地依赖于例如LED电路的电路负载。

图6a所示的转换器电流传感器ILSEN包括转换器电流IL的电流路径中的感测电阻器RS，并且操作用于对感测电阻器RS进行电压测量。可以将所测量的电压作为转换器电流感测电压VS输出。

图6c所示的开关模式转换器SMCONV包括开关SW1、第二开关SW2和电感器L1。电感器L1连接在位于开关SW1和第二开关SW2之间的中间节点LX与LED电路装置LEDCIRC之间。依赖于开关SW1和SW2的状态，开关SW1和第二开关SW2将LX节点切换至由外部DC电源提供的输入电压Vin或地GND。将LX节点切换至输入电压Vin或接地GND分别对电感器L1进行充电和放电，并且因此增加或减少转换器电流IL的电流水平。

开关模式转换器SMCONV经由先断后合(break-before-make)电路BBM与迟滞比较器HCOMP电连通以接收开关控制电压VSW。先断后合电路BBM包括定时电路，所述定时电路确保两个开关SW1和SW2不能同时闭合，因为这将导致输入电压Vin和地电压的短路。因此，先断后合电路BBM操作用于根据开关控制电压VSW产生第一和第二开关控制电压VSW1、VSW2，第一和第二开关控制电压VSW1、VSW2操作开关SW1和SW2绝不会同时接通。

图6c中的转换器电流传感器ILSEL与图6a中所示的类似。

与图6c的实施例有关的电信号与图6b中所示涉及图6a实施例的电信号基本上相同，并且没有再次绘制。

图6d示出了与图6c相同的开关模式转换器SMCONV和可选的转换器电流传感器ILSEN。

将感测电阻器RS放置在转换器电流传感器ILSEN外部的转换器电流IL的电流路径中。转换器电流传感器ILSEN操作用于对转换器电流传感器ILSEN外部的感测电阻器RS进行电压测量。可以将所测量的电压作为转换器电流感测电压VS输出。

转换器电流传感器ILSEN的该实施例的优点在于允许将转换器电流传感器ILSEN集成到诸如LED驱动器IC之类的集成电路中。然后可以与LED驱动器IC无关地选择感测电阻器RS的值，使得LED驱动器IC可以支持的电流水平的选择面更宽。

与图6d的实施例有关的电信号与图6b中所示涉及图6a实施例的电信号基本上相同，并且没有再次绘制。

图6e示出了与图6d类似的开关模式转换器SMCONV，与图6c中相同的可选转换器电流传感器ILSEN协作。

在图6e中，LED电路装置LEDCIRC还包括与LED电路装置的串联电路并联连接的电容性滤波器C1。

图6f示出了与图6e实施例有关的电信号。曲线cL1C示出了转换器电流IL作为时间的函数，即通过电感器L1和感测电阻器RS的电流。曲线cVSC示出了电流感测电压VS作为时间的函数。曲线cILEDC示出了LED电流作为时间的函数，即(当LED电路装置中相关联的旁路开关断开时)流过LED的电流。曲线cSW1C示出了开关控制电压VSW，该开关控制电压VSW可以取与闭合开关SW1相对应的高逻辑电平LHL或与断开开关SW1相对应的低逻辑电平LLL。曲线cLXC示出了节点LX处的电压，节点LX处的电压可以取与地相对应的低值或与输入电压Vin相对应的高值。

将图6f的曲线与图6b的曲线相比，可以观察到电容性滤波器C1提供了LED电流幅度的平滑，由于减小了通过LED的峰值电流水平，从而具有增加LED寿命的有益效果。也减小了LED电流的纹波幅度，减小了光水平的纹波幅度。可选地，利用电容性滤波器C1，可以允许转换器电流的较大波动通过电感器，而实现与不具备电容性输出滤波器的LED电路装置(具有电感值和尺寸较小的优点)相同的LED电流纹波幅度。

由于降压转换器型开关模式转换器不适用于在LED电路装置LEDCIRC上具有大于输入电压Vin的电压降VLED的LED电路装置LEDCIRC，在一些情况下升降压转换器拓扑可能是优选的。本发明也可以应用于根据升降压转换器拓扑的开关模式转换器。

图7a示出了这种升降压型开关模式转换器的第一示例。

图7a中所示的开关模式转换器SMCONV包括开关SW1、二极管D2和电感器L1。开关模式转换器SMCONV与转换器电流传感器ILSEN的电流感测电阻器RS相连。电感器L1经由电流感测电阻器RS和中间节点LY与输入电压Vin相连。电感器L1经由中间节点LX与能够接地GND的开关SW1相连。LED电路装置LEDCIRC经由中间节点LZ和二极管D2与中间节点LX相连，经由节点LY与输入电压Vin相连，并且经由节点LY和转换器电流传感器ILSEN的感测电阻器RS与电感器L1相连。

