法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2014-06-04
授权
授权
2011-06-15
实质审查的生效 IPC(主分类):H03M1/56 申请日:20090604
实质审查的生效
2011-05-04
公开
公开
技术领域
本发明涉及固体摄像装置、成像装置、电子设备、AD(模拟-数字)转换器及AD转换方法。更具体而言，本发明涉及一种AD转换技术，其适用于例如固体摄像装置等用于检测物理量分布的半导体装置或其他电子设备，所述半导体装置或其他电子设备包括可对从外部提供的电磁波(例如光或辐射线)作出响应的多个单元组件，并且可通过地址控制来从这些单元组件任意地选择并读出被所述单元组件转换成电信号的物理量分布以作为电信号。
背景技术
用于检测物理量分布并包括以多行方式或以矩阵方式布置的多个单元组件(例如像素)的半导体装置被应用于很多领域中。这些单元组件可对从外部提供的例如光或辐射线等电磁波作出响应。
在视频设备领域中，例如，使用电荷耦合器件(Charge Coupled Device；CCD)固体摄像装置、金属氧化物半导体(Metal Oxide Semiconductor；MOS)固体摄像装置以及互补型金属氧化物半导体(Complementary Metal-oxide Semiconductor；CMOS)固体摄像装置来检测具有全部物理量的光(电磁波的实例)。在这些固体摄像装置中，被单元组件(在固体摄像装置的情形中，是指像素)转换成电信号的物理量分布被作为电信号而读出。
另一方面，某些固体摄像装置为放大用固体摄像装置。此种固体摄像装置具有如下像素：这些像素中的每一者均包括放大用固体摄像元件(也称为有源像素传感器(Active Pixel Sensor或APS))。APS在像素信号生成部中具有放大用驱动晶体管，上述像素信号生成部用于产生与由电荷生成部产生的信号电荷对应的像素信号。例如，许多CMOS固体摄像装置是以此种方式配置而成的。
为了从如上所述配置而成的放大用固体摄像装置读出像素信号，会对其中布置有多个单元像素的像素部进行地址控制，使得可任意地选择并读出来自给定单元像素的信号。换句话说，放大用固体摄像装置是受地址控制的固体摄像装置的实例。
在作为X-Y地址型固体摄像元件(其中具有以矩阵方式布置的单元像素)的实例的放大用固体摄像元件中，例如，像素包括MOS结构的有源元件或其他的有源元件(MOS晶体管)，以便为像素本身提供放大能力。换句话说，在光电二极管(即光电转换元件)中所累积的信号电荷(光电子)被该有源元件放大，并被读出以作为图像信息。
在此种类型的X-Y地址型固体摄像元件中，例如，许多像素晶体管以二维矩阵形式布置着从而构成像素部。与入射光对应的信号电荷逐行地或逐个像素地开始累积。基于所累积的信号电荷的电流信号或电压信号是通过地址规定而从每一像素中读出。此处，在MOS(包括CMOS)类型中，作为地址控制的实例，常常使用列读出方案(列并行输出方案)。该列读出方案被设计成：同时访问一行像素，从而逐行地从像素部读出像素信号。必要时，从像素部读出的模拟像素信号通过模拟-数字转换器(analog-to-digital converter；ADC)而被转换成数字数据。因此，曾经提出了很多种用于AD转换的解决方案。
已从电路规模、处理速度(高速化)、分辨率以及其他因素的角度设计出各种方案来作为AD转换方案。该各种方案的一个实例是参考信号比较型AD转换方案(参照专利文件1)。应注意，参考信号比较型方案也称为斜率积分或斜坡信号比较型方案。参考信号比较型AD转换方案使用了所谓的斜坡参考信号(斜波)来与要被转换成数字数据的电压相比较。该斜坡参考信号的值逐渐变化。对模拟的单元信号与参考信号进行比较。同时，根据比较结果，在计数操作使能周期中执行计数操作，从而根据计数值获得单元信号的数字数据。通过使用将该参考信号比较型AD转换方案与前述的列读出方案相组合的方案(称为列AD方案)，可实现在低频带处以列并行方式对来自像素的模拟输出进行AD转换。因此，可以说该方案适合于既有高画质又被高速化的图像传感器。
例如，近年来已看到的是，CMOS传感器由于其能耗低和高速化的优点而已广泛用于移动电话、数字照相机(紧凑型或高极的单镜头反射型)、可携式摄像机(camcorder)、监视录像机(monitoring camera)、导向装置等等中。此外，最近，已出现了能提供高性能及高画质的CMOS传感器。这些CMOS传感器被集成到具有用于图像处理的功能电路块和其他用途的单个芯片中。参考信号比较型AD转换方案很可能适用于此种CMOS传感器。
图18为示出了使用参考信号比较型AD转换方案的传统固体摄像装置1Z的配置实例的图。固体摄像装置1Z包括像素阵列部10、水平扫描部12、垂直扫描部14、PLL(锁相环)电路20x、用于对整个固体摄像装置1Z进行控制的系统控制单元20y、列AD转换部26、用于产生参考信号SLP_ADC的参考信号生成部27、读出放大器(sense amplifier)28a、信号处理及接口部28z、以及其他组件。像素阵列部10包括以二维矩阵形式布置的单元像素3。PLL电路20x根据从外部提供的基本时钟CK来产生内部时钟CKX，并将该内部时钟CKX提供给参考信号生成部27及计数器部254。
列AD转换部26包括有为每一列而设的比较部252以及计数器部254。举例来说，计数器部254为脉动计数器(ripple counter)，其具有串联连接的13级锁存器LT_00至LT_12。此外，计数器部254是可在递增计数模式与递减计数模式之间切换的13位计数器。
从计数器部254输出的数据D0至数据D12以低的幅值电平(例如几百mVp-p)通过水平信号线18而被传输至读出放大器28a。读出放大器28a将具有低幅值电平的数据D0至数据D12放大至逻辑电平(例如2～3Vp-p)，然后将该数据递送至信号处理及接口部28z。信号处理及接口部28z对13位数据D0至D12执行预定的数字信号处理，从而将此数据变成12位输出数据Dout(D0至D11)并将该数据递送至下一级的电路(图未示出)。
如下所述执行AD转换。首先，由列AD转换部26通过垂直信号线19从单元像素3读出像素信号电压Vx。比较部252将像素信号电压Vx与从参考信号生成部27提供的参考信号SLP_ADC相比较，从而向处于计数器部254的第一级处的锁存器LT_00提供比较结果。还从PLL电路20x向锁存器LT_00提供内部时钟CKX。当计数器部254的比较结果为高时，计数器部254进行计数。通过获得计数结果作为像素信号电压Vx的数字数据来实现AD转换。换句话说，为每一列均设置有AD转换器。将所选行中的每一单元像素3的像素信号电压Vx(模拟信号)一起读出至对应的一条垂直信号线19中，使得像素信号电压Vx的复位电平及信号电平能够被直接转换成数字数据。
在专利文件1中，在AD转换时，同时计算出经过了AD转换的复位电平与信号电平之差。参考信号比较型AD转换是逐列地予以执行的，以在数字领域中执行相关双采样(Correlated Double Sampling；CDS)处理。这消除了在模拟领域中执行CDS时所产生的缺点，从而能实现非常精确的噪声消除。此外，这种列AD方案是在屏幕上沿水平方向每次一行地进行处理，从而不再需要用于水平扫描的高频驱动。因此，仅需要低的垂直扫描频率来进行AD转换，从而提供了诸多优点，包括容易将在高频带中会发生的噪声成分从信号成分中分离出去。
专利文件1：日本专利特许公开第2005-328135号
发明内容
[技术问题]
然而，专利文件1中所揭露的AD转换方案会导致因进行AD转换而产生的例如量化噪声(其在模拟领域中是不存在的)和电路噪声等随机噪声，从而使这种噪声成为可见的图像噪声。
本发明是鉴于上述的问题而作出的，并且本发明的目的是提供一种用于降低由参考信号比较型AD转换所产生的噪声的解决方案。
[解决技术问题所采用的技术方案]
根据本发明的一种AD转换解决方案，使用比较部来将目标模拟信号与电平逐渐变化的参考信号相比较。该AD转换解决方案使用计数器部，响应于为AD转换所提供的计数时钟而根据比较结果来执行计数操作，从而根据来自所述计数器部的输出数据而获得所述目标信号的数字数据。
换句话说，所述AD转换部执行参考信号比较型AD转换。此时，所述控制部控制所述参考信号生成部以及所述AD转换部，使得对所述目标信号重复执行n位AD转换W次(这里W为等于或大于2的正整数)，之后，对通过AD转换而获得的数字值进行求和以执行数字积分。
作为应用，可按与重复次数W对应的方式对所获得的各数据进行平均化，以保证该数据具有与在正常AD转换处理时相同的电平(幅值)。或者，作为另一应用，可按“原样”使用所获得的数据。
在该解决方案中，在数字领域中对同一目标信号的数据进行求和。结果，信号数据增大W倍。通过n位AD转换，将模拟目标信号转换成数字数据。这避免了在模拟领域中进行求和时会引起的任何可能的不利影响。在求和中，尽管信号数据与在模拟领域中进行信号求和时相比增大了W倍，但噪声很可能仅增大倍，从而提供了得以改善的噪声特性。
将使用此种AD转换解决方案的AD转换器应用于例如固体摄像装置。应注意，固体摄像装置可呈单芯片的形式。作为另外一种选择，固体摄像装置可呈具有成像功能的模块形式，该模块中将摄像部与信号处理部或光学系统封装在一起。作为又一种选择，使用此种AD转换解决方案的AD转换器还适用于成像装置以及所有种类的其他电子设备。在此种情形中，可从成像装置或其他电子设备获得与从AD转换器或固体摄像装置获得的效果相同的效果。此处，术语“成像装置”是指例如配备有照相机(或照相机系统)或成像功能的移动装置。另一方面，术语“成像”在广义上不仅包括在正常照相机拍摄操作中进行的图像捕捉，而且包括指纹检测。
[有益效果]
根据本发明的一个方面，通过n位AD转换将模拟信号转换成数字数据，并且还对同一目标信号的数据执行重复次数为W的数字积分，所述数据已在数字领域中被数字化。这能够缓解在模拟领域中不会存在的由于AD转换而产生的随机噪声(例如量化噪声以及电路噪声)的问题。
附图说明
[图1]图1为固体摄像装置的第一实施例的配置示意图。
[图2]图2为示出了第一实施例的DA转换单元的配置实例的图。
[图3]图3为固体摄像装置的电路配置简化图，其着重于AD转换及CDS。
[图3A]图3A为用于说明多重求和AD转换的操作的概念图。
[图3B]图3B为用于说明第一实施例的固体摄像装置中的多重求和AD转换及数字CDS的时序图。
[图4]图4为静态图像拍摄操作的概念图，其用于说明第一实施例的固体摄像装置的操作与帧率(frame rate)之间的关系。
[图5]图5为第二实施例的固体摄像装置的配置示意图。
[图5A]图5A为用于说明第二实施例(第一实例)的固体摄像装置中所用的切换部的图。
[图5B]图5B为用于说明第二实施例(第二实例)的固体摄像装置中所用的切换部的图。
[图5C]图5C为用于说明第二实施例(第三实例)的固体摄像装置中所用的切换部的图。
[图6]图6为第三实施例的固体摄像装置的配置示意图。
[图6A]图6A为用于说明第三实施例的固体摄像装置的操作的图。
[图7]图7为第四实施例的固体摄像装置的配置示意图。
[图7A]图7A为示出了第四实施例的固体摄像装置中所用的参考信号生成部的配置实例的图。
[7B]图7B为用于说明第四实施例的固体摄像装置中的参考信号生成部的操作的图。
[图8]图8为第五实施例的固体摄像装置的配置示意图。
[图8A]图8A为用于说明第五实施例的固体摄像装置的操作的时序图。
[图9]图9为第六实施例的固体摄像装置的电路配置简化图，其着重于噪声特性。
[图9A]图9A为用于说明第六实施例的固体摄像装置的操作的时序图。
[图10]图10为第七实施例的固体摄像装置的电路配置简化图，其着重于噪声特性。
[图10A]图10A为用于说明第七实施例的固体摄像装置的操作的时序图。
[图10B]图10B为用于说明第七实施例的固体摄像装置的操作中的量化噪声的图。
[图11]图11为用于说明第八实施例的固体摄像装置的操作的时序图。
[图11A]图11A为用于说明第八实施例的固体摄像装置的操作效果的图。
[图12]图12为成像装置的配置示意图(第九实施例)。
[图13]图13为电子设备的配置示意图(第十实施例)。
[图14]图14为用于说明第一比较例的图(1)。
[图14A]图14A为用于说明第一比较例的图(2)。
[图15]图15为用于说明第二比较例的图(1)。
[图15A]图15A为用于说明第二比较例的图(2)。
[图16]图16为用于说明第三比较例的图。
[图17]图17为用于说明第四比较例的图(1)。
[图17A]图17A为用于说明第四比较例的图(2)。
[图17B]图17B为用于说明第四比较例的图(3)。
[图18]图18为示出了使用参考信号比较型AD转换方案的传统固体摄像装置的配置实例的图。
具体实施方式
在下文中，将参照附图对本发明的实施例进行详细说明。当需要在不同实施例的类似功能组件之间进行区分时，就添加字母表中的大写字母例如‘A’、‘B’、‘C’等作为参考标记。如果不进行特别的区分，则不添加大写字母作为参考。对于附图同样如此。
应注意，以下将对使用CMOS固体摄像装置(即X-Y地址型固体摄像装置的实例)作为一种装置的情形进行说明。另一方面，在说明中将假定CMOS固体摄像装置的全部像素均包括NMOS晶体管。应注意，这仅仅是实例。目标装置并不仅限于MOS固体摄像装置。稍后所要说明的所有实施例均适用于所有的用于检测物理量分布的半导体装置，这些半导体装置包括以多行方式或以矩阵方式布置的多个单元组件。这些单元组件可对从外部提供的电磁波(例如光或辐射线)作出响应。
[固体摄像装置：第一实施例]
图1为CMOS固体摄像装置(CMOS图像传感器)的第一实施例的配置示意图，该CMOS固体摄像装置是根据本发明的固体摄像装置的实施例。应注意，该固体摄像装置是根据本发明的电子设备的一种形式。
固体摄像装置1(不一定是第一实施例的固体摄像装置1A)包括像素部。像素部具有以行及列的方式(即以二维矩阵形式)布置的多个像素。这些像素中的每一者均包括光接收元件(电荷生成部的实例)，光接收元件用于输出与入射光的量对应的信号。从每一像素输出的信号均为电压信号。以列并行方式设置有CDS功能部以及数字转换部。用语“以列并行方式设置有CDS功能部以及数字转换部”是指与以垂直列方式布置的垂直信号线(为列信号线的实例)19大体上并行地设置有多个CDS功能部以及数字转换部(AD转换部)。