示例性的LED电路装置LEDCIRC示出为具有串联设置的两个LED。可以将可选的电容器C1作为电容性滤波器放置在LED电路装置的输入和输出之间，即与LED的串联结构并联，以提供LED电流幅度的平滑。

图7b和7c示出了与在LED电路装置中分别不包括和包括可选的电容器的情况下图7a实施例有关的电信号。曲线cL1BB和cL1BBC示出了分别对于不包括和包括电容器C1的LED电路装置LEDCIRC的转换器电流IL作为时间的函数，即通过电感器L1和感测电阻器RS的电流。曲线cVSBB和cVSBBC示出了电流感测电压VS作为时间的函数。曲线cITRBB和cITRBBC示出了转移电流ITR作为时间的函数，即从电路装置CIRC向LED电路装置LEDCIRC馈送的电流。曲线cILEDBB和cILEDBBC示出了LED电流作为时间的函数，即(当LED电路装置中相关联的旁路开关断开时)流过LED的电流。曲线cSW1BB和cSW1BBC示出了开关控制电压VSW，开关控制电压VSW可以取与闭合开关SW1相对应的高逻辑电平LHL或与断开开关SW1相对应的低逻辑电平LLL。曲线cLXBB和cLXBBC示出了节点LX处的电压，节点LX处的电压可以取与地相对应的低值或与输出电压Vout相对应的高值。

为了针对电感器L1维持伏特-秒平衡，可以看出输出电压Vout总是大于输入电压Vin。因为LED电路装置LEDCIRC连接在Vout和Vin之间，可以在LED电路装置LEDCIRC上产生小于或大于Vin的电压，从而允许处理LED电路装置较大范围的负载变化。

依赖于开关SW1的状态，中间节点LX切换至输出电压Vout或地GND，如由图7b中示出了节点LX处电压的曲线cLXBB和示出了开关电压VSW的曲线cSW1BB以及图7c中的曲线cLXBBC和cSW1BBC所示。将LX节点切换至输出电压Vout或地GND分别对电感器L1放电和充电，并且因此在减小阶段pLBB、P1BBC和增加阶段pHBB、pHBBC中分别增加或减少转换器电流IL的电流水平。

在对LED串联设置的LED电路装置进行馈送的升降压转换器的该示例中，如图7b中的曲线cILEDBB所示，在其中开关SW1闭合从而将节点LX接地GND的增加阶段pHBB、pHBBC期间，防止流向LED电路装置的转换器电流IL(在图中表示为转移电流ITR)。因此在增加阶段pHBB、pHBBC期间，转移电流ITR是0，并且因此当LED电路装置不具有电容器C1时LED电流ILED也是0。在减少阶段pLBB、PLBBC，开关SW2断开，电感器L1经由二极管D2放电，并且电感器L1因此将转换器电流IL作为转移电流ITR馈送至LED电路装置，使得在减少阶段pLBB、pLBBC期间LED电流等于转换器电流。因此，均值LED电流水平是转换器电流的峰值电流水平和谷值电流水平的加权平均。

对于使用升降压转换器并且以ILEDave表示均值LED电流水平、以ILH表示转换器电流的峰值电流水平、以ILL表示转换器电流的谷值电流水平的该示例性实施例，可以使用增加持续时间TH、减少持续时间TL、转换器电流周期T(其中T＝TH+TL)进一步将加权平均表达为：

ILEDave＝(TL·(ILH+ILL)/2)/(TH+TL)                                 (6)

将转换器电流的峰值电流水平和谷值电流水平按照上跳转电压VH和下跳转电压VL表达，这可以重写为：

ILEDave＝(TL·(VH+VL)/(2·RS))/(TH+TL)＝(TL/T)·(VH+VL)/(2·RS)    (7)

可选地，可以使用与在所有LED都发光时LED电路装置中的LED串联装置上的电压相对应的输出电压Vout以及输入电压Vin将所述加权表达为：

ILEDave＝(Vin/(Vin+Vout))·(VH+VL)/(2·RS)                         (8)

使用输入和输入电压来获得用于确定均值LED电流水平的加权的优点在于不需要测量持续时间。此外，也可以将输出电压Vout用作负载指示符。

当在LED电路装置中存在可选电容器C1时，馈送LED电路装置的转移电流ITR仍然具有与图7b中的曲线cITRBB相同的形状，但是流过(或者旁路)LED的LED电流ILED被平滑，并且表现为如图7c中的cILEDBBC所示的行为。将图7c中的曲线与图7b中的曲线进行比较可以看出：电容性滤波器C1提供LED电流幅度的平滑，由于减小了通过LED的峰值电流水平，具有增加LED寿命的有益效果。此外，减小了LED电流的纹波幅度，减小了光水平的纹波幅度。可选地，利用电容性滤波器C1，可以允许较大的转换器电流波动通过电感器，而实现与不具有电容性输出滤波器的LED电路装置(具有电感值和尺寸较小的优点)相同的LED电流纹波幅度。

在确定上跳转电流水平或上跳转电压水平以及确定下跳转电流水平或下跳转电压水平时，考虑在图7b和图7c中分别示出为cL1BB和cL1BBC的转换器电流与在图7b和图7c中分别示出为cLEDBB和cLEDBBC的LED电流之间的关系。

图7a中的转换器电流传感器ILSEL与图6a中所示的转换器电流传感器类似，但是也可以是与图6c中所示的转换器电流传感器类似的类型。

图7b中所示的可选开关模式转换器SMCONV包括开关SW1、第二开关SW2和电感器L1。

图7b的开关模式转换器SMCONV与图7a中的相同，但是用第二开关SW2代替二极管D2，并且增加了先断后合电路BBM。

开关模式转换器SMCONV经由先断后合电路BBM与迟滞比较器HCOMP电连通以接收开关控制电压VSW。先断后合电路BBM包括定时电路，所述定时电路确保两个开关SW1和SW2不会同时闭合，因为这将导致输出电压Vout和地电压的短路。因此，先断后合电路BBM操作用于根据开关控制电压VSW产生第一和第二开关控制电压VSW1、VSW2，第一和第二开关控制电压VSW1、VSW2操作开关SW1和SW2绝不会同时闭合。

图7b中的转换器电流传感器ILSEL与图6a中所示的转换器电流传感器类似，但是也可以是与图6c中所示的转换器电流传感器类似的类型。

图8a示出了在根据本发明的电路装置实施例中可使用的转换器电流周期控制器LPCON的第一示例性实施例。该转换器电流周期控制器LPCON包括跳转控制电压发生器VCGEN，该跳转控制电压发生器VCGEN操作用于建立第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2。

第一和第二跳转控制电压VC1、VC2可以是具有第一和第二跳转控制电压电平的电压，并且跳转控制电压发生器VCGEN可以操作用于建立这些电压以使得这些电压可用于迟滞比较器HCOMP。迟滞比较器HCOMP中的电压建立单元VEST操作用于通过例如直接的电连接，响应于第一和第二跳转控制电压VC1、VC2来建立上和下跳转电压VH、VL。

第一和第二跳转控制电压VC1、VC2可以交替地为第一和第二跳转控制电压电平值，并且跳转控制电压发生器VCGEN可以操作用于向迟滞比较器HCOMP提供这些电压电平值，例如作为数字信号或数字寄存器值。迟滞比较器HCOMP中的电压建立单元VEST操作用于通过例如电压发生器，响应于跳转控制电压电平值形式的第一和第二跳转控制电压VC1、VC2来建立上和下跳转电压VH、VL。

图8b示出了在根据本发明的电路装置实施例中可使用的转换器电流周期控制器的第二示例性实施例。该转换器电流周期控制器LPCON包括跳转控制电压发生器VCGEN，操作用于与电压混合器VM协作来建立第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2。

在该示例中，跳转控制电压发生器VCGEN操作用于建立参考电压VREF和迟滞电压VHYS，它们同与均值电流水平相关联的第一和第二跳转控制电压VC1、VC2的均值以及与电流纹波dI相关联的第一和第二跳转控制电压VC1、VC2之差相对应。

在该示例中，电压混合器VM操作用于通过向参考电压VREF添加一半迟滞电压VHYS以得到第一跳转控制电压VC1、以及通过从参考电压VREF减去一半迟滞电压VHYS以得到第二跳转控制电压VC2，来确定第一和第二跳转控制电压VC1、VC2，即：

VC1＝VREF+VHYS/2，

VC2＝VREF-VHYS/2。

图9a示出了在根据本发明的电路装置实施例中可使用的电源VINGEN的第一示例性实施例。该电源VINGEN与开关模式转换器SMCONV电连通。电源VINGEN操作用于将输入电源电压Vin传送至开关模式转换器SMCONV。

图9b示出了在根据本发明的电路装置实施例中可使用的电源VINGEN的第二示例性实施例。该电源VINGEN与开关模式转换器SMCONV电连通。电源VINGEN操作用于将输入电源电压Vin传送至开关模式转换器SMCONV。电容性输入滤波器Cin与电源VINGEN和开关模式转换器SMCONV电连通，以便稳定由开关模式转换器SMCONV接收的输入电源电压Vin。

图10示出了LED电路装置LEDCIRC的示例。LED电路装置LEDCIRC包括第一LED LED1和第二LED LED2，分别与相应的开关元件B1、B2相关联。在该示例中，第一LED LED1是三个绿光LED的串联装置，而第二LED LED2是两个蓝光LED的串联装置。