如图1所示，第一实施例的固体摄像装置1A包括像素阵列部10、驱动控制部7、读出电流控制部24、列AD转换部26、参考信号生成部27A以及输出部28。像素阵列部10具有以行及列方式布置的单元像素3。单元像素3中的每一者均包括电荷生成部以及三个或四个晶体管作为基本元件。像素阵列部10也称为像素部或摄像部。驱动控制部7设置于像素阵列部10的外侧上。读出电流控制部24向像素阵列部10的单元像素3供应工作电流(读出电流)。读出电流用于读出像素信号。列AD转换部26包括多个AD转换部250，每一垂直列中均布置有一个AD转换部250。参考信号生成部27A向列AD转换部26提供参考信号SLP_ADC。参考信号SLP_ADC被用于AD转换。这些功能部都设置于同一半导体基板上。参考信号SLP_ADC仅需具有整体上具有给定斜率的线性变化波形。该波形可按逐渐地倾斜或接连地阶跃的方式变化。
当使用参考信号比较型AD转换方案时，会考虑将参考信号生成部27A也以列并行方式进行布置(每一像素列中布置有一个参考信号生成部27A)。例如，这会是如下情形：在每一像素列中均设置有比较器及参考信号产生器，使得对应列中的参考信号产生器根据自身列中的比较器的比较结果来依序改变参考信号电平。然而，这会导致电路规模增大以及能耗增加。因此，在本发明中，参考信号生成部27A是由所有列共用，使得所有AD转换部250(每一像素列中均布置有一个AD转换部250)都共用由该参考信号生成部27A产生的参考信号SLP_ADC。
根据本实施例的AD转换部250中的每一者均具有AD转换部的功能以及差值计算部的功能。AD转换部将复位电平Srst(即像素信号电压Vx的标准电平)以及信号电平Ssig独立地转换成数字数据。差值计算部通过计算复位电平Srst的AD转换结果与信号电平Ssig的AD转换结果之差来获得由复位电平Srst与信号电平Ssig之差表示的信号成分Vsig的数字数据Dsig。
驱动控制部7包括水平扫描部12(列扫描电路)、垂直扫描部14(行扫描电路)以及通信及时序控制部20，以提供用于从像素阵列部10依序读出信号的控制电路功能。通信及时序控制部20包括时钟转换部20a、系统控制部20b以及其他部。时钟转换部20a具有用于产生内部时钟的时钟转换部的功能。系统控制部20b具有用于对通信功能以及各个不同部进行控制的功能。尽管图中未显示，然而水平扫描部12包括例如用于控制列地址的水平地址设定部以及用于控制列扫描的水平驱动部。垂直扫描部14包括例如用于控制行地址以及行扫描的垂直地址设定部以及垂直驱动部。
输出部28包括读出放大器28a(S.A)以及接口部28b(I/F部)。读出放大器28a检测水平信号线18上的信号(幅值较小的数字数据)。接口部28b用作固体摄像装置1A与外部设备之间的接口。接口部28b的输出端连接至输出端5c，从而将视频数据输出至下一级的电路。
在第一实施例中，在读出放大器28a与接口部28b之间设置有数字计算部29(信号处理块)。数字计算部29至少具有平均化部的功能，该平均化部用于在AD转换部250的下一级处而不是在AD转换部250中执行平均化。平均化是指对通过多次地重复进行AD转换而获得的并从AD转换部250输出的数字数据以与所述多次对应的方式进行平均。
如在稍后所要说明的第二实施例中一样，可提供具有平均化部功能的AD转换部250。然而，在此种情形中，必须将AD转换部250配置成能进行W次平均化处理，因此会导致AD转换部250的电路空间增大。相比之下，如果在AD转换部250的下一级处设置有具有平均化部功能的数字计算部29，则可在不会增大AD转换部250的电路空间的情况下实现平均化。
时钟转换部20a包含乘法器电路，该乘法器电路用于根据通过端子5a而提供的主时钟CLK0，以高于主时钟CLK0的时钟频率产生脉冲。时钟转换部20a产生内部时钟，例如计数器时钟CKcnt1以及计数器时钟CKdac1。作为时钟转换部20a的乘法器电路，只需提供k1乘法器电路，其中k1为主时钟CLK0的频率的倍数。可使用各种众所周知的电路，例如锁相环(phase-locked loop；PLL)。使用频率高于主时钟CLK0的计数时钟CKcnt1以及计数时钟CKdac1使得可以更快地执行AD转换以及数据输出。另一方面，当设置有数字计算部29时，可通过使用高速时钟来执行需要高速计算的运动提取及压缩。
在图1中，为便于图示，未显示出某些行及某些列。然而，实际上，每一行及每一列中均布置有几十至几千个单元像素3。单元像素3中的每一者通常均包括光电二极管以及像素内放大器(in-pixel amplifier)。光电二极管用作光接收元件(电荷生成部)，该光接收元件是检测部的实例。像素内放大器包括放大用半导体元件(例如晶体管)。
在固体摄像装置1A中，可通过使用分色滤光片(color separation filter)来使像素阵列部10能够进行彩色成像。换句话说，在像素阵列部10中的每一个电荷生成部(例如光电二极管)的光接收面上均设置有给定颜色的分色滤光片。电磁波(在此实例中为光)入射在光接收面上。由多个用于捕捉彩色图像的滤色器组合而构成的分色滤光片被布置成Bayer颜色阵列(Bayer color array)，从而使像素阵列部10能够进行彩色成像。
单元像素3中的每一者均通过用于对行进行选择的行控制线15而连接至垂直扫描部14，并通过垂直信号线19而连接至列AD转换部26。在列AD转换部26中的每一垂直列中均布置有一个AD转换部250。此处，行控制线15表示从垂直扫描部14延伸至像素中的导线。
将驱动控制部7的各组件(例如水平扫描部12以及垂直扫描部14)与像素阵列部10配置在一起，以构成固体摄像装置1A的一部分，该固体摄像装置1A用作利用与半导体集成电路制造技术类似的技术而整体形成于单晶硅或其他半导体区域中的所谓单芯片装置(该装置的所有组件均被制成在同一半导体基板上)、以及也用作CMOS图像传感器(即半导体系统的实例)。
固体摄像装置1A可呈单芯片的形式，其各个部都被整体形成于半导体区域中。作为另外一种选择，尽管图中未示出，然而该装置1A也可呈具有成像功能的模块形式，其不仅将信号处理部(例如像素阵列部10、驱动控制部7以及列AD转换部26)而且还将光学系统(例如摄像镜头、光学低通滤波器或红外线截止滤波器)封装在一起。
水平扫描部12以及垂直扫描部14响应于从通信及时序控制部20提供的控制信号CN1及控制信号CN2而启动它们的移位操作(扫描)。因此，行控制线15包含用于驱动单元像素3的各种脉冲信号(例如规定了初始化控制电位的像素复位脉冲RST、规定了传输控制电位的传输脉冲TRG、以及垂直选择脉冲VSEL)。
通信及时序控制部20的系统控制部20b包括时序产生器TG(读出地址控制装置的实例)功能块以及通信接口功能块。时序产生器TG功能块提供所有各个部的操作所需的预定时序的时钟以及脉冲信号。通信接口功能块通过端子5a从外部主控制部接收主时钟CLK0。该通信接口功能块还通过端子5b从外部主控制部接收用于规定所要选择的操作模式的数据。该通信接口功能块还通过端子5b向外部主控制部输出包括与固体摄像装置1A有关的信息的数据。
例如，通信及时序控制部20向水平扫描部12输出水平地址信号，并向垂直扫描部14输出垂直地址信号。作为对此的响应，水平扫描部12以及垂直扫描部14中的每一者均选择适当的行或列。此时，由于单元像素3是以二维矩阵形式布置的，因而应当通过首先执行(垂直)扫描及读取然后执行水平扫描及读取来加速对像素信号及像素数据的读出。在上述(垂直)扫描及读取中，逐行地(以列并行方式)访问并捕捉模拟像素信号。这些模拟像素信号是由像素信号生成部5产生并在列方向上通过垂直信号线19而被输出。在上述水平扫描及读取中，像素信号(在本实例中为数字像素数据)是在行方向(即垂直列的布置方向)上被访问并被读出至输出侧。当然，本实施例并不仅限于扫描及读取。也可进行随机访问，即通过直接规定所期望的单元像素3的地址，来仅读出所需的单元像素3的信息。
此外，通信及时序控制部20向装置的各个部(包括水平扫描部12、垂直扫描部14以及列AD转换部26)提供时钟，该时钟与通过端子5a而提供的时钟CLK0(主时钟)同步。
列AD转换部26的AD转换部250每一者均被共同地提供有计数时钟CKcnt1，并且均接收和处理单元像素3的对应列的模拟像素信号电压Vx。例如，AD转换部250每一者均具有模拟数字转换器(Analog Digital Converter；ADC)，该ADC用于利用计数时钟CKcnt1将像素信号电压Vx转换成数字数据。
作为AD转换处理，列AD转换部26使用AD转换部250(每一列中均设置有一个AD转换部250)将以行为单位并行保持着的模拟信号(像素信号电压Vx)逐行且并行地转换成数字数据。此时，使用参考信号比较型AD转换技术。此技术的特征在于，即使将AD转换器相互并行地布置着，也可在不会增大电路规模的情况下以简单的配置来实现AD转换器。
[列AD电路以及参考信号生成部的细节]
关于参考信号比较型AD转换，是根据从转换开始(比较操作的开始)至转换结束(比较操作的结束)的时间段来确定计数操作使能周期(代表此周期的信号被称为计数操作使能信号EN)。根据计数操作使能信号EN来将目标模拟信号转换成数字数据。
作为通过垂直信号线19而被传输的像素信号电压Vx，在时间顺序中首先出现复位电平Srst，然后出现信号电平Ssig。复位电平Srst包含像素信号的噪声作为参考电平。用于标准电平(复位电平Srst以及实际上等效于复位电平Srst的电平)的处理称为预充电阶段(可缩写为P阶段)处理(或复位计数器周期处理)。用于信号电平Ssig的处理称为数据阶段(可缩写为D阶段)处理(或数据计数器周期处理)。当在P阶段处理之后执行D阶段处理时，D阶段处理是针对于通过将复位电平Srst与信号成分Vsig加在一起而获得的信号电平Ssig。
关于计数操作使能周期，如果AD转换部250计算P阶段成分与D阶段成分之差，则可使用第一处理实例：在该第一处理实例中，通常，例如，在这两个阶段的处理期间，都是当参考信号SLP_ADC开始变化时计数操作开始、而当参考信号SLP_ADC与目标信号电压相一致(实际上当这两者彼此相交时；其余同上)时计数操作结束。在此种情形中，在用于获得单一像素信号成分Vsig的数字数据Dsig的P阶段计数操作处理时及D阶段计数操作处理时，计数器在递减计数模式与递增计数模式之间进行切换。
作为另外一种选择，如果AD转换部250计算P阶段成分与D阶段成分之差，则对于这两个阶段的处理中的一者，当参考信号SLP_ADC开始变化时计数操作开始、而当参考信号SLP_ADC与目标信号电压相一致时计数操作结束。然而，对于上述两个阶段的处理中的另一处理，可使用第二处理实例：在该第二处理实例中，当参考信号SLP_ADC与目标信号电压相一致时计数操作开始、而当达到那一次的所期望计数时(通常当达到最大AD转换周期时)计数操作结束。在此种情形中，计数器在P阶段计数操作处理及D阶段计数操作处理中仅需以递减计数模式或以递增计数模式进行工作。
应注意，可以在AD转换部250的下一级(例如数字计算部29)处计算P阶段与D阶段之差。在此种情形中，可使用第三处理实例：在该第三处理实例中，在这两个阶段的处理期间，都是当参考信号SLP_ADC开始变化时计数操作开始、而当参考信号SLP_ADC与目标信号电压相一致时计数操作结束，或者都是当参考信号SLP_ADC与目标信号电压相一致时计数操作开始、而当达到那一次的所期望计数时(通常当达到最大AD转换周期时)计数操作结束。在此种情形中，计数器在P阶段计数操作处理及D阶段计数操作处理中仅需以递减计数模式或递增计数模式进行工作。
应注意，在本实施例中并不使用第三处理实例，因为CDS是通过AD转换部250来予以完成的。然而，可将P阶段数据和D阶段数据独立地传输至输出部28，使得在AD转换部250的下一级(例如数字计算部29)处执行CDS。
应注意，此处已对三个处理实例进行了说明。然而，本发明的申请人曾提出了很多种其他的用于使用AD转换部250来执行AD转换及CDS的参考信号比较型AD转换方案。这些方案基本上能够用于稍后所要说明的实施例中。
在这些处理实例的任一者中，原则上，都向比较器(电压比较器)提供斜坡参考信号SLP_ADC，并将通过垂直信号线19而提供的模拟像素信号与该参考信号SLP_ADC相比较。同时，当计数操作使能周期开始时，启动使用时钟信号而进行的计数操作，从而在计数操作使能周期中通过对时钟的数目进行计数来执行AD转换。
AD转换部250包括比较部252(比较器(COMP))以及计数器部254。对于每一个行控制线15，比较部252均将由参考信号生成部27A产生的参考信号SLP_ADC与通过垂直信号线19(H1、H2等等直到Hh)从单元像素3获得的模拟像素信号相比较。计数器部254使用计数时钟CKcnt1对计数操作使能信号EN的有效周期进行计数，并保持计数结果。计数操作使能信号EN与比较部252完成比较处理所需的时间段具有给定关系。
参考信号生成部27A包括DA转换单元270A(数字模拟转换器(Digital Analog Converter；DAC))。参考信号生成部27A根据由从通信及时序控制部20提供的控制数据CN4所规定的初始值，与计数时钟CKdac1同步地产生阶跃状锯齿波(斜坡波形，在下文中还称为参考信号SLP_ADC)，从而将阶跃状锯齿波形式的参考信号SLP_ADC作为AD转换参考电压(ADC标准信号)而提供给列AD转换部26的AD转换部250。应注意，尽管图中未示出，然而较佳地应当设置有抗噪滤波器。还应注意，可使用同一时钟作为计数时钟CKdac1以及作为计数器部254的计数时钟CKcnt1。
从通信及时序控制部20向参考信号生成部27A的DA转换单元270A提供的控制数据CN4还包含如下的信息：该信息使数字数据相对于时间的变化率均衡，从而使每一个比较处理的参考信号SLP_ADC具有基本上相同的斜率(变化率)。更具体而言，使用电流输出DA转换电路使计数与计数时钟CKdac1同步地每单位时间改变1，从而输出与该计数对应的电流。然后，使用电流-电压转换电阻器元件将电流信号转换成电压信号。
在根据本实施例的列AD转换中，参考信号SLP_ADC是从DA转换单元270A共同地提供给各比较部252(在每一列中均设置有一个比较部252)。比较部252中的每一者均使用该共同的参考信号SLP_ADC对其负责的像素信号电压Vx执行比较。计数器部254根据计数时钟CKcnt1而在计数操作使能信号EN的有效周期(信号EN为高电平的周期)中执行计数操作，并当该计数操作结束时保持计数结果。
从通信及时序控制部20向每一个AD转换部250的计数器部254馈送控制信号CN5。控制信号CN5规定了如下控制信息：该控制信息不仅包括计数器部254在P阶段计数操作处理及D阶段计数操作处理中是以递减计数模式还是以递增计数模式进行工作、而且还包括P阶段计数操作处理中的初始值Dini的置位及复位。