在该示例中，当具有约700mA均值电流水平的LED电流流过绿光LED时，三个绿光LED的串联装置上的电压典型地是10.8V。当具有约700mA均值电流水平的LED电流流过蓝光LED时，两个蓝光LED的串联装置上的电压典型地是7.2V。

第一开关元件B1与第一LED LED1电气并联，第二开关元件B2与第二LED LED2电气并联。第一和第二开关元件B1、B2可由LED段控制器PWMCON操作，用于选择LED电流的路径或者通过与开关元件相关联的LED或者旁路与开关元件相关联的LED。因此，该LED装置通过利用控制周期的占空比来改变LED电流路径通过LED的时间，允许单独地改变两个LED中每一个的有效光输出。因此可以控制由绿光LED LED1和蓝光LED LED2发射的光的相对比率。控制周期是固定长度的周期，也称作与300Hz的脉冲宽度调制频率相对应的脉冲宽度调制周期。进一步将与操作第一LED LED1发光相关联的占空比称作第一LED占空比PWM1。将与操作第二LED LED2发光相关联的占空比称作第二LED占空比PWM2。

在该示例中，依赖于第一和第二开关元件B1、B2的状态，与LED电路装置相对应的负载可以取四个典型值。在该示例中，当两个开关元件B1、B2断开，并且具有约700mA均值电流水平的LED电流流过绿光和蓝光LED时，LED电路装置上的电压因此可以典型地是18.0V。当开关元件B1断开并且开关元件B2闭合，使得具有约700mA均值电流水平的LED电流流过绿光LED但是旁路蓝光LED时，LED电路装置上的电压因此可以典型地是10.8V(加上开关元件B2上的小电压降，为简单起见将其忽略)。类似的，当开关元件B1闭合并且开关元件B2断开，使得具有约700mA均值电流水平的LED电流流过蓝光LED但是旁路绿光LED时，LED电路装置上的电压因此可以典型地是7.2V。类似的，当开关元件B1和B2均闭合，使得具有约700mA均值电流水平的LED电流旁路绿光LED和蓝光LED时，LED电路装置上的电压因此可以是接近0(只有开关元件B1、B2上的小电压降，为了简单起见将其忽略)。

图11示出了当与图10所示的LED电路装置LEDCIRC一起操作时电路装置CIRC的电学特性作为时间的函数的仿真。

第一曲线cPWM1示出了同与绿光LED LED1相关联的第一LED占空比PWM1、以及第一开关元件B1的操作相关的控制信号。第二曲线cPWM2示出了同与蓝光LED LED2相关联的第二LED占空比PWM2、以及第二开关元件B2的操作相关的控制信号。曲线cPWM1或cPWM2的低电平分别对应于闭合的开关B1或闭合的开关B2，即对应于电流流过相应的开关元件并且旁路相应的LED于是该LED被关闭。曲线cPWM1或cPWM2的高电平分别对应于断开的开关B1或断开的开关B2，即对应于电流流过相应的LED于是该LED接通。

在其中开关B1和开关B2均闭合并且绿光LED LED1和蓝光LED LED2均断开的第一阶段pLC1期间，曲线开始于第一负载条件LC1。

在具有第二负载条件LC2的第二阶段pLC2期间，开关B1和开关B2均断开，并且绿光LED LED1和蓝光LED LED2均接通。

在具有第三负载条件LC3的第三阶段品pLC3期间，开关B1断开而开关B2闭合，使得绿光LED LED1接通而蓝光LED LED2断开。

第四阶段pLC4再次是负载条件LC1，与第一阶段pLC1时开关B1、B2的设置相对应。

另一种可能的负载条件LC4(未示出)对应于其中开关B1闭合而开关B2断开的条件，使得绿光LED LED1断开而蓝光LED LED2接通。

第三曲线cVS1示出了当根据现有技术的电路装置用于调节通过LED电路装置的电流时，转换器电流感测电压VS作为时间的函数。在第一阶段pLC1、第二阶段pLC2、第三阶段pLC3和第四阶段pLC4期间，观察到电流感测电压VS的振荡具有在上跳转电压VH0和下跳转电压VL0之间的锯齿状行为。可以观察到电流感测电压VS的振荡周期以及因此转换器电流IL的电流水平的振荡周期在第一阶段pLC1期间对应于相对长的持续时间TLC1，在第二阶段pLC2期间对应于相对短的持续时间TLC2，以及在第三阶段pLC3期间对应于近似中间的持续时间TLC3。负载条件LC5将与另一持续时间TLC5(未示出)相对应。

第四曲线cVSW1示出了当根据现有技术的电路装置用于调节通过LED电路装置的电流时，由迟滞比较器HCOMP输出的开关控制电压VSW。在振荡中为增加持续时间(在此期间转换器电流感测电压VS增加)的部分期间，开关控制电压VSW是逻辑低电平LLL，以及在振荡中为减少持续时间(在此期间转换器电流感测电压VS减少)的第二部分期间，开关控制电压VSW是逻辑高电平LHL。开关控制电压VSW表现出了振荡周期与电流感测电压VS相同的块状行为振荡。

第五曲线cVS2示出了当根据本发明的电路装置用于调节通过LED电路装置的电流时，转换器电流感测电压VS作为时间的函数。具体地，使用与参考图6b所述电路装置类似的具有降压转换器拓扑的开关模式转换器的电路装置，并且使用转换器电流周期控制器，该转换器电流周期控制器与参考图4b所述的转换器电流周期控制器类似，使用开关控制电压VSW来确定与转换器电流周期T相关联的指示符IND。当使用与参考图4a或4c所述的转换器电流周期控制器类似的转换器电流周期控制器时，获得了类似的曲线。

在第一阶段pLC1，观察到了电流感测电压VS在上跳转电压VH1和下跳转电压VL1之间锯齿状行为的振荡，所述振荡对应于馈送至LED电路装置的转换器电流IL的振荡，并且因此与流过LED电路装置的LED电流的电流水平的振荡相关联。在第二阶段pLC2期间，电流感测电压VS在上跳转电压VH2和下跳转电压VL2之间振荡，具有比第一阶段pLC1期间更大的幅度；以及在第三阶段pLC3期间，电流感测电压VS在上跳转电压VH3和下跳转电压VL3之间振荡，具有与第一阶段pLC1和第二阶段pLC2期间的幅度相比的中间幅度。

可以观察到电流感测电压VS的振荡周期以及因此转换器电流IL的振荡周期对应于基本上固定的持续时间，该持续时间在第一阶段pLC1期间以TCLC1表示，在第二阶段pLC2期间以TCLC2表示，以及在第三阶段pLC3期间以TCLC3表示。

图12示出了转换器电流周期控制器LPCON的另一实施例。该转换器电流周期控制器LPCON与存储器单元MEM电连通。存储器单元MEM包括具有针对指示符IND的多个可能指示符值的电压设置的表，例如，如下所述。

在一个示例中，当应用于图10所示、且参照图11所述的LED电路装置时，所述多个可能指示符值是负载条件LC1、LC2、LC3和LC4。负载条件可以在电路内部表达，并且作为存储器单元MEM中表的条目，例如作为负载条件的列举、作为按照二进制方式表示的开关B1、B2的状态(LC1为“00”，LC2为“11”，LC3为“10”，以及LC4为“01”)，或者按照任意其他合适的方式表达。可以从LED控制器PWMCON获得开关B1、B2的状态。

在一个示例中，表包括已调节的上跳转电压电平VHA和已调节的下跳转电压电平VLA，使用上述二进制标记进行寻址。在一个示例中，针对每一个负载条件来预先确定已调节上跳转电压电平VHA和已调节下跳转电压电平VLA，并且将其固定地存储在存储器单元MEM的表中，只有当负载条件改变时才进行检索。

在可选实施例中，针对每一个负载条件预先确定已调节上跳转电压电平VHA和已调节下跳转电压电平VLA的估计，并且将其存储在存储器单元MEM中的可读写表中，以便在负载条件改变时进行检索。于是，转换器电流周期T可能在周期控制范围Tref之外，尽管非常接近。然后例如如上所述根据电流感测电压VS测量转换器电流周期，并且调节上跳转电压电平VHA和下跳转电压电平VLA直至转换器电流周期T在周期控制范围Tref之内。然后将相应的已调节上跳转电压电平VHA和已调节下跳转电压电平VLA写入到存储器单元MEM中的表中。结果，该系统表现出了自我学习行为，在自我学习行为中将特定负载条件在最近出现时的电压电平存储在存储器单元中，并且可以在下一次出现该特定负载条件时检索到该电压电平。

图13示出了转换器电流周期控制器LPCON的又一实施例。该转换器电流周期控制器LPCON与频谱扩展发生器SSG电连通。频谱扩展发生器SSG操作用于在预定的频谱带上改变周期控制范围Tref的中心持续时间。这允许按照良好控制的方式将能量分布在特定的频谱带上。

图14示出了在电路装置CIRC实施例中可使用的电阻性数模转换器R-DAC的示例性实施例，用于建立第一电压V1和第二电压V2。

例如可以由迟滞比较器HCOMP将第一电压V1和第二电压V2用作上跳转电压VH和下跳转电压VL。可选地，例如可以由跳转控制电压发生器VCGEN将第一电压V1和第二电压V2用作第一跳转控制电压VC1和第二跳转控制电压VC2。