将参考信号生成部27A所产生的参考信号SLP_ADC共同地提供给各比较部252的输入端子(+)。各比较部252的另一输入端子(-)分别连接至对应的垂直信号线19。这使得能够将像素信号电压Vx从像素阵列部10供应至比较部252中的每一者。
从通信及时序控制部20将计数时钟CKcnt1共同地提供至计数器部254的时钟端子CK。尽管图中未示出，然而可通过将包括锁存器的数据存储部的接线形式变成用于同步计数器或脉动计数器的接线形式来实现计数器部254。计数器部254被设计成在其中使用计数时钟CKcnt1的输入来执行计数操作。
如果使用第一处理实例(其中在用于获得单一像素信号成分Vsig的数字数据Dsig的P阶段计数操作处理及D阶段计数操作处理时计数器部254在递减计数模式与递增计数模式之间切换)，则较佳地应当使用能够在递减计数模式与递增计数模式之间切换的增减计数器作为计数器部254。
另一方面，如果使用第二处理实例或第三处理实例(其中计数器部254仅需以递减计数模式或递增计数模式进行工作)，则适合于所用的计数操作类型的递增计数器或递减计数器是可接受的。然而，应注意，原则上，能够在递减计数模式与递增计数模式之间切换的增减计数器可以以递减计数模式或递增计数模式来工作。然而，通常，增减计数器需要具有模式切换电路，从而导致了比被设计成以单一计数模式进行工作的递增计数器或递减计数器更大的电路规模。因此，如果计数器仅需以一种模式进行工作，则不应使用增减计数器。
通过控制线12c从水平扫描部12向计数器部254提供控制脉冲。计数器部254具有用于保持计数结果的锁存功能，从而保持计数器输出值直到通过控制线12c而提供的控制脉冲作出其他指令为止。
关于每一个AD转换部250的输出侧，计数器部254的输出端可连接至例如水平信号线18。作为另外一种选择，如图1所示，可在计数器部254的下一处级提供数据存储部256及切换部258A。数据存储部256包括锁存器，锁存器用于保持由计数器部254所保持的计数结果。切换部258A布置在计数器部254与数据存储部256之间。切换部258A在每一垂直列中均具有开关SW。
当设置有数据存储部256时，将存储器传输指令脉冲CN8作为控制脉冲从通信及时序控制部20共同地提供至各垂直列中的开关SW。当被提供有存储器传输指令脉冲CN8时，切换部258A的每一开关SW均将对应计数器部254的计数值传输至数据存储部256。数据存储部256保持并存储所传输过来的计数值。
应注意，使数据存储部256按照给定时序来保持计数器部254的计数值的解决方案并不仅限于其中将切换部258A布置在计数器部254与数据存储部256之间的配置。作为另一种选择可通过以下方式来实现该解决方案：直接连接计数器部254与数据存储部256并使用存储器传输指令脉冲CN8来控制对计数器部254的输出使能。此外，作为又一种选择可通过如下方式来实现此种解决方案：使用存储器传输指令脉冲CN8作为锁存器时钟，该锁存器时钟规定了数据存储部256载入数据时的定时。
通过控制线12c从水平扫描部12向数据存储部256提供控制脉冲。数据存储部256保持从计数器部254载入的计数值直到通过控制线12c而提供的控制脉冲作出其他指令为止。
水平扫描部12具有读出扫描部的功能，从而当列AD转换部26的每一比较部252以及每一计数器部254执行这些部所负责的处理时，同时读出由每一数据存储部256所保持的计数值。
数据存储部256的输出端连接至水平信号线18。水平信号线18的位宽度与AD转换部250的位宽度相同或是该AD转换部250的位宽度的两倍(例如在互补输出端的情形中)。水平信号线18连接至输出部28。输出部28具有适合于每一条输出线的读出放大器28a。
设置有数据存储部256就能够使计数器部254所保持的计数结果传输至数据存储部256。这使得可相互独立地对由计数器部254所执行的计数操作(即AD转换)以及向水平信号线18读出计数结果进行控制，从而实现其中同时执行AD转换以及向外部设备读出信号的流水线操作。
在此种配置中，AD转换部250在给定的像素信号读出周期中执行计数操作，从而以给定的时序输出计数结果。换句话说，比较部252首先对从参考信号生成部27A提供的参考信号SLP_ADC与通过垂直信号线19而提供的像素信号电压Vx进行比较。当这两个电压变得彼此相等时，使比较部252的比较输出端Co(比较器输出端)反转。例如，当比较输出端Co为高电平(例如为电源电位)时，比较部252处于非有效状态。当像素信号电压Vx与参考信号SLP_ADC相一致时，比较输出端Co变至低电平(变为有效状态)。
计数器部254使用从比较部252提供的比较输出Co作为计数操作使能信号EN。在计数操作使能信号EN处于有效状态时(当比较部252的比较输出Co为高电平时)，该计数器部254锁存(保持并存储)计数时钟CKcnt1的数目作为像素数据，从而完成AD转换。
尽管稍后将进行详细说明，然而根据本实施例的通信及时序控制部20控制着参考信号生成部27A以及计数器部254，使得每一个AD转换部250均在正常AD转换时执行n位AD转换并在多重求和AD转换时执行n位AD转换W次以进行数字积分。为了应对这一点，在第一实施例中将计数器部254、数据存储部256、切换部258以及水平信号线18分别配置成具有“n+M”位宽度。
此处，将用于重复执行参考信号比较型AD转换处理的重复次数W以及位计数M(即，对于计数器部254根据n位的增量)置位，使得满足不等式2^(M-1)＜W≤2^M。例如，当重复次数W为2时，位计数增加1。当重复次数W为3或4时，位计数增加2。当重复次数W为5至8中的任一者时，位计数增加3。这是根据重复次数与所需的位的数目之间的关系来界定的。如果将参考信号比较型AD转换处理重复W次，则信号的数字数据增大W倍，并且所需的位的数目相应地变化。
[参考信号生成部：第一实施例]
图2为示出了第一实施例的固体摄像装置1A中所用的参考信号生成部27A的DA转换单元270A的配置实例的图。DA转换单元270A为电流输出DA转换电路，其包括由恒流源相组合而构成的电流源部302、计数器部312、偏移生成部314、电流源控制部316以及用于设定标准电流电平I_0的标准电流源块330。电阻为R_340的电阻器元件340连接至电流源部302的电流输出端子作为电流-电压转换元件。
电流源部302包括多个恒流源304，这些恒流源304用于输出给定的规定电流电平。电流源部302的电流源304可被设定至很多种电流电平并可以按很多种方式予以布置着以用于控制目的。此处，为便于理解，恒流源304包括与位的数目一样多的恒流源304。每一恒流源304均输出具有由标准电流源块330设定的标准电流电平I_0的位权重的电流。
例如，如果存在13位，并且当“^”表示幂时，则第零位的恒流源304_0输出2^0×I_0，第一位的恒流源304_1输出2^1×I_0，依此类推。第十一位的恒流源304_11输出2^11×I_0，并且第十二位的恒流源304_12输出2^12×I_0。恒流源304的电流输出端子连接在一起，并进一步通过电阻器元件340而连接至与参考信号SLP_ADC的初始电位SLP_ini相当的标准电源Vref。标准电源Vref是根据控制数据CN4中所包含的如下信息而设定的：该信息规定了每一比较处理的参考信号SLP_ADC的初始值。可使用任何电路配置来设定标准电源Vref。
标准电流源块330包括恒流源332、p沟道晶体管334、增益改变部336以及n沟道晶体管338。恒流源332将一端连接至负电源或接地，并产生初始电流Iini。p沟道晶体管334用作恒流源332的负载。n沟道晶体管338将来自增益改变部336的电流供应至电流源部302的每一恒流源304。晶体管334将其源极连接至正电源，并将其漏极及门极一起连接至恒流源332的输出端。晶体管334的漏极及门极还连接至增益改变部336的晶体管(图未示出)以及电流反射镜。
尽管未详细说明，然而增益改变部336向晶体管338供应标准电流I_0。标准电流I_0是通过将晶体管334所供应的反射镜电流(mirror current)乘以给定倍数而获得的。晶体管338将其源极连接至负电源或接地，并将其漏极及门极一起连接至增益改变部336的输出端。晶体管338的漏极及门极还连接至电流源部302的恒流源304并连接至电流反射镜。
增益改变部336根据控制数据CN4中所包含的用于规定每一比较处理的参考信号SLP_ADC的斜率的信息来设定每一时钟的电压变化ΔSLPdac(＝I_0×R_340)，从而对于每一计数时钟CKdac均将计数值改变1。实际上，仅需为计数时钟CKdac的最大计数(例如对于十位时是1024)设定最大电压宽度。通过改变标准电流源块330的恒流源332的初始电流Iini的增益，能调节每一时钟的ΔSLPdac，从而调节参考信号SLP_ADC的斜率(变化率)。
计数器部312根据从通信及时序控制部20提供的计数时钟CKdac1来执行计数操作，从而向电流源控制部316提供计数结果。偏移生成部314以与根据计数器部312的计数值而发生的变化相独立的方式，向参考信号SLP_ADC添加给定电位(偏移量)，并将与此相关的信息提供至电流源控制部316。电流源控制部316根据计数器部312的计数值以及从电流源控制部316提供的偏移信息来判断接通哪些恒流源304并关闭哪些其他恒流源304，从而根据判断结果来接通和关闭恒流源304。
在稍后所要说明的各实施例的工作实例中，为便于理解，偏移量为零，除非另有规定。因此，每当计数器部312的计数值增大时，DA转换单元270A就使表示控制数据CN4中所包含的初始值的电压按照每次计数改变ΔSLPdac。在递增计数模式中，电压每次降低ΔSLPdac，从而提供负的斜率。另一方面，在递减计数模式中，电压每次升高ΔSLPdac，从而提供正的斜率。
应注意，此处所示的参考信号生成部27A的配置仅为实例，并且调节参考信号SLP_ADC的方法并不仅限于以上方法。例如，仅需在控制数据CN4中包含α(初始值)以及斜率(变化率)β并产生满足函数y＝α-β*x的参考信号SLP_ADC。可在不使用计数器部312的情况下构成参考信号生成部27A。然而，应注意，上述使用了计数器部312的配置的优点在于，可容易地产生参考信号SLP_ADC并且能容易地实现对计数器部254的操作响应。
一种可能的解决方案例如将会是输出通过函数y＝α-β*x而计算出的电位，其中x为在使要被提供给参考信号生成部27A的计数时钟CKdac的周期保持恒定时的计数器输出值。此时，例如，改变时钟计数以根据用于规定斜率β的信息来调节每个计数时钟CKdac的电压变化ΔSLPdac(即参考信号SLP_ADC的斜率β)。作为另一种选择，也可通过改变电流-电压转换电阻或单元电流源的电流电平来改变电压变化ΔSLPdac。
[固体摄像装置的操作：第一实施例]
图3至图3B为用于说明第一实施例的固体摄像装置1A的操作的图。图3为固体摄像装置1的电路配置简化图，其着重于AD转换以及CDS。图3A为用于说明多重求和AD转换的操作的概念图。图3B为用于说明第一实施例的固体摄像装置1A中的多重求和AD转换以及数字CDS的时序图。
如图3所示，举例来说，单元像素3不仅包括电荷生成部32，而且包括四个晶体管(读出选择晶体管34、复位晶体管36、垂直选择晶体管40以及放大晶体管42)作为构成像素信号生成部5的基本元件。构成传输部的读出选择晶体管34是由传输信号TRG进行驱动。构成初始化部的复位晶体管36是由复位信号RST进行驱动。垂直选择晶体管40是由垂直选择信号VSEL进行驱动。
电荷生成部32(即包括例如光电二极管PD等光接收元件DET的检测部的实例)将光接收元件DET的一端(阳极)连接至低电位标准电位Vss(负电位，例如-1V等)，并将其另一端(阴极)连接至读出选择晶体管34的输入端(通常为源极)。应注意，标准电位VSS可为接地电位GND。读出选择晶体管34将其输出端(通常为漏极)连接至连接节点，复位晶体管36、浮动扩散区38以及放大晶体管42也连接至该连接节点。复位晶体管36将其源极连接至浮动扩散区38，并将其漏极连接至复位电源Vrd(通常为电源Vdd所共用)。
举例来说，垂直选择晶体管40将其漏极连接至放大晶体管42的源极，将其源极连接至像素线51，并将其门极(具体而言，称为垂直选择门极SELV)连接至垂直选择线52。放大晶体管42将其门极连接至浮动扩散区38，将其漏极连接至电源Vdd，并将其源极通过垂直选择晶体管40连接至像素线51然后进一步连接至垂直信号线19。应注意，本实施例并不仅限于以上连接配置。可以按照颠倒方式来布置垂直选择晶体管40以及放大晶体管42，使得垂直选择晶体管40将其漏极连接至电源Vdd并将其源极连接至放大晶体管42的漏极，而使得放大晶体管42将其源极连接至像素线51。
垂直信号线19使其一端朝向列AD转换部26延伸，读出电流控制部24沿该延伸路线在中途连接至垂直信号线19。尽管未详细说明，然而读出电流控制部24对于每一垂直列均包括负载MOS晶体管。标准电流源块的门极以及晶体管的门极连接在一起而形成电流反射镜电路，使得读出电流控制部24用作垂直信号线19的电流源24a。读出电流控制部24还与放大晶体管42形成源极跟随器，以提供近似恒定的工作电流(读出电流)。
首先，每一个AD转换部250均使用每一列中所设置的比较部252来将从单元像素3读出到垂直信号线19的模拟像素信号电压Vx与参考信号SLP ADC相比较。此时，根据计数操作使能信号EN来激活与比较部252一起设置于每一列中的计数器部254，使得参考信号SLP_ADC的给定电位与计数器部254以一一对应的方式变化，从而将垂直信号线19的像素信号电压Vx转换成数字数据。
此处，在传统布置中，当处理第一信号时(即在对复位电平Srst进行AD转换的P阶段处理周期中)，首先将计数器部254的每一触发器的计数值复位至为初始值0。然后，将计数器部254设定为递减计数模式，使得同时执行由比较部252进行的在参考信号SLP_ADC与像素信号电压Vx的P阶段电平之间的比较以及由计数器部254进行的计数操作，从而实现P阶段电平AD转换。这允许计数器部254保持这样的计数值：该计数值表示与复位电平Srst的幅值对应的数字值(复位数据)Drst(表示带符号的-Drst)。
接着，当处理第二信号时(即在对信号电平Ssig进行AD转换的D阶段处理周期中)，除了读出复位电平Srst之外，还读出与每一单元像素3的入射光的量对应的信号成分Vsig，从而执行与在读出P阶段时相同的操作。首先，将计数器部254设定为递增计数模式(与在P阶段处理时所用的模式相反的模式)，使得同时执行由比较部252进行的在参考信号SLP_ADC与像素信号电压Vx的D阶段电平之间的比较以及由计数器部254进行的计数操作，从而实现D阶段电平AD转换。
此时，与在P阶段处理时不同的是，从在P阶段读出及AD转换时所获得的像素信号电压Vx的复位电平Srst的数字值(复位数据)Drst开始，执行递增计数。信号电平Ssig等于复位电平Srst与信号成分Vsig之和。因此，信号电平Ssig的AD转换结果的计数值基本上为“Drst+Dsig”。然而，由于递增计数是从“-Drst”(即复位电平Srst的AD转换结果)开始，因此计数器部254所实际保持的计数值为“-Drst+(Dsig+Drst)＝Dsig”。
换句话说，计数器部254在计数操作时使用了不同的计数模式，即在P阶段处理时使用递减计数而在D阶段处理时则使用递增计数。因此，在计数器部254内，自动地计算计数值“-Drst”(即复位电平Srst的AD转换结果)与计数值“Drst+Dsig”(即信号电平Ssig的AD转换结果)之间的差值(执行减法)，使得计数器部254保持着与差值计算结果对应的计数Dsig。计数器部254所保持的与差值计算结果对应的计数Dsig表示与信号成分Vsig对应的信号数据。
如上所述，通过在两种场合下(即在P阶段处理时的递减计数时以及在D阶段处理时的递增计数时)执行的读出以及在计数器部254内的两次计数之间的差值计算，可消除包含了单元像素3间的差异的复位电平Srst。这使得可使用简单的配置来仅提供与每一单元像素3的入射光的量对应的信号成分Vsig的AD转换结果。因此，每一个AD转换部250不仅用作用于将模拟像素信号转换成数字像素数据的数字转换部，而且用作相关双采样(Correlated Double Sampling；CDS)功能部。
另一方面，在第一实施例中，尽管P阶段处理时的计数模式与D阶段处理时的计数模式之间的关系与传统技术中的关系相同，然而如图3A所示，在P阶段AD转换处理时及D阶段AD转换处理时，参考信号比较型AD转换是对同一信号连续地执行多次(W次，这里W为等于或大于2的正整数)。此时，用于AD转换的参考信号SLP_ADC在第二次AD转换时以与在第一次AD转换时相同的方式向前变化。从前一次AD转换结果开始以相同的模式执行计数操作。
这提供了与在P阶段处理及D阶段处理的每一者中对同一信号的AD转换结果的W倍相等的数据(求和数据)。通过将P阶段处理时及D阶段处理时的相反计数模式相结合来获得计算结果“-W·Drst+W·(Dsig+Drst)＝W·Dsig”。可理解，计数器部254用作数字积分器。尽管信号增大W倍，然而噪声很可能仅增大倍，从而提供了得以改善的噪声特性。这使得可在不会引起模拟求和中那样的动态范围问题的情况下降低随机噪声。
作为一种应用，原样地使用W·Dsig能够扩大输出数据的动态范围。这意味着，仅通过对于P阶段及D阶段中的每一者多次地执行参考信号比较型AD转换来进行求和，便可提供通过对同一图像多次地进行求和而获得的图像。结果，尽管增益设定保持不变，然而可获得具有两倍范围的数据。例如，关于P阶段及D阶段的参考信号比较型AD转换，如传统技术一样，在正常亮度下拍摄时执行一次AD转换。然而，在低照明度条件下拍摄时，对同一信号执行处理W次，从而在低照明度侧提供了更宽的可能拍摄范围。应注意，如果某种应用需要具有与原始数据相同大小的数据，则仅需对比原始数据大W倍的求和数据W·Dsig进行平均，即对上述求和值进行平均。
根据上述说明显而易见的是，在不使用本发明时，从可用的位宽度为n的AD转换部250获得W倍大的求和数据W·Dsig。此处，假定重复次数W满足不等式2^(M-1)＜W≤2^M，则必须将计数器部254、数据存储部256、切换部258A以及水平信号线18分别配置成具有“n+M”位宽度(这里M为等于或大于1的整数)(参照图1)。例如，当n＝12、M＝1并且W＝2时，必须将计数器部254、数据存储部256、切换部258A以及水平信号线18分别配置成具有13位宽度。
例如，图3B还显示了当W＝2时的计数器输出。首先，在P阶段处理时，将计数器部254的每一触发器复位至“0”。然后，将计数器部254设定为递减计数模式，使得同时执行由比较部252进行的在参考信号SLP_ADC与复位电平Srst之间的比较以及由计数器部254进行的计数操作，从而实现P阶段电平AD转换。结果，当完成第一次处理时，计数器部254保持这样的计数值：该计数值表示与复位电平Srst的幅值对应的数字值(复位数据)Drst(表示带符号的-Drst)。
接着，在第二次P阶段处理中，计数器部254保持为与在第一次处理时相同的递减计数模式，并从第一次处理中的复位电平Srst的数字值Drst(在此种情形中为负值)开始计数操作，使得同时执行由比较部252进行的在参考信号SLP_ADC与复位电平Srst之间的比较以及由计数器部254进行的计数操作，从而实现第二次P阶段电平AD转换。结果，当完成第二次处理时，计数器部254保持这样的计数值：该计数值表示与复位电平Srst的幅值的两倍对应的数字值2·Drst(表示带符号的-2·Drst)。换句话说，对于P阶段连续地执行两次参考信号比较型AD转换，使得计数器部254保持着负的计数。
接着，在第一次D阶段处理时，将计数器部254设定为递增计数模式(与在P阶段处理时所用的模式相反的模式)，并从与在P阶段读出及AD转换时所获得的像素信号电压Vx的复位电平Srst对应的数字值2·Drst(在此种情形中为负值)开始计数操作，使得同时执行由比较部252进行的在参考信号SLP_ADC与信号电平Ssig之间的比较以及由计数器部254进行的计数操作，从而实现第一次D阶段电平AD转换。结果，当完成第一次D阶段处理时，计数器部254保持着表示“-2·Drst+(Dsig+Drst)＝-Drst+Dsig”的计数值。
接着，在第二次D阶段处理中，计数器部254保持为与在第一次处理时相同的递增计数模式，并从第一计数结果或(-Drst+Dsig)开始计数操作，使得同时执行由比较部252进行的在参考信号SLP_ADC与信号电平Ssig之间的比较以及由计数器部254进行的计数操作，从而实现第二次D阶段电平AD转换。结果，当完成第二次处理时，计数器部254保持着表示“-Drst+Dsig+(Dsig+Drst)＝2·Dsig”的计数值。
如上所述，在第一实施例中，对于P阶段以递减计数模式连续地执行W次参考信号比较型AD转换，接着对于D阶段以递增计数模式连续地执行W次参考信号比较型AD转换。这使得能够对P阶段的W次数据(带符号的负值)与D阶段的W次数据进行求和。可对该复位电平Srst以及信号电平Ssig进行CDS并也对其进行求和。此种W次采样AD转换以及CDS被称为例如多重求和AD转换、数字积分、W次求和AD转换或W次积分AD转换。
通过水平传输将通过此种多重求和AD转换而获得的求和数据W·Dsig发送至输出部28。输出部28获得求和值平均数据Dsig，该求和值平均数据Dsig是通过由数字计算部29进行的数字信号处理将求和值除以W而求得的。尽管信号成分增大W倍，然而随机噪声变为从而提供了得以改善的噪声特性。如模拟求和一样，此种多重求和AD转换能够降低量化噪声及随机噪声而无需担心动态范围。此外，如果，作为一种应用，按原样使用W·Dsig来对数字信号进行求和而不对求和值进行前述的平均化，则可提供更高的增益以及更宽的动态范围。
[第一实施例：与帧率的关系]
图4为用于说明第一实施例的固体摄像装置1A的操作与帧率之间的关系的图。具体而言，图4为第一实施例解决方案的静态图像拍摄操作的概念图。
在第一实施例解决方案的情形中，在一个水平扫描周期(水平同步信号XHS之间的周期)内对于P阶段及D阶段执行多次(在图3A中为两次)参考信号比较型AD转换。因此，在使用第一实施例解决方案时，总的AD转换时间比在传统技术中的时间长多倍(在图3A中为两倍)，从而导致帧率降低并可能会在移动图像拍摄时引发问题。
然而，如果在静态图像拍摄时使用机械快门，则帧率的降低不会成为问题。如图4所示，例如，在静态图像拍摄时使像素阵列部10的所有单元像素3同时复位(称为所有像素同时关闭)(t10)，接着在给定时间段中执行曝光(电荷累积)并关闭机械快门(t12)。在从所有像素同时关闭至机械快门关闭的期间中累积信号电荷。之后，从像素阵列部10每次一行地读出像素信号至列AD转换部26，其中快门是关闭的以便使用AD转换部250来进行AD转换。此种像素信号读出以及AD转换仅需缓慢进行。在静态图像拍摄时，对于P阶段及D阶段多次地执行参考信号比较型AD转换所造成的帧率的降低几乎不会造成问题。
[固体摄像装置：第二实施例]
图5至图5C为用于说明第二实施例的固体摄像装置的图。图5为第二实施例的固体摄像装置的配置示意图。图5A为用于说明第二实施例(第一实例)的固体摄像装置1B_1中所用的切换部258B_1的图。图5B为用于说明第二实施例(第二实例)的固体摄像装置1B_2中所用的切换部258B_2的图。图5C为用于说明第二实施例(第三实例)的固体摄像装置1B_3中所用的切换部258B_3的图。
在第一实施例中，通过设置在列AD转换部26的下一级处的数字计算部29来对求和数据进行平均。然而，在第二实施例中，是通过列AD转换部26来对求和数据进行平均。在所有其他方面，第二实施例均与第一实施例相同。在下文中，将着重说明与第一实施例的不同之处。
首先，将第二实施例的固体摄像装置1B_1以及固体摄像装置1B_2中每一者的计数器部254配置成具有“n+M”位宽度。然而，将数据存储部256以及水平信号线18配置成具有n位宽度。“n+M”位宽的计数器部254与n位宽的水平信号线之间存在M位的差别。利用此种差别，由AD转换部250执行1/2^M的除法(数字积分)。
执行1/2^M的除法的功能是通过切换部258B的数据选择控制来实现的。因此，设置于计数器部254与数据存储部256之间的切换部258B的配置不同于第一实施例中的配置。第二实施例的切换部258B具有数据选择功能，以选择从计数器部254输出的“n+M”位数据中的较高n位或较低n位并将所选择的数据递送至数据存储部256。基本上，在多重求和AD转换处理时，切换部258B仅将从计数器部254输出的“n+M”位数据中的较高n位递送至n位宽的数据存储部256，并舍弃该数据的M位以简化除法。可考虑的是，使平均化处理部包括数据存储部256以及切换部258B。
例如，图5A至图5C显示了n＝13、W＝2并且M＝1的情形。计数器部254包括以脉动计数器的方式连接的14(＝n+M＝13+1)级触发器FF。数据存储部256包括13个锁存器LT。
在第二实施例(第一实例)的固体摄像装置1B_1的情形中，如图5A中的(1)所示，将数据存储部256划分成两组(即较高的六位以及较低的七位)，使得每一组的数据均是在独立的水平信号线18上进行传输。此种布置称为多总线配置。
划分成各组(多条总线)的优点在于能缩短传输时间。如果如在稍后所要说明的第二实例中一样，数据是在单一总线上进行传输，则由于数据必须每次一位地进行传输，因而传输数据所需的时间为13个时钟。相比之下，由于划分后的总线相互独立，因而多条总线允许数据以同一时序每次多个数据地进行传输。例如，如果以第七位作为边界，将第零位至第六位分配至总线1并将第七位至第十二位分配至总线2，则第零位与第七位会以同一时序进行传输。尽管在总线1上传输第零位至第六位要花费7个时钟，但同时会在总线2上传输第七位至第十二位。因此，传输所有位仅花费7个时钟。
为实现此种解决方案，使用共用线BUS1来将数据存储部256的用于较高六位(第七位至第十二位)的锁存器LT的输入侧连接在一起，并且使用共用线BUS2将数据存储部256的用于较低七位(第零位至第六位)的锁存器LT的输入侧连接在一起。在计数器部254的较高六位(第八位至第十三位)的触发器FF的输出侧与共用线BUS1之间都设置有单输入/单输出开关SW。在计数器部254的较低七位(第零位至第六位)的触发器FF的输出侧与共用线BUS2之间都设置有单输入/单输出开关SW。
首先，在剩余的第七位(大约在中心处)的触发器FF的输出侧设置有开关SW_07。在第七位的触发器FF的输出端与共用线BUS1及共用线BUS2之间设置有双输入/单输出开关SW_BUS。单输入/单输出开关SW以及双输入/单输出开关SW在其控制输入端处均被提供有开关控制信号SW。开关控制信号SW规定了连接定时。可根据该开关控制信号SW来切换(启用或禁用)在输入端与输出端之间的连接。
从通信及时序控制部20向单输入/单输出开关SW_00至SW_13分别提供有效高电平的开关控制信号SW00至SW13。这些开关控制信号SW00至SW13启用或禁用单输入/单输出开关SW_00至SW_13。从通信及时序控制部20向开关SW_BUS提供开关控制信号SELBUS。开关控制信号SELBUS对将第七位的计数数据递送至共用线BUS1还是递送至共用线BUS2进行控制。例如，当开关控制信号SELBUS为低电平时，选择共用线BUS1，而当开关控制信号SELBUS为高电平时，则选择共用线BUS2。
从通信及时序控制部20向各个锁存器LT分别提供锁存(载入)控制信号LAT00～LAT12。锁存(载入)控制信号LAT00～LAT12规定了对应的各个锁存器LT的锁存(载入)定时。锁存器LT与锁存控制信号LAT的前沿同步地载入并保持数据。
如图5A中的(2-1)和图5A中的(2-2)所示，在不同位的开关控制信号SW之间以及锁存控制信号LAT之间存在着一个时钟的相位差，并且在对应位的开关控制信号SW与锁存控制信号LAT之间存在着半个时钟的相位差。将开关控制信号SW控制成滞后于对应的锁存控制信号LAT半个时钟，以在锁存控制信号LAT的后沿处载入数据。
设置在第七位的锁存器的输出侧处的开关SW_BUS在第七位的计数数据的不同目的地之间进行切换。开关SW_BUS在正常AD转换(开关控制信号SELBUS：低电平)时将数据传输至共用线BUS1，而在2次积分AD转换(开关控制信号SELBUS：高电平)时将数据传输至共用线BUS2。
此处，如图5A中的(2)所示，通过以任意次序在开关控制信号SW与锁存控制信号LAT之间进行切换并同时保持这些信号的位位置之间的一致性，将数据从计数器部254传输至数据存储部256。换句话说，通信及时序控制部20与将要从计数器部254递送至数据存储部256的数据的位位置对应地依序在开关控制信号SW与锁存控制信号LAT之间进行切换。
例如，图5A中的(2-1)显示了以12位分辨率执行正常1次积分AD转换并且计数器部254的第十三位用作符号位的情形。由于不需要该14位中的最高位，因而将最高位的开关控制信号SW13保持为无效。以任意次序(例如以上升顺序)来切换剩余的开关控制信号SW00至开关控制信号SW12。如同对开关控制信号的切换一样来切换对应的位位置的锁存控制信号LAT00至LAT12。换句话说，切换部258执行连接及转换，以用于将第零位的计数数据传输至第零位(LSB；最低有效位)的锁存器LT，依此类推，最后将第十二位的计数数据传输至第十二位(MSB最高有效位)的锁存器LT。