作为示例，图14中所示的电阻性数模转换器R-DAC包括转换器参考电压源REFSUP，配置用于提供转换器参考电压VR。转换器参考电压源REFSUP与N个电阻器R1-RN的串联电路电连通，在该示例中对于N＝6，为R1-R6。

第一开关阵列SWA1包括多个开关，第二开关阵列SWA2包括多个开关。每一所述多个开关分别包括N+1个开关SWA1.0-SWA1.N，SWA2.0-SWA2.N。

第一开关阵列SWA1的开关SWA1.0-SWA1.N中每一个开关与电阻器R1-RN的串联电路电连通，在沿电阻器R1-RN的串联电路的相应位置处分接出来。

每一个开关阵列SWA1、SWA2配置用于以包括多个N+1比特的数字控制字SWB1、SWB2来控制，所述比特与控制开关在相应的位置处分接出电阻器串联电路相关联。

分别用第一开关阵列SWA1和第二开关阵列SWA2从相同的电阻器串联电路中分接出第一电压V1和第二电压V2。

转换器参考电压源REFSUP可以从例如带隙电压Vbg得出转换器参考电压VR，从而获得良好限定的电压参考电平。可以通过放大器A对带隙电压Vbg进行放大以获得转换器参考电压VR。

当电阻器R1-RN各自的电阻值相同时，R-DAC提供线性分压器。

当根据上跳转电压VH和下跳转电压VL建立已调节上跳转电压VHA和已调节下跳转电压VLA时，当使R-DAC向上和向下步进相同比特数时，可以容易地维持均值电压水平。因此，在维持与上跳转电压VH和下跳转电压VL之间的均值电压相关联的均值电流水平的同时，可以调节与上跳转电压VH和下跳转电压VL之差相关联的转换器电流周期T。

在一个实施例(未示出)中，上述存储器单元MEM可以包括R-DAC存储器RMEM，操作用于存储和检索数字控制字R-DAC开关设置SWB1、SWB2。

图15a示意性地示出了包括LED驱动器IC IC1a和LED电路装置LEDCIRC1a的组合电路CC1a。LED驱动器IC IC1a与LED电路装置LEDCIRC1a电连接。LED电路装置LEDCIRC1a可以是与参考图10所述的LED电路装置类似的LED电路装置LEDCIRC1a，但是也可以是适于由LED驱动器IC IC1a驱动的另一LED装置。LED驱动器IC IC1a包括根据本发明的电路装置CIRC的实施例，包括：开关模式转换器SMCONV、迟滞比较器HCOMP、转换器电流传感器ILSEN和转换器电流周期控制器LPCON。根据图4b所示的实施例绘制了LED驱动器IC IC1a的内部连接，其中使用开关电压VSW确定与转换器电流周期相关联的指示符，并且对于开关模式转换器SMCONV采用如参考图6a所述的降压转换器拓扑，其具有外部连接的电感器L1，但是也可以根据任意合适的配置。

LED驱动器IC IC1连接在地电压GND和输入电压Vin之间。输入电压Vin由电源(未示出)传送，例如传送24V电源电压的DC电源。

在所示实施例中，将电容器Cin1放置在LED驱动器IC IC1a上，作为对电源电压Vin的电容性输入滤波器。

在所示示例中，LED驱动器ICIC1a和电路装置CIRC1a中的开关模式转换器SMCONV与作为LED驱动器IC IC1a外部分立部件的电感器L1电连通。电感器L1经由LED驱动器IC IC1内部的连接与LED电路装置LEDCIRC1a电连通。

在所示示例中，LED驱动器ICIC1a和电路装置CIRC1a中的转换器电流传感器ILSEN与作为LED驱动器ICIC1a外部分立部件的电阻器RS1电连通。

如虚线所示，可以将诸如微处理器、FPGA、DSP或任意其他可编程单元之类的可编程处理器uC1可选地与LED驱动器IC IC1a相连。如另外的虚线所示，处理器uC1可以可选地或附加地与LED电路装置LEDCIRC1a中的LED段控制器PWMCON1相连。

可以在可编程处理器中加载计算机程序产品，所述计算机程序产品配置用于执行如上所述实现的任意一种方法的元素，该计算机程序产品例如经由可连接的接口连接、直接或经由中间单元加载至可编程处理器或与可编程处理器通信或可编程处理器所包括的存储器中。可以从计算机可读介质中读取计算机程序产品，计算机可读介质例如诸如闪速存储器之类的固态存储器、EEPROM、RAM、在光盘驱动器中加载的光盘、硬盘驱动器(HDD)或任意其他计算机可读介质。计算机可读介质可以由专用单元读取，例如通过光盘驱动器来读取光盘；可以直接由可编程处理器读取，诸如与可编程处理器相连的EEPROM；或者可以经由其他中间单元读取。