另一方面，图5A中的(2-2)显示了以计数器部254的12位分辨率执行2次积分AD转换的情形。在此种情形中，计数数据在宽度上等效于包括符号位在内的14位。然而，由于通过舍弃最低位来将数据调整至13位，因而当将计数数据传输至数据存储部256时，将最低位的开关控制信号SW00保持为无效。在从计数器部254输出的数据的14位中，仅将该数据的较高13位递送至13位宽的数据存储部256。较低位数据(在本实例中为一位数据或LSB数据)则被舍弃。以任意次序(例如以上升顺序)来切换剩余的开关控制信号SW01至SW13。如同对开关控制信号的切换一样，以任意次序(例如以上升顺序)来切换对应的位位置的锁存控制信号LAT00至LAT12。换句话说，切换部258执行连接及转换，以用于将第一位的计数数据传输至第零位(LSB)的锁存器LT，依此类推，最后将第十三位的计数数据传输至第十二位(MSB)的锁存器LT。
因此，在其中执行2次采样AD转换以及CDS的2次积分AD转换时，AD转换部250执行1/2^M＝1/2的除法，这使得能够用AD转换部250对求和值进行平均。此种方法确保了：作为信号处理块，数据位计数在正常AD转换时与在多重求和AD转换时相同(13位)，从而使得电路易于配置。
应注意，并非绝对地必须将数据存储部256划分成较高位组以及较低位组并对计数器输出的边界位(在第一实例中为第七位)使用双输入/单输出开关以选择性地在上述两组的共用线之间进行切换。在第二实施例(第二实例)的固体摄像装置1B_2的情形中，例如，并不将数据存储部256划分成各个组。相反，如图5B中的(1)所示，数据存储部256的所有输入侧均连接至共用线BUS，在计数器部254的触发器FF的输出侧与共用线BUS之间设置有单输入/单输出开关SW。第二实例的优点在于，对于所有开关SW都能使用简单的单输入/单输出开关。
在上述第二实施例(第二实例)中，如图5B中的(2)所示，也以任意次序切换切换控制信号SW与锁存控制信号LAT，同时保持这些信号的位位置之间的一致性，从而将数据从计数器部254传输至数据存储部256。应注意，不同于第一实例的是，将开关控制信号SW控制成超前于对应的锁存控制信号LAT半个时钟，以在锁存控制信号LAT的前沿处载入数据。
例如，图5B中的(2-1)显示了执行正常的1次积分AD转换的情形。将最高位的开关控制信号SW13保持为无效。以任意次序(例如以上升顺序)来切换剩余的开关控制信号SW00至SW12。如同对开关控制信号的切换一样，以任意次序(例如以上升顺序)来切换对应的位位置的锁存控制信号LAT00至LAT12。
图5B中的(2-2)显示了执行2次积分AD转换的情形。在该14位中，仅使用数据的较高13位。因此，将最低位的开关控制信号SW00保持为无效。以任意次序(例如以上升顺序)来切换剩余的开关控制信号SW01至SW13。如同对开关控制信号的切换一样地切换对应的位位置的锁存控制信号LAT00至LAT12，从而舍弃数据的较低一位。
在第二实施例(第三实例)的固体摄像装置1B_3的情形中，如图5C中的(1)所示，在计数器部254的触发器FF的输出侧与数据存储部256的锁存器LT之间设置双输入/单输出开关SW。开关SW(其输出端连接至第k(其中k为0至n中的任一者)位的锁存器LT)将其第一输入端连接至第k位的触发器FF的输出端，并将其第二输入端连接至第“k+1”位的触发器FF的输出端。
应注意，对于总体部署而言，例如设置有(M+1)输入/单输出开关SW。开关SW(其输出端连接至第k(其中k为0至n中的任一者)位的锁存器LT)将其第一输入端连接至第k位的触发器FF的输出端，并将其第二输入端连接至第“k+1”位的触发器FF的输出端。该开关SW将它的其他输入端以相同方式进行连接，最后将其第M+1输入端连接至第“k+M”位的触发器FF的输出端。这使得可应对任意重复次数。如果重复次数W是固定的，则可提供双输入/单输出开关SW，使得该开关SW(其输出端连接至第k位的锁存器LT)将其第一输入端连接至第k位的触发器FF的输出端并将其第二输入端连接至第“k+M”位的触发器FF的输出端。换句话说，无论使用哪种类型的开关SW，均仅需以与要从计数器部254的数据输出端递送至数据存储部256的数据的位位置对应的方式来连接开关SW的输入端。
从通信及时序控制部20向各开关SW共同地提供开关控制信号SW。开关控制信号SW控制这些开关SW。如图5C中的(2)所示，例如，开关控制信号SW在正常AD转换时为低电平，而在执行2次采样AD转换以及CDS的2次积分AD转换时为高电平。每一开关SW均在开关控制信号SW为低电平时选择第k位的触发器FF的输出端，并在开关控制信号SW为高电平时选择第k+M(在本实例中为第k+1)位的触发器FF的输出端。
从通信及时序控制部20向各锁存器LT共同地提供锁存控制信号LAT。锁存控制信号LAT控制锁存定时。锁存器LT与锁存控制信号LAT的前沿同步地载入并保持数据。
如果计数器部254以12位分辨率执行正常的1次积分AD转换，则当将包括符号位的13位计数数据传输至数据存储部256时，开关控制信号SW为低电平，并且锁存控制信号LAT在给定定时处为有效高电平。结果，切换部258执行连接及转换，以用于将第零位的计数数据传输至第零位(LSB)的锁存器LT，依此类推，最后将第十二位的计数数据传输至第十二位(MSB)的锁存器LT。
另一方面，如果计数器部254以12位分辨率执行2次积分AD转换，则计数数据在宽度上等效于包括符号位在内的14位。当将计数数据传输至数据存储部256时，开关控制信号SW为高电平，并且锁存控制信号LAT在给定定时处为有效高电平。结果，切换部258执行连接及转换，以用于将第一位的计数数据传输至第零位(LSB)的锁存器LT，依此类推，最后将第十三位的计数数据传输至第十二位(MSB)的锁存器LT。在从计数器部254输出的数据的14位中，仅将数据的较高13位递送至13位宽的数据存储部256。较低位数据(在本实例中为一位数据或LSB数据)则被舍弃。
在第三实例的情形中，无需如在第一实例以及第二实例中那样对开关SW的变换进行控制。换句话说，控制信号SW以及控制信号LAT共同地分别连接至各开关以及各锁存器，这使得无法对变换进行控制。当通信及时序控制部20改变控制信号SW以及LAT的状态时，无论数据位位置如何，不同位的开关SW以及锁存器LT均被一起切换。当锁存控制信号LAT变至有效高电平时，计数器部254的计数数据被一起锁存至数据存储部256的对应的位位置。
因此，在第三实例中，AD转换部250也在多重求和AD转换时执行1/2^M＝1/2的除法。实际上，这允许通过AD转换部250对求和值进行平均。如同第一实例中一样，在第三实例中，作为信号处理块，数据位计数在正常AD转换时与在多重求和AD转换时相同(13位)，从而使得电路易于配置。
应注意，尽管此处开关控制信号SW以及锁存控制信号LAT共同地分别接线至各开关以及各锁存器，然而这并不是绝对必要的。可替代地，开关控制信号SW或锁存控制信号LAT中的每一者均可接线至对应的开关或对应的锁存器。在此种情形中，也是无论数据位位置如何，通信及时序控制部20均仅需一起改变控制信号SW以及控制信号LAT的状态。无论控制信号SW与控制信号LAT如何接线，通信及时序控制部20均仅需一起改变控制信号SW以及控制信号LAT的状态，使得无论数据位位置如何，均将数据从计数器部254一起传输至数据存储部256。
第二实施例(第一实例至第三实例)的解决方案使用计数器部254来执行求和，并通过控制设置于计数器部254与数据存储部256之间的切换部258的开关来进行移位，从而以简便的方式实现二进制除法。这使得可容易地执行求和值平均化，从而提供比在对单纯(精确)求和值平均化电路进行配置时更小的布局。甚至此种方法不会对正常AD转换造成不利影响。可采用当选择“n+M”位数据中的较高n位并将其递送至数据存储部256时不会受到重复次数W影响的开关配置。根据应用，可按照需要来改变重复次数W。
应注意，尽管在第二实施例中，对不同的部进行控制以进行用于执行一次n位AD转换的正常AD转换及用于执行W次n位AD转换的数字积分，然而这并不是绝对必要的。如果仅处理数字积分便足够，则不需将切换部258B配置成舍弃数据的较高位。仅需将切换部258B配置成舍弃数据的较低位。
[固体摄像装置：第三实施例]
图6以及图6A为用于说明第三实施例的固体摄像装置的图。此处，图6为第三实施例的固体摄像装置1C的配置示意图。尽管此处显示的是第一实施例的修改实例，然而可以按相同的方式对第二实施例作出修改。图6A为用于说明第三实施例的固体摄像装置1C的操作的图。
如稍后所要说明的第四实施例一样，第三实施例提供了解决关于第一实施例所述的帧率降低的对策。在下文中，将着重于与第一实施例的不同之处进行说明。第三实施例以及第四实施例中解决帧率降低的对策的基本思想是，在对于P阶段以及D阶段重复进行W次的多重求和AD转换时以快W倍的速度执行参考信号比较型AD转换，从而保持帧率不变。通过对参考信号生成部27以及AD转换部250的操作进行加速，能防止帧率降低。
此处，以快W倍的速度执行参考信号比较型AD转换的可能解决方案是，将AD转换部250(计数器部254)的计数操作加速W倍并让用于AD转换的参考信号SLP_ADC的斜率更陡。
为使AD转换部250的计数器部254的计数操作加速W倍，第三实施例的固体摄像装置1C的通信及时序控制部20向计数器部254提供计数时钟CKcntW。计数时钟CKcntW具有比计数时钟CKcnt1高W倍的频率。作为电路，AD转换部250是以与第一实施例的AD转换部250A相同的方式配置而成。计数时钟CKcntW是例如通过PLL由通信及时序控制部20的时钟转换部20a产生。用于让计数器部254工作的计数时钟CKcntW的频率必须比第一实施例中的频率高W倍。结果，由于加速，AD转换部250的能耗不可避免地增大。在这些方面，第三实施例解决帧率降低的对策类似于根据稍后所要说明的第四实施例的对策。
另一方面，为了让用于AD转换的参考信号SLP_ADC的斜率更陡，在第三实施例中，以快W倍的速度来使构成DA转换单元270的计数器工作，而不是改变DA转换单元270的规定电流或电流-电压转换电阻。此种方法被称为用于加速DA转换单元270的计数器部312的时钟的方法。
尽管稍后将进行说明，然而在第四实施例中为了使用于AD转换的参考信号SLP_ADC的斜率更陡，是将电流-电压转换电阻增大W倍，而不是改变DA转换单元270的规定电流或构成DA转换单元270的计数器的工作速度。此种方法被称为通过改变电阻来加速电流-电压转换的方法。除这些方法之外，也可通过使DA转换单元270的规定电流增大W倍而不是改变构成DA转换单元270的计数器的工作速度或电流-电压转换电阻，来将计数器部312的计数值的权重增大W倍(例如参见图10中的箭头C，图10显示了稍后将会说明的第七实施例)。此种方法被称为用于通过改变电流来加速电流-电压转换的方法。
为了使DA转换单元270的计数操作加速W倍，通信及时序控制部20向DA转换单元270提供计数时钟CKdacW而不是计数时钟CKdac1，以使DA转换单元270的计数器部312工作。计数时钟CKdacW具有比计数时钟CKdac1高W倍的频率。作为电路，DA转换单元270是以与第一实施例的方式相同的方式配置而成。计数时钟CKdacW是例如通过PLL由通信及时序控制部20的时钟转换部20a产生。可在参考信号生成部27中设置有时钟转换部，使得向DA转换单元270提供计数时钟CKdac1并使得参考信号生成部27中的时钟转换部产生频率比计数时钟CKdac1高W倍的计数时钟CKdacW。
正如在第一实施例中可使用同一时钟作为计数时钟CKcnt1以及计数时钟CKdac1那样，在第三实施例中也可使用同一时钟作为计数时钟CKcntW以及计数时钟CKdacW。
如果如同在图6A中的(1)所示的参考信号SLP_ADC的生成过程中一样，DA转换单元270的计数时钟具有比计数时钟CKdac1高W倍(在图6A中的(1)中为两倍及四倍)的频率，则甚至当每一时钟的电压变化ΔSLPdac(＝I_0×R_340)与第一实施例中的相同并且未改变DA转换单元270的规定电流或电流-电压转换电阻时，也可使参考信号SLP_ADC的斜率比在第一实施例中陡W倍。这时，如果如同在图6A中的(2)所示的整体操作中一样，将频率比计数时钟CKcnt1高W倍(在图6A中的(2)中为两倍)的计数时钟CKcntW用于计数器部254，则对于同一像素信号电压Vx，每次均可获得相同的计数数据，从而提供W倍倍增的数据。
因此，在第三实施例中，参考信号生成部27(DA转换单元270)以快W倍的速度产生参考信号SLP_ADC，并且计数器部254也以快W倍的速度执行计数操作，从而加速了AD转换并防止了由多重求和AD转换造成的帧率降低。
此处，第三实施例中用于加速DA转换单元270的计数器部312的计数操作的方法的优点在于，由于可通过改变计数器时钟速度来解决帧率的降低，因而此种修改形式易于实现。此种方法的优点还在于，如先前所述，可将同一计数器时钟用于AD转换部250以及DA转换单元270。然而，应注意，尽管产生一次参考信号SLP_ADC所需的能耗与第一实施例中相同，然而在水平扫描周期中参考信号SLP_ADC是重复地产生W次。因此，能耗将会很可能增大大约W倍。另外，必须将用于使DA转换单元270工作的计数时钟CKdac在频率上比在第一实施例中增大W倍，从而也造成计数器部312的更高能耗。因此，第三实施例的解决方案由于比在第四实施例中更频繁地进行加速而造成了更高的能耗。
[固体摄像装置：第四实施例]
图7至图7B为用于说明第四实施例的固体摄像装置的图。此处，图7为第四实施例的固体摄像装置1D的配置示意图。尽管此处显示的是第一实施例的修改实例，然而可以按相同的方式对第二实施例作出修改。图7A为示出了第四实施例的固体摄像装置1D中所用的参考信号生成部27D的配置实例的图。图7B为用于说明第四实施例的固体摄像装置1D中的参考信号生成部27D(DA转换单元270D)的操作的图。
如关于第三实施例中所概述的那样，第四实施例提供了解决关于第一实施例所述的帧率降低的对策。具体而言，第四实施例与第三实施例的不同之处在于，将电流-电压转换电阻增大W倍，而不是改变规定电流(I_0)或构成DA转换单元270D的计数器的工作速度。
如图7所示，为将AD转换部250的计数器部254的计数操作加速W倍，第四实施例的固体摄像装置1D的通信及时序控制部20向计数器部254提供计数时钟CKcntW。计数时钟CKcntW具有比计数时钟CKcnt1高W倍的频率。另一方面，为确保DA转换单元270D以与在正常AD转换时相同的速度执行计数操作，如在第一实施例中一样，通信及时序控制部20向DA转换单元270D提供计数时钟CKdac1作为用于使DA转换单元270D的计数器部312工作的时钟。换句话说，构成DA转换单元270D的计数器以与在第一实施例中相同的速度进行工作。因此，在第四实施例中，不能将同一计数器时钟用于DA转换单元270D以及AD转换部250(计数器部254)。
举例来说，如图7A所示，第四实施例的DA转换单元270D首先包括位于晶体管元件340与标准电源Vref之间的单输入/单输出开关344_1。DA转换单元270D还包括与电阻为R_340的电阻器元件340并联的电阻器元件342_W，这些电阻器元件342_W各具有R_342_W的电阻。DA转换单元270D包括分别位于所增加的电阻器元件342_W中的一者与标准电源Vref之间的单输入/单输出开关344_W。开关344_W在它们的控制输入端被提供有来自通信及时序控制部20的控制信号。该控制信号控制着AD转换的模式，即按次数执行求和。电阻器元件340及342以及开关344构成了电流-电压转换部346，该电流-电压转换部346的电阻可在电流-电压转换时改变。电阻器元件340的电阻R_340与电阻R_342_W之比必须为1∶W。在正常AD转换时，仅开关344_1接通，其余开关则关闭。在多重求和AD转换时，开关344_W接通，其余开关则关闭。这确保了电流-电压转换电阻比正常AD转换时大W倍。
应注意，此处所示的电流-电压转换部346的配置仅仅是实例。可通过组合串联及并联电阻器元件电路以及开关来以很多种方式构成电流-电压转换部346。可采用任何配置，只要电流-电压转换电阻在多重求和AD转换(数字积分)时能够比在正常AD转换时增大W倍即可。
如果如在图7B中的(1)所示的参考信号SLP_ADC的生成过程中一样，DA转换单元270的电流-电压转换电阻比在正常AD转换时大W倍，则在不改变DA转换单元270的规定电流或计数时钟的情况下，每一时钟的电压变化ΔSLPdac增大W倍。结果，与第一实施例相比，可使参考信号SLP_ADC的斜率变陡W倍。此时，如果如在图7B中的(2)所示的整体操作中一样，将频率比计数时钟CKcnt1高W倍(在图7B中的(2)中为两倍)的计数时钟CKcntW用于计数器部254，则对于同一像素信号电压Vx，每次均可获得相同的计数数据，从而提供W倍倍增的数据。第四实施例也对AD转换进行加速，从而解决了由多重求和AD转换造成的帧率降低。
此时，电流-电压转换电阻比在正常AD转换时大W倍。因此，产生一次参考信号SLP_ADC所需的能耗为第一实施例中的能耗的W分之一，并且在水平扫描周期中重复地产生参考信号SLP_ADC_W次。因此，就电流-电压转换而言，能耗将会很可能与在第一实施例中大体相同。结果，尽管进行加速，然而能耗将会保持不变。另外，无需增大用于使DA转换单元270工作的计数时钟CKdac的频率。结果，计数器部312的能耗保持不变。因此，第四实施例的解决方案使得能耗的增加低于先前所述的第三实施例中的能耗增加。第四实施例的用于利用电阻来加速DA转换单元270D的电流-电压转换的解决方案的优点在于，DA转换单元270D的能耗保持不变并且向DA转换单元270D馈送的时钟的速度相同，从而在不会增大参考信号生成部27D的能耗的情况下解决帧率降低的问题。
[固体摄像装置：第五实施例]
图8及图8A为用于说明第五实施例的固体摄像装置的图。此处，图8为第五实施例的固体摄像装置1E的配置示意图。尽管此处显示的是第一实施例的修改实例，然而也可以按相同的方式对第二实施例至第四实施例作出修改。图8A为用于说明第五实施例的固体摄像装置1E的操作的时序图。
第五实施例从不同于帧率的方面对多重求和AD转换的操作进行加速。在第一实施例中，用于AD转换的参考信号SLP_ADC在第二次AD转换时以与在第一次AD转换时相同的方式向前变化。这需要具有使参考信号SLP_ADC恢复至其准备电位(图8A中的最大电位)的时间段以及具有稳定时间。第五实施例是被设计用于解决此种问题，从而通过从第一次AD转换完成时的参考信号SLP_ADC的最终值开始沿相反方向(即反转符号)改变参考信号SLP_ADC(通过产生相反方向的参考信号SLP_ADC)、同时保持斜率不变，来缩短将参考信号SLP_ADC恢复至其准备电位所需的时间。
为了在保持斜率不变的同时沿相反方向改变参考信号SLP_ADC，将DA转换单元270的计数器部312配置成能够在递减计数模式与递增计数模式之间进行切换。然后，仅需以与用于第一次AD转换的计数模式相反的计数模式(从第一次AD转换完成时的最终值开始)来使计数器部312工作。例如，如果计数器部312在第一次AD转换时以递增计数模式进行工作，则计数器部312在第二次AD转换时必须以递减计数模式进行运作。应注意，如果重复次数W为3或更大，则仅需在奇数次AD转换时以与在第一次AD转换时相同的方式改变参考信号SLP_ADC，并在偶数次AD转换时以与在第二次AD转换时相同的方式改变参考信号SLP_ADC。
为了实现此种控制，如图8所示，从通信及时序控制部20向DA转换单元270提供控制信号SEL。控制信号SEL对将会执行多少次AD转换进行控制。DA转换单元270使用控制信号SEL来控制参考信号SLP_ADC的变化方向，这是多重求和AD转换所特有的。将计数器部312配置成能够在递减计数模式与递增计数模式之间进行切换。计数器部312在奇数次AD转换与偶数次AD转换之间以不同的计数模式进行工作。此种简单配置的优点在于，可改变参考信号SLP_ADC的变化方向。
AD转换部250在奇数次AD转换与偶数次AD转换之间进行用于AD转换的参考信号SLP_ADC的变化方向的反转。更具体而言，在第五实施例的固体摄像装置1E的AD转换部250中，甚至在偶数次AD转换时，也仅需计数器部254根据从比较部252提供的比较输出Co而在计数操作使能信号EN为高电平时执行计数操作。
例如，如图8A所示，在奇数次AD转换时，当参考信号SLP_ADC开始变化时，参考信号SLP_ADC高于像素信号电压Vx，并且比较输出Co以及计数操作使能信号EN为高电平。因此，在奇数次AD转换时，计数器部254在参考信号SLP_ADC开始变化时开始计数操作，并且在计数操作使能信号EN由于参考信号SLP_ADC与像素信号电压Vx相互交叉因而变至低电平时停止计数操作。
另一方面，在偶数次AD转换时，当参考信号SLP_ADC开始变化时，参考信号SLP_ADC低于像素信号电压Vx，并且比较输出Co以及计数操作使能信号EN为低电平。因此，在偶数次AD转换时，计数器部254在参考信号SLP_ADC开始变化时并不开始计数操作。相反，当计数操作使能信号EN由于参考信号SLP_ADC与像素信号电压Vx相互交叉因而变至高电平时，计数器部254才开始计数操作。
换句话说，在本实例中，列AD转换部26的计数器部254仅需在奇数次AD转换时执行计数操作，直到参考信号SLP_ADC与像素信号电压Vx相互交叉为止。计数器部254在偶数次AD转换时仅需当参考信号SLP_ADC与像素信号电压Vx相互交叉时才开始计数操作。第五实施例的相同之处在于，计数操作是根据从比较部252输出的比较输出Co而在计数操作使能信号EN处于有效状态的时间段中予以执行，从而不需改变电路配置并确保容易进行修改。
[固体摄像装置：第六实施例]
图9及图9A为用于说明第六实施例的固体摄像装置的图。此处，图9为第六实施例的固体摄像装置1F的电路配置简化图，其着重于噪声特性。图9A为用于说明第六实施例的固体摄像装置1F的操作的时序图。
第六实施例被设计成通过使用多重求和AD转换而在无需对电路进行任何改动的情况下提供得以改善的噪声特性。基本思想是：产生具有比n位AD转换更好的噪声特性的图像输出，尽管由于进行求和值平均化而使电路噪声Nc以及量化噪声Nq增大1/√2^M倍因而使精度为“n-M”位。此时，在正常n位AD转换与重复2^M次的“n-M”位求和之间，计数是相同的。此外，不需要进行平均化。仅需将计数器部254配置成具有与正常AD转换一样多的位宽度。当重复进行多重求和AD转换W次并使参考信号SLP_ADC的斜率变陡W倍时同样如此。另一方面，如果当W满足不等式2^(M-1)＜W≤2^M(这里M为等于或大于1的正整数)时使参考信号SLP_ADC的斜率变陡2^W倍，则重复了W次的“n-M”位多重求和AD转换时的计数等于或小于n位AD转换时的计数。因此，仅需以与用于正常AD转换的方式相同的方式来配置计数器部254。在下文中，为便于理解，除非另外指明，否则都是对W＝2^M的情形进行说明。
为实现此目的，如图9所示，第六实施例的固体摄像装置1F的通信及时序控制部20在多重求和AD转换时向计数器部254提供与在正常AD转换时相同的计数时钟CKcnt1作为用于使计数器部254工作的时钟。
另一方面，对参考信号生成部27采用了图9中箭头A、箭头B以及箭头C所示的方法中的一者，以使参考信号SLP_ADC的斜率在多重求和AD转换时比在正常AD转换时变陡2^M倍。箭头A表示用于使用在频率上高2^M倍的计数时钟CKdac2^M来加速DA转换单元270的计数器部312的时钟操作的方法(参照第三实施例)。箭头B表示用于通过改变电流-电压转换电阻以使电阻器元件340的电阻R_340与电阻器元件342_M的电阻R_342M之比为1∶2^M来加速AD转换的方法(参照第四实施例)。箭头C表示用于通过改变用于电流-电压转换的电流来加速AD转换的方法。
如果在多重求和AD转换时，以与在正常AD转换时相同的速度来使计数器部254工作，并且使参考信号SLP_ADC的斜率变陡2^M倍，则AD转换分辨率变为1/2^M。图9A显示了n＝10、M＝1并且重复次数W＝2的情形。AD转换范围在正常AD转换时为10位宽，而在多重求和AD转换时则为9位宽。
此时，可如下文所述对噪声特性进行检测。首先，用Nc表示电路噪声并且用Nq表示量化噪声，源自电路的总的随机噪声Ntotal为√(Nc^2+Nq^2)。此处，参考信号比较型AD转换的电路噪声Nc大体上取决于参考信号生成部27(更具体而言，DA转换单元270)以及比较部252的噪声。用于从n位切换至“n-M”位的方法取决于参考信号生成部27的电流步长(ΔSLPadc)。然而，此时的电路噪声取决于电流-电压转换电阻器元件340及342以及流经这些元件的电流。因此，对于箭头A、箭头B以及箭头C所示的所有方法，在参考信号生成部27的输出端处的电路噪声大体相同。
另一方面，用X表示位计数并且用Δ表示分辨率，量化噪声Nq为Δ/√12(参照下文中所示的文献)。因此，n位的量化噪声Nq(Nq_n＝Δ_n/√12)小于“n-M”位的量化噪声Nq(Nq_n-M＝Δ_n-M/√12)。换句话说，切换至“n-M”位会使位精度较低，从而使量化噪声增大。
文献：Akira Yukawa，“Signal Handling in Mixed Signal LSI Design-Problems with Frequency Ranges，Sampling and A-D/D-A Conversion，”(Design Wave Magazine，2004年十月发表，CQ出版，第87-93页)，具体而言，第91页中的“Quantizing Noise Produced by A-D Conversion”。
此处，通过对求和值进行2^M次平均化，噪声特性变为1/√2^M。因此，只要电路噪声大于量化噪声，电路噪声以及量化噪声减小至1/√2^M的减小量便会大于由于切换至“n-M”位而引起的量化噪声的增加量。这允许“n-M”位AD转换具有优良的噪声特性。对于满足不等式2^(M-1)＜W≤2^M的W同样如此。
[固体摄像装置：第七实施例]
图10至图10B为用于说明第七实施例的固体摄像装置的图。此处，
图10为第七实施例的固体摄像装置1G的电路配置简化图，其着重于噪声特性。图10A为用于说明第七实施例的固体摄像装置1G的操作的时序图。图10B为用于说明第七实施例的固体摄像装置1G的操作中的量化噪声的图。
如在第六实施例中一样，第七实施例以“n-M”位精度执行多重求和AD转换。然而，第七实施例使量化噪声降低，从而提供了具有甚至比n位AD转换更好的噪声特性的图像输出。换句话说，第六实施例的解决方案不能提高计数器部254的计数时钟CKcnt1的速度。结果，如果降低位精度，则可抑制源自电路的随机噪声。而这又会造成更多的量化噪声。第七实施例提供了解决该问题的对策。
首先，在正常n位AD转换与重复2^M次的“n-M”位求和之间，计数是相同的。此外，不需要进行平均化。仅需将计数器部254配置成与正常AD转换一样多的位宽度。当重复进行多重求和AD转换W次并使参考信号SLP_ADC的斜率变陡W倍时，同样如此。另一方面，如果当W满足不等式2^(M-1)＜W≤2^M(这里M为等于或大于1的正整数)时使参考信号SLP_ADC的斜率变陡2^W倍，则重复了W次的“n-M”位多重求和AD转换的计数等于或小于n位AD转换的计数。因此，仅需以与正常AD转换时的方式相同的方式来配置计数器部254。在下文中，为便于理解，除非另外指明，否则都是对W＝2^M的情形进行说明。降低量化噪声的基本思想是：在每一次AD转换中，将计数器部254的计数时钟CKcnt1与参考信号SLP_ADC相对地移位“1/2^M”LSB。第七实施例的此种方法被称为“与相位移位相结合”的多重求和、W次求和或W次积分AD转换。
由于上述二者是“相对地”进行移位，因而可采用如下的第一方法：即在每一次AD转换时，在计数器部254中将计数时钟CKcnt1的相位移位“1/2^M”LSB、同时在与在第六实施例中相同的定时处改变DA转换单元270中的参考信号SLP_ADC。与以上方法相比，还可采用如下的第二方法：在每一次AD转换时，将参考信号SLP_ADC的相位移位“1/2^M”LSB、同时在计数器部254中使用与在第六实施例中相同的计数时钟CKcnt1。当然，可将这两种方法相结合。第二方法以操作实例的方式显示于图10A及图10B中。
为实现此目的，第七实施例的固体摄像装置1G的通信及时序控制部20在多重求和AD转换时向计数器部254提供计数时钟CKcnt1(箭头D)作为用于使计数器部254工作的时钟。例如，当采用第一方法时，将计数时钟CKcnt1在相位上移位“1/2^M”LSB。可使用广为人知的电路配置来对计数时钟CKcnt1在相位上进行移位。尽管此处未详细说明，然而例如可将计数时钟CKcnt1馈送至移位寄存器，从而以频率比计数时钟CKcnt1高2^M倍的时钟对计数时钟CKcnt1进行顺次移位，从而向计数器部254提供给定移位级的输出。