例如，可编程处理器uC1可以包括色彩控制算法，以保持多个LED的光输出之间的选定色彩平衡。

例如，可编程处理器uC1可以与LED电路装置中的LED段控制器PWMCON协作，以限定脉冲宽度调制信号。

例如，可编程处理器uC1可以与频谱扩展发生器SSG协作来产生周期控制范围Tref，或者在可编程处理器uC1自身中实现频谱发生器SSG的功能。

如图15a所示，可编程处理器uC1可以与LED驱动器IC IC1相连。可选地，可编程处理器uC1可以包括在LED驱动器IC IC1中。

例如，可编程处理器uC1可以包括在转换器电流周期控制器LPCON中，以在计算机程序产品中实现指示符的确定和跳转控制电压值的确定。例如，可编程处理器uC1可以配置用于检索旁路开关B1、B2的状态，所述旁路开关配置用于控制通过LED电路装置LEDCIRC1a中的第一LEDLed1和第二LED Led2的电流ILED1路径。可以将开关的状态用作与LED电路装置的负载相关联的负载指示符、并且表示已知上跳转电压VH和下跳转电压VL处的转换器电流周期。可编程处理器uC1中加载的计算机程序产品可以配置用于接收开关的状态，并且得出已调节上跳转电压VHA和已调节下跳转电压VLA，以便获得预定的参考窗口Tref内的转换器电流周期。

附图还示出了另一电路装置CIRCINCL，可以将该电路装置分类为根据本发明的电路装置。该另一电路装置包括LED驱动器IC IC1a、可选的可编程处理器uC1、电感器L1、电阻器RS1和可选的电容器Cin1。

LED驱动器IC IC1a因此提供了一种集成电路，该集成电路包括用于调节转换器电流IL1的均值电流水平和周期的电路。

图15b示意性地示出了包括LED驱动器IC IC1b和LED电路装置LEDCIRC1b的组合电路CC1b。LED驱动器IC IC1b与LED电路装置LEDCIRC1b电连接。图15b所示的LED电路装置LEDCIRC1b包括第一LEDLed1和第二LED Led2的串联装置。LED驱动器IC IC1b包括如上所述的电路装置的实施例，包括开关模式转换器SMCONV、迟滞比较器HCOMP、转换器电流传感器ILSEN、转换器电流周期控制器LPCON，并且也包括LED段控制器PWMCON1b和两个旁路开关B1、B2。LED段控制器PWMCON1b操作用于控制两个旁路开关B1、B2。旁路开关B1与第一LED Led1并联连接。旁路开关B2与第二LED Led2并联连接。

针对如下示例性实施例绘制了LED驱动器IC IC1b内部的连接，在该实施例中，使用旁路开关B1、B2的状态作为负载指示符，旁路开关B1、B2的状态从LED段控制器PWMCON1b传送到转换器电流周期控制器LPCON，用于确定针对转换器电流周期的指示符，如以上参考图4c所讨论的那样。该示例性实施例对于开关模式转换器SMCONV采用如参考图6所述的降压转换器拓扑，其具有外部连接的电感器L1。然而，可选地，IC内部的连接和单元的实施例可以根据任意其他合适的配置。

LED驱动器IC IC1连接在地电压GND和输入电压Vin之间。输入电压Vin由电源(未示出)传送，例如传送24V电源电压的DC电源。

在所示示例中，LED驱动器IC IC1a和电路装置CIRC1a中的开关模式转换器SMCONV与作为LED驱动器IC IC1a外部分立部件的电感器L1电连通。电感器L1经由LED驱动器IC IC1内部的连接与LED电路装置LEDCIRC1a电连通。

在所示示例中，LED驱动器IC IC1b和电路装置CIRC1a中的转换器电流传感器ILSEN与作为LED驱动器IC IC1b外部分立部件的电阻器RS1电连通。

如虚线所示，可以可选地将诸如微处理器、FPGA、DSP或任意其他可编程单元之类的可编程处理器uC1与LED驱动器IC IC1b相连。处理器uC1与LED驱动器IC IC1b中的LED段控制器PWMCON1b通信，如另外的虚线所示。

因此，LED驱动器IC IC1b提供了一种集成电路，该集成电路包括用于调节LED电流ILED1的均值电流水平和周期的电路以及用于以脉冲宽度调制操作LED的电路。这种集成电路可以适用于高容量应用，因为它可以提供成本有效的系统。

图16示意性地示出了包括LED驱动器IC IC2、第一LED电路装置LEDCIRC1和第二LED电路装置LEDCIRC2的组合电路CC2。LED驱动器IC2与第一LED电路装置LEDCIRC1和第二LED电路装置LEDCIRC2电连接。