另一方面，关于参考信号生成部27，使用图10中箭头A、箭头B以及箭头C所示的方法中的一者(无论是采用第一方法还是第二方法)，从而使参考信号SLP_ADC的斜率在多重求和AD转换时比在正常AD转换时变陡2^M倍。在这一方面，第七实施例与第六实施例相同。此外，如果采用第二方法，则通信及时序控制部20向DA转换单元270提供控制信号PH(箭头E)。控制信号PH将参考信号SLP_ADC在相位上移位“1/2^M”LSB。仅需将计数时钟Ckdac的相位移位“1/2^M”LSB，以对参考信号SLP_ADC的相位进行移位。因此，可采用与用于对计数时钟CKcnt1的相位进行移位时相同的方法。
在第六实施例中，AD转换分辨率在多重求和AD转换时变为1/2^M。然而，如果在每一次AD转换时，分别将计数时钟CKcnt1以及参考信号SLP_ADC在相位上相对地移位“1/2^M”LSB，则可等效地将分辨率增大2^M倍。这在概念上是基于如下的事实：如果在每一次AD转换时均将采样点在相位上移位“1/2^M”LSB，则可在通过单一AD转换无法进行辨别的范围(1LSB范围)中以“1/2^M”LSB为单位进行辨别。这在整体上会抑制分辨率的减小，从而尽管每一次AD转换的位精度降低了，但能使噪声降低。
例如，图10A及图10B显示了n＝10、M＝1并且重复次数W＝2的情形。与正常AD转换时的10位精度相比，在多重求和AD转换时，参考信号SLP_ADC的分辨率减小至9位。另外，以所减小的分辨率的0.5LSB对每一次AD转换时的参考信号SLP_ADC的电位电平进行移位。例如，在第二次P阶段电平AD转换中，从第一次P阶段电平AD转换将电位电平移位0.5LSB。在第二次D阶段电平AD转换中，从第一次D阶段电平AD转换也将电位电平移位0.5LSB。所减小的(9位)分辨率的0.5LSB等于减小前的分辨率(10位分辨率)的1LSB。这使得甚至在多重求和AD转换时因位精度降低因而量化噪声更大的情形下，也能在不增大噪声的情况下进行AD转换。
下面将通过更简单的实例对此进行说明。假定像素信号电压Vx的动态范围为256mV，并且假定将DA转换单元270的分辨率减小至9位。还假定不存在源自电路的随机噪声。尽管LSB为0.5mV，然而如果未将电位电平移位0.5LSB，则最大量化误差为0.25mV。这是因为：每当将像素信号电压移位0.5mV时，最终值改变2。然而，如果将电位电平移位0.5LSB(即0.25mV)，则最大量化误差为0.125mV。这是因为：每当将像素信号电压Vx的电位移位0.25mV时，最终值改变1。
如图10B所示，例如，只要像素信号电压Vx落入这9位的LSB(0.5mV)内，计数在第一次AD转换时便相同。如果在第二次AD转换时将计数时钟CKcnt1和参考信号SLP_ADC在相位上移位“1/2^M”LSB，则计数值会根据像素信号电压Vx是高于还是低于该1LSB的中点而不同。例如，对像素信号电压Vx_1以及像素信号电压Vx_2进行考虑。在第一次AD转换时，像素信号电压Vx_1以及像素信号电压Vx_2二者均为十进制形式的“100”。对于高于1LSB的中点的像素信号电压Vx_1，在第二次AD转换时会再次获得“100”。对这些结果进行平均化会得到“100”(Vx_1：(100+100)/2＝100)。另一方面，对于低于1LSB的中点的像素信号电压Vx_2，在第二次AD转换时会得到“101”。对这些结果进行平均化会得到“100.5”(Vx_2：(100+101)/2＝100.5)。尽管每一次AD转换均是以9位分辨率来予以处理的，然而将2次积分与相位移位相结合能允许进行半计数辨别。因此，应当可以理解的是，获得了与10位AD转换的LSB相同的精度(分辨率)。
尽管图未示出，然而当重复次数W＝4时，仅需移位达所减小的分辨率的1/4LSB。换句话说，仅需移位达减小前的分辨率的1LSB。相对于在第一次P阶段电平AD转换以及第一次D阶段电平AD转换时的参考信号SLP_ADC，在第二次P阶段电平AD转换以及第二次D阶段电平AD转换时的参考信号SLP_ADC在相位上被移位1/4LSB。在第三次P阶段电平AD转换以及第三次D阶段电平AD转换时的参考信号SLP_ADC在相位上被移位2/4LSB，并且在第四P阶段电平AD转换以及第四D阶段电平AD转换时的参考信号SLP_ADC在相位上被移位达3/4LSB。
对于总体部署而言，应理解，可优选在每一次AD转换时均利用参考信号生成部27来将参考信号SLP_ADC的斜率变陡2^M倍并将采样点每次在相位上移位“1/2^M”LSB，同时对于计数器部254使用与在正常AD转换时相同的计数时钟CKcnt1。另一方面，W并不仅限于2^M，并且可为等于或大于2的任意正整数。应理解，可优选在每一次AD转换时均利用参考信号生成部27来将参考信号SLP_ADC的斜率变陡W倍并将采样点每次在相位上移位1/W LSB，同时对于计数器部254使用与在正常AD转换时相同的计数时钟CKcnt1。
[固体摄像装置：第八实施例]
图11及图11A为示出了第八实施例的固体摄像装置的图。此处，图11为用于说明第八实施例的固体摄像装置1H的操作的时序图。图11A为第八实施例的固体摄像装置1H的操作效果的图。
尽管图中未显示出配置示意图，然而将例如基于第三实施例的解决方案来对第八实施例的固体摄像装置1H进行说明。此处，将基于第三实施例来对多重求和AD转换进行说明。然而，不仅第三实施例是适用的，而且其他实施例也是适用的。
第八实施例被设计成在多个像素之间进行求和或减法运算时使用在第一至第七实施例中所述的多重求和AD转换解决方案来设定因数，从而提供多个目标信号的乘积和(product sum)计算结果的数字数据。可能的应用包括：具有重心分配功能的求和、使用减法的边缘检测、空间滤波以及用于图像压缩的离散余弦变换。应注意，第一实施例及第二实施例二者均可用来对计算结果进行平均。
可通过使用计数模式的同一组合并重复计数操作来对多个像素信号进行求和。还可通过改变计数模式的组合(更具体而言，使组合颠倒)并重复计数操作来计算多个像素信号之差(使一个像素信号与另一个相减)。此时，对每一个像素信号电压Vx的P阶段以及D阶段中的每一者重复进行多重求和AD转换W次便能提供该像素信号电压Vx的W倍倍增的数据。用Wk表示因数，并且用Dk表示各个像素数据，获得数字数据Dout＝W1·D1±W2·D2±W3·D3±...作为多个像素的乘积和的计算结果。
为实现该目的，第八实施例的固体摄像装置1H规定重复次数W。如果使用第三实施例的解决方案来这样做，则通信及时序控制部20向计数器部254提供计数时钟CKcntW。计数时钟CKcntW具有比在正常AD转换时所用的计数时钟高W倍的频率。通信及时序控制部20向DA转换单元270提供计数时钟CKdacW。计数时钟CKdacW具有比在正常AD转换时所用的计数时钟高W倍的频率。
例如，在2×2求和的情形中，日本专利特许公开第2006-174325号揭示了可通过改变权重比来调整重心。此时，如图11所示，对第一行(V或V+1)中的单元像素3进行求和3次，并且如在正常AD转换时一样，对目标行(V+2或V+3)中的单元像素3进行计数。通过AD转换部250的计数器部254对这两个像素的这些数据进行求和，从而使计数器部254保持(第V行像素×3)+(第(V+2)行像素×1)的数据。
应注意，对求和数据的平均化不仅可通过数字计算部29(第一实施例)来实现，而且可通过AD转换部250中的移位(bit shifting)(第二实施例)来实现。
图11A显示了作为结果而获得的像素信号的重心的概念图。根据该图显而易见，每一种颜色的重心均为等距的。如上所述，如果对多个像素进行求和，则通过使用多重求和AD转换来改变用于根据滤色器阵列来读出像素的求和比率。这使得可在求和之后控制重心。
应注意，尽管此处显示的是对两行进行求和的实例，然而也可使用计数器部254的递增计数功能以及递减计数功能来对三行或更多行执行求和以及减法(包括符号以及因数在内的乘积和计算)，从而提供多种形式的计算图像。作为其应用的形式之一，可在不使用列AD转换部26外部的任何专门电路的情况下实现一维空间滤波功能。例如，“1，-3，1”或“-1，3，-1”提供了用于增强中心像素的空间滤波器，并且“-1，0，1”提供了微分滤波器。此外，可通过对因数都被设定为相同值的这三个像素进行求和来提供简单的平滑化滤波器。此外，可通过使这三个像素的中心像素的因数大于另外两个邻近像素的因数来实现能增强中心像素的加权求和。
[成像装置：第九实施例]
图12为用于说明第九实施例的图。第九实施例是将根据上述各实施例的固体摄像装置1中所采用的AD转换解决方案应用于成像装置(其为物理信息获取装置的实例)的情形。图12为此种成像装置8的配置示意图。
在摄像装置中，也对至少一个像素的像素信号电压Vx进行多重求和AD转换，从而实现用于降低噪声并扩大动态范围的解决方案。此时，可通过从外部主控制部对通信及时序控制部20中的控制指令信息进行规定，来按照需要地设定至少与多重求和AD转换相关的控制参数(例如重复次数W、计数时钟CKcnt的频率及计数时钟CKdac的频率、以及参考信号SLP_ADC的斜率等)。较佳地，也可对没有多重求和AD转换的正常参考信号比较型AD转换进行控制。
更具体而言，成像装置8包括摄像镜头802、光学低通滤波器804、滤色器组812、像素阵列部10、驱动控制部7、列AD转换部26、参考信号生成部27以及照相机信号处理单元810。如图12中的虚线所示，可与光学低通滤波器804一起设置有红外线截止滤波器805，以减少红外线成分。
摄像镜头802将光L引导至成像装置上，该光L携带有被摄对象Z在例如荧光灯或太阳光等照明下的图像，从而形成图像。滤色器组812包括例如布置成Bayer图案的R滤色器、G滤色器以及B滤色器。驱动控制部7驱动像素阵列部10。读出电流控制部24对从像素阵列部10输出的像素信号的操作电流进行控制。列AD转换部26对从像素阵列部10输出的像素信号进行CDS、AD转换以及其他处理。参考信号生成部27向列AD转换部26提供参考信号SLP_ADC。照相机信号处理单元810对从列AD转换部26输出的摄像信号进行处理。
设置在列AD转换部26的下一级处的照相机信号处理单元810包括摄像信号处理块820以及照相机控制块900。照相机控制块900用作用于控制整个成像装置8的主控制块。摄像信号处理块820包括信号分离部822、彩色信号处理部830、亮度信号处理部840以及编码器部860。
信号分离部822具有原色分离功能，以用于当使用原色滤色器之外的其他滤色器时将从AD转换功能部提供的数字摄像信号分离成R(红色)、G(绿色)以及B(蓝色)的原色信号。彩色信号处理部830根据由信号分离部822分离的原色信号R、G以及B来对彩色信号C执行信号处理。亮度信号处理部840根据由信号分离部822分离的原色信号R、G以及B来对亮度信号Y执行信号处理。编码器部860根据亮度信号Y和/或彩色信号C而产生视频信号VD。
尽管图未示出，然而彩色信号处理部830包括例如白平衡放大器、γ校正部以及色差矩阵部。尽管图未示出，然而亮度信号处理部840包括例如高频亮度信号生成部、低频亮度信号生成部以及亮度信号生成部。高频亮度信号生成部根据从信号分离部822的原色分离功能部提供的原色信号来产生亮度信号YH。亮度信号YH包含直到相对较高的频率成分的成分。低频亮度信号生成部根据从白平衡放大器提供的经过白平衡调节的原色信号来产生亮度信号YL。亮度信号生成部根据这两个亮度信号YH及YL来产生亮度信号Y，从而向编码器部860提供亮度信号Y。
编码器部860首先使用与彩色信号副载波对应的数字信号对色差信号R-Y及B-Y进行数字调制，然后将这些信号与由亮度信号处理部840所产生的亮度信号Y相组合，从而将上述这些信号转换成数字视频信号VD(＝Y+S+C；S为同步信号，C为色度信号)。将从编码器部860输出的数字视频信号VD提供至设置于编码器部860的再下一级处的照相机信号输出部(图未示出)，以输出至监视器或记录至记录媒体上。此时，在必要时，通过DA转换将数字视频信号VD转换成模拟视频信号V。
本实施例的照相机控制块900包括微处理器902、只读存储器(Read Only Memory；ROM)904(即只读存储部)、随机存取存储器(Random Access Memory；RAM)906以及其他图未示出的外围构件。微处理器902类似于计算机的核心组件(通常为中央处理器(Central Processing Unit；CPU))，在该核心组件中是将计算机所执行的计算功能及控制功能封装至超小型集成电路中。RAM 906为可在任何时刻进行读取和写入的易失性存储部的实例。还可将微处理器902、ROM 904以及RAM 906统称为微型计算机。
照相机控制块900对整个系统进行控制，并具有对所执行的求和次数、计数时钟CKcnt及CKdac的频率、以及用于多重求和AD转换的参考信号SLP ADC的斜率进行调节的功能。尽管ROM 904存储有包括用于控制照相机控制块900的那些程序等应用程序，然而在本实例中，ROM904尤其存储有用于控制正常参考信号比较型AD转换以及多重求和AD转换的应用程序。RAM 906存储有例如当照相机控制块900执行各种处理时所需的数据。
另一方面，照相机控制块900被配置成可将例如存储卡等记录媒体924插入照相机控制块900中以及从照相机控制块900中拔出。此外，将照相机控制块900配置成能够连接至例如因特网等通信网络。例如，照相机控制块900包括存储器读出部907、通信I/F(接口)908、以及微处理器902、ROM 904和RAM 906。
记录媒体924用于例如存储各种数据。这些数据包括当微处理器902运行软件时所需的应用程序数据、基于从亮度信号处理部840提供的亮度信号的测光数据DL的收敛范围、以及用于曝光控制(包括电子快门控制)及多重求和AD转换的各种控制信息的设置。
存储器读出部907将从记录媒体924读出的数据安装到RAM 906中。通信I/F 908用作与例如因特网等通信网络进行数据交换的中介。
应注意，尽管将如上所述配置而成的成像装置8的驱动控制部7及列AD转换部26显示为与像素阵列部10分离的模块形式，然而无需赘言，如同关于固体摄像装置1所提到的那样，可使用其中将上述各个部与像素阵列部10一体地形成于同一半导体基板上的单芯片固体摄像装置1。在图12中，成像装置8被显示为除了包括像素阵列部10、驱动控制部7、列AD转换部26、参考信号生成部27以及照相机信号处理单元810之外，还包括例如摄像镜头802、光学低通滤波器804或红外线截止滤波器805等光学系统。这适合于当将所有上述各个部一起封装成具有成像功能的模块形式时。