例如，第一LED电路装置LEDCIRC1可以是包括串联的绿光LED Led1和蓝光LED Led2的LED电路装置。例如，第二LED电路装置LEDCIRC2可以是包括串联的具有两个红光LED的LED段Led3以及黄光LED Led4的LED电路装置。

LED驱动器IC2包括根据本发明的第一电路装置CIRC1和根据本发明的第二电路装置CIRC2，以分别调节流过第一LED电路装置LEDCIRC1的第一LED电流ILED1和流过第二LED电路装置LEDCIRC2的第二LED电流ILED2。

在使用期间，第一电路装置CIRC1和第一LED电路装置LEDCIRC1与第一电感器L1和第一电阻器Rs1电连通，第一电感器L1和第一电阻器Rs1在IC外部。在使用期间，第二电路装置CIRC2和第二LED电路装置LEDCIRC2与第二电感器L2和第二电阻器Rs2电连通，第二电感器L2和第二电阻器Rs2在IC外部。

LED驱动器IC IC2还包第一LED段控制器PWMCON1，第一LED段控制器PWMCON1操作用于控制两个旁路开关B1、B2，这两个旁路开关B1、B2也集成到IC中。这两个旁路开关B1、B2操作用于选择通过第一LED电路装置LEDCIRC1的第一LED电流ILED1的路径，并且与绿光LED Led1和蓝光LED Led2相关联。旁路开关B1与绿光LED Led1并联连接。旁路开关B2与蓝光LED Led2并联连接。

LED驱动器IC IC2还包第二LED段控制器PWMCON2，第二LED段控制器PWMCON2操作用于控制另外的两个旁路开关B3、B4，这两个旁路开关B3、B4也集成到IC中。这两个旁路开关B3、B4操作用于选择通过第二LED电路装置LEDCIRC2的第二LED电流ILED2的路径，并且与两个红光LED Led3和黄光LED Led4相关联。旁路开关B3与LED段Led3并联连接，即与两个红光LED的串联装置并联连接。旁路开关B4与黄光LEDLed4并联连接。

第一LED段控制器PWMCON1和第二LED段控制器PWMCON2每一个均可以使用单独的时钟作为脉冲宽度调制分辨率的参考而进行操作，但是可选地可以根据公共时钟操作。当使用单独的时钟时，与时钟相关联的时钟周期可以基本上相同或基本上不同。在一个实施例中，第二LED段控制器PWMCON2的时钟发生器表现为第一LED段控制器PWMCON1的从动装置，并且从第一LED段控制器PWMCON1的时钟得出第二LED段控制器PWMCON2的时钟。时钟可以在LED驱动器IC自身中产生，或者可以从外部提供，例如通过外部安装的晶体振荡器来提供时钟。脉冲宽度周期对于第一LED段控制器PWMCON1和第二LED段控制器PWMCON2可以是基本上相同的，但是可选地可以是不同的，以便不会在频谱带上扩展与脉冲宽度调制周期相关联的能量。

LED驱动器IC IC2连接在地电压GND和输入电压Vin之间。输入电压Vin由电源(未示出)传送，例如传送24V电源电压的DC电源。

LED驱动器IC IC2还可以与可编程处理器uC2相连。可编程处理器uC2可以具有与参考图15a所述的可编程处理器uC1类似的性质并且执行类似的功能。

因此，LED驱动器IC IC2提供了一种集成电路，该集成电路包括用于调节与转换器电流的振荡相关联的均值LED电流水平和LED电流的振荡周期、以及用于利用脉冲宽度调制操作LED的电路，用于包括四个LED颜色的发光系统。可以单独地控制四个LED颜色中每一个的有效光输出。因此，可以通过采用这种集成电路构建具有高度颜色控制和强度控制的成本有效发光系统

图17示出了在外壳5001中具有LED组件4000的光源5000的示例。外壳5001是盒子，优选地是具有反射内壁的盒子。LED组件4000包括一个或多个LED和电路装置，所述电路装置在使用期间采用如上所述实现的方法之一。由LED组件4000产生的光被反射向外壳5001的正面，用散射透明片5002覆盖外壳5001的正面。光源5000承载功率适配器5010，该功率适配器从功率转换器向LED组件4000供电，其中该功率转换器经由功率线5011通过功率连接器5012与电网相连以适应电网的墙壁插座(未示出)。

应该理解的是上述实施例说明而不是限制本发明，并且本领域技术人员在不脱离所附权利要求范围的情况下将能够设计许多替换实施例。例如，在不脱离本发明和所附权利要求范围的情况下，所述LED电路装置可以包括两个以上的段，每一段可以用相应开关控制，或者所述LED电路装置可以包括未以开关控制的另外LED段。在权利要求中，放置在括号中的参考符号不应该解释为限制权利要求。