关于与上述固体摄像装置1的各模块的关系，如图12所示，可按如下的方式来得到固体摄像装置1：将像素阵列部10(摄像部)以及与像素阵列部10紧密相关的信号处理部(例如具有AD转换功能及差值计算(CDS)功能的列AD转换部26等)(不包括设置在列AD转换部26的下一级处的照相机信号处理部)一起封装成具有成像功能的模块形式。将照相机信号处理单元810(即剩余的信号处理部)设置在以模块形式提供的固体摄像装置1的下一级处，以形成整个成像装置8。
作为另外一种选择，尽管图未示出，然而可按如下的方式来得到固体摄像装置1：将像素阵列部10以及例如摄像镜头802等光学系统一起封装成具有成像功能的模块形式。除了以模块形式提供的固体摄像装置1之外，在模块内部还设置有照相机信号处理单元810，以形成整个成像装置8。另一方面，照相机信号处理单元810可被包括于固体摄像装置1的模块形式中。在此种情形中，实际上可将固体摄像装置1与成像装置8视为彼此相同。将如上所述配置而成的成像装置8作为例如用于执行“摄像”的配备有照相机或能够成像的移动装置予以提供。应注意，术语“摄像”不仅指在常规照相机拍摄时的图像捕捉，而且在广义上指例如指纹检测。
如上所述配置而成的成像装置8包括固体摄像装置1的所有功能。因此，可按与固体摄像装置1相同的方式来配置及操作成像装置8，从而使得可以实现用于不仅执行正常参考信号比较型AD转换而且执行多重求和AD转换的解决方案。
[应用于电子设备]
图13为用于说明第十实施例的图。第十实施例为将根据上述各实施例的固体摄像装置1中所采用的用于AD转换的解决方案应用于电子设备的情形。换句话说，第十实施例显示了将根据本发明的AD转换方法及AD转换装置应用于电子设备而不是固体摄像装置的实例。图13为电子设备的配置示意图。
在第一至第九实施例已对如下的情形进行了说明：在这些情形中，把用于对同一信号重复进行参考信号比较型AD转换W次的多重求和AD转换应用于固体摄像装置1及成像装置8。然而，应用范围并不仅限于固体摄像装置。基于参考信号比较型AD转换的多重求和AD转换可适用于需要如下数据处理解决方案的所有类型的电子设备，该数据处理解决方案用于获得具有相同物理特性的多个信号的乘积和计算结果的数字数据。在电子设备中，对至少一个目标信号执行多重求和AD转换，能够降低噪声、提高增益并扩大动态范围。
如该图所示的电子设备700具有基于乘积和结果的各种处理功能(包括：对固体摄像装置1进行诊断以找出缺陷像素；以及检测移动物体)。更具体而言，首先，电子设备700包括用于产生目标模拟信号的信号生成部701。信号生成部701被配置成使用从固体摄像装置1的像素阵列部10输出的像素信号电压Vx作为目标信号。换句话说，如在第一至第九实施例中一样，在本实施例中使用从固体摄像装置1的像素阵列部10输出的像素信号(像素信号电压Vx)作为目标信号。然而，应注意，这仅仅是实例。目标信号不仅可为像素信号，而且可为所期望的信号，只要该信号具有相同的物理特性以允许进行乘积和计算即可。
电子设备700还包括控制装置702以及AD转换器705，控制装置702布置在图13的中心处所示的分界线的左侧，AD转换器705布置在分界线的右侧。控制装置702使用例如个人计算机来控制整个电子设备700的操作。从信号生成部701将像素信号电压Vx提供给AD转换器705。应注意，不是使用分界线将控制装置702与AD转换器705分离，而是可将控制装置702与AD转换器705组合为具有如下数据处理装置的功能的单一AD转换单元706(AD转换器)，该数据处理装置用于获取多个信号的乘积和计算结果的数字数据。
AD转换单元706(AD转换器705)包括比较部752以及计数器部754。比较部752将从信号生成部701(固体摄像装置1)载入的模拟像素信号转换成数字数据。比较部752对应于比较部252，并且计数器部754对应于计数器部254。比较部752以及计数器部754以与第一至第八实施例中的对应部分的工作方式相同的方式进行工作。
控制装置702包括参考信号生成部727以及时序控制部720作为用于控制AD转换器705的功能元件。参考信号生成部727向比较部752提供AD转换参考电压。时序控制部720控制参考信号生成部727以及计数器部754。时序控制部720对应于时序控制部20，并且参考信号生成部727对应于参考信号生成部27。时序控制部720以及参考信号生成部727以与第一至第八实施例中的对应部分的工作方式相同的方式进行工作。
控制装置702包括数据存储部728以及判断及诊断部730。数据存储部728保持着要经受乘积和计算的数据中的一者。判断及诊断部730根据通过计数器部754而获得的乘积和计算结果数据D8来对固体摄像装置1进行诊断，并处理其他判断过程。
为了在如上所述配置而成的电子设备700中实现对固体摄像装置1进行诊断以找出缺陷像素的功能，获得正常状况中(无缺陷)固体摄像装置1的像素数据(称为正常状况数据)以供作为对照。然后，从所要诊断的固体摄像装置1读出像素信号。计算该像素信号与正常状况数据之差，从而根据结果对是否存在缺陷进行诊断。例如，应当对固体摄像装置1进行诊断以例如找出作为像素缺陷的暗时缺陷或亮时缺陷。为诊断出暗时缺陷，在非曝光状况下使用固体摄像装置1来执行正常状况数据获取及诊断。另一方面，为诊断出亮时缺陷，例如在全白拍摄状况下使用固体摄像装置1来执行数据获取及诊断。
为获得正常状况数据，AD转换器705(AD转换单元706)在正常状况下从固体摄像装置1获得像素信号电压Vx以供进行比较，并以与在第一实施例及其他实施例中所述相同的方式使用比较部752来比较参考信号SLP_ADC与像素信号电压Vx。
应注意，在本实施例中，时序控制部720命令计数器部754以及参考信号生成部727从而执行多重求和AD转换W次并以与重复次数W对应的方式对AD转换结果进行平均，以获得正常状况数据。这意味着将像素信号电压Vx转换成具有高增益的数字数据，接着通过对像素信号电压Vx重复进行AD转换W次来将数字数据恢复至其具有高增益的正常水平。
计数器部754根据计数时钟CK0(例如在正常AD转换时的计数时钟CKcnt1以及在多重求和AD转换时的计数时钟CKcntW)以时序控制部720所规定的计数模式开始其计数，同时参考信号生成部727产生参考信号SLP_ADC。此处，时序控制部720在对复位电平进行计数时将计数器部754设定为递减计数模式，而在对信号电平进行计数时将计数器部754设定为递增计数模式。这意味着获得正的数据作为与信号成分Vsig对应的像素数据。
从当产生用于由比较部752进行比较的参考信号SLP_ADC时至当像素信号电压Vx与参考信号SLP_ADC相一致时，计数器部754对计数时钟CK0进行计数。计数器部754将因数结果存储在与像素位置对应的数据存储部728中作为其自身的存储数据D9a。AD转换器705对摄像信号的所有像素重复这些过程。
应注意，不一定必须通过使用AD转换器705来获得正常状况数据。作为另外一种选择，例如，可通过外部设备来获得正常状况数据，使得将从该外部设备提供的存储数据D9b存储到与像素位置对应的数据存储部728中。作为又一种选择，无论像素位置如何，正常状况数据均可为恒定的(不变的)。在此种情形中，不需要获得正常状况数据。
在诊断暗时缺陷及亮时缺陷时，根据每一诊断使固体摄像装置1处于预定曝光状况中。时序控制部720较佳地应当命令执行多重求和AD转换W次。在诊断暗时缺陷时，没有进行求和值平均化而获得了具有较高增益的数据。另一方面，在诊断亮时缺陷时，通过执行求和值平均化来获得正常状况数据。
例如，时序控制部720首先对于复位电平将计数器部754设定为递增计数模式，而对于信号电平将计数器部754设定为递减计数模式。这意味着获得负的数据作为与信号成分Vsig对应的像素数据。此外，时序控制部720命令参考信号生成部727以使参考信号SLP_ADC的斜率比正常AD转换时变陡W倍。此外，时序控制部720命令计数器部754以比正常AD转换时快W倍的速度重复进行AD转换W次。这意味着通过将像素信号电压Vx转换成与在正常AD转换时具有相同增益的数字数据并重复进行该AD转换W次，来获得负数据的W倍倍增数据以作为与信号成分Vsig对应的像素数据。
时序控制部720向计数器部754发出初始值控制信号CN7，从而命令计数器部754从数据存储部728读出同一像素位置的正常状况像素数据作为目标像素位置，并使用该数据作为计数操作的初始值。AD转换器705从所要诊断的固体摄像装置1获得模拟像素信号电压Vx。首先，比较部752将参考信号SLP_ADC与像素信号电压Vx相比较，该参考信号SLP_ADC是由参考信号生成部727提供的并随着给定斜率而变化。计数器部754根据比较结果来对计数时钟CK0进行计数。
判断及诊断部730使用乘积和计算数据D8作为缺陷判断数据，以判断何处存在着任何缺陷像素。乘积和计算数据D8表示由计数器部754获得的计数值所代表的正常状况与运行状况之差。此处，获得通过从正常状况像素数据减去运行状况像素数据而得到的值作为计数结果。当不存在像素缺陷时，所获得的计数值由于误差成分以及噪声成分因而很可能是足够小的值。相比之下，如果存在像素缺陷，则正常状况像素数据与运行状况像素数据之间会出现大的差别。因此，为防止在像素缺陷判断时由于误差成分以及噪声成分而出现错误判断，判断及诊断部730应当在计数器部754所获得的乘积和计算数据D8等于或大于某一固定值时才判断存在像素缺陷。
如上所述，当将电子设备700应用于像素缺陷诊断时，使用由比较部752以及计数器部754构成的AD转换单元706来计算处于正常状况下的装置与所要诊断的装置之间的像素数据差别。这以与在第一至第八实施例中所述相同的方式直接提供了表示正常状况与运行状况之差的数字数据作为计数器部754在运行状况像素信号的AD转换时的输出。通过应用W次多重求和AD转换，使得能够使用具有优良信噪比(S/N)的诊断数据来进行像素缺陷诊断。在诊断暗时缺陷时，通过使用由多重求和AD转换所实现的增益增强功能来获得其电平足以用于诊断的数据。
应注意，尽管此处以应用于像素缺陷诊断作为实例对W次多重求和AD转换进行了说明，然而W次多重求和AD转换的应用并不仅限于此。例如，为实现移动物体检测，从固体摄像装置1读出当前帧的像素信号电压Vx。然后，计算该像素信号电压Vx与前一帧的像素信号电压Vx之差，从而根据差值计算结果来检测移动物体。此时，通过应用W次多重求和AD转换，能提供具有优良信噪比的移动物体检测数据。
[第一比较例]
图14及图14A为用于说明第一比较例的图。第一比较例为日本专利特许公开第2006-222782号中所述的解决方案。如图14所示，第一比较例为包括两级数字积分器的多重积分AD转换器。使用高分辨率积分器作为第二级积分器，从而由于进行平均化而提供了得以改善的噪声特性。
然而，两级式配置会导致使用更多寄存器并在每一列中均需要具有比较电压生成电路，从而导致更大的电路规模及布局。此外，如果使用其中对用于产生参考信号SLP_ADC的电路(相当于本实施例中的参考信号生成部27)进行共享的列AD方案，则如图14A所示，需要规定每一个像素的平均化模式。因此，如果共用参考信号SLP_ADC被各个列所共享，则这是无法实现的。相比之下，本发明实施例的解决方案则允许使用被各个列所共享的共用参考信号SLP_ADC来进行多重积分。
[第二比较例]
图15及图15A为用于说明第二比较例的图。第二比较例为日本专利特许公开第2005-269471号中所述的解决方案。如图15所述，第二比较例被设计成使用电容性放大器列处理电路来对多个复位电压以及信号电压进行求和并读出这些复位电压以及信号电压。
然而，在此种情形中，如图15A所示，是对模拟值进行求和。因此，对求和输出电压的限制取决于电源电压，从而会限制求和次数(平均化次数)，即会限制动态范围。相比之下，本发明实施例的解决方案是在数字领域中执行求和。因此，求和次数及动态范围不受电源电压的限制，尽管例如计数器部254以及数据存储部256需要具有与求和次数对应的那样多的位宽度。
[第三比较例]
图16为用于说明第三比较例的图。第三比较例为日本专利特许公开第2006-080937号中所述的解决方案。如图16所示，第三比较例为在低亮度及低曝光时间条件下使用的共享像素类型，其通过求和来提供改善的信噪比。
然而，由于是对模拟值进行求和，因而对求和输出电压的限制取决于电源电压，从而如在第二比较例中一样，会限制求和次数以及动态范围。相比之下，如在第二比较例中所述的那样，在本发明实施例的解决方案中，求和次数及动态范围不受电源电压的限制。
[第四比较例]
图17至图17B为用于说明第四比较例的图。第四比较例为日本专利特许公开第2006-174325号中所述的解决方案。第四比较例被设计成能够改变电容比(参照图17)、累积时间(参照图17A)或放大器的放大因子(参照图17B)，以在对多个像素进行求和时用于权重分配。
然而，这些方案需要额外的采样电容器以及放大电路。此外，例如，即使使用其他方法，也必须线性地改变累积时间以及信号电平。相比之下，本发明实施例的解决方案仅需在数字领域中执行求和，从而不需改变电容比、累积时间、放大器的放大因子等。
[第五比较例]
尽管附图未示出，然而例如日本专利特许公开第2006-33454号中所述的解决方案(称为第五比较例)使用第一累积时间及第二累积时间对像素信号进行求和，从而提供具有更宽动态范围的图像。简单地说，该方案被设计成使用不同的累积时间对同一像素的信号进行求和，从而扩大输出像素数据的范围。该方案在概念上完全不同于对于同一像素(即同一累积时间)的P阶段及D阶段中的每一者执行多次求和的本发明实施例解决方案。
附图标记说明：
1：固体摄像装置
10：像素阵列部
12：水平扫描部
14：垂直扫描部
18：水平信号线
19：垂直信号线
20：通信及时序控制部
250：AD转换部
252：比较部
254：计数器部
256：数据存储部
258：切换部
26：列AD转换部
27：参考信号生成部
270：DA转换单元
28：输出部
29：数字计算部
3：单元像素
302：电流源部
312：计数器部
314：偏移生成部
340、342：电阻器元件
344：开关
346：电流-电压转换部
7：驱动控制部
700：电子设备
701：信号生成部
702：控制装置
705：AD转换器
706：AD转换单元
720：时序控制部
727：参考信号生成部
728：数据存储部
730：判断及诊断部
752：比较部
754：计数器部
8：成像装置
900：照相机控制块(主控制块)
机译： 固态成像装置，成像装置，电子设备，AD转换器，AD转换方法
机译： 固态成像装置，成像装置，电子设备，AD转换器，AD转换方法
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