局部放电测量中使用的混合线性放大式兆瓦级谐振电源

摘要

本发明公开了一种局部放电测量中使用的混合线性放大式兆瓦级谐振电源，它包括：由使用N型电场控制功率器件，相同的A/B两个半桥构成的全桥输出级，每个半桥是由前级直流耦合接到功率器件有偏置电流的补偿级构成的补偿放大器、同一个前级直流耦合接到推动级，再通过过流控制闸门直流耦合接到功率器件零偏置电流的功率末级构成的主放大器、保护到每一支器件的过流保护电路和负反馈电路组成。本发明对每一支功率管都进行双重过流保护；主放大级的功率末级为零偏置即没有静态偏置电流。这样不但减少了损耗提高效率，而且增加了温度稳定性；由于加入深度直流耦合负反馈，克服了功率器件线性差的缺点，改善了失真度指标，降低了谐振电源的输出阻抗。

说明书

技术领域

本发明涉及电力系统技术领域，尤其涉及一种局部放电测量中使用的混合线性放大式兆瓦级谐振电源。

背景技术

电力系统里的变压器、互感器、电缆等都需要进行耐压及局部放电的测试。为了产生500KV以上测试用的交流超高压，一般使用串联谐振装置，使输出电压能够提升到输入电压的Q倍。Q是串联谐振装置的品质因数，从几十到几百。所以和采用变压器直接升压相比较，可以大大减少设备的体积、重量，便于在现场测试。

为了使LC回路产生谐振，以改变电源频率的方式最方便、谐振效果最好。不过需要使用可变频率的大功率正弦波电源。作为测试局部放电的系统，自身的局部放电量要求不超过5PC(5×10^-12库仑)。所以只能够用线性放大的方法来产生大功率正弦波。

申请人在1986年研发出了输出功率0.1MW数量级的线性放大式谐振电源。并于1988年和合作者张泰石、韩雨江申请了实用新型专利(88210410.1)。该专利技术由当时张泰石任厂长的沈阳高压试验设备厂实施、生产。

该实用新型专利(88210410.1)的特点为：

1、采用大型可控硅短路电源母线的办法来进行过流保护。

2、采用功率输入变压器来驱动末级晶体管；

3、采用直流电源母线分压器来提供末级晶体管的静态工作点(静态偏流)；

4、采用功率采样变压器来驱动负反馈电路；

5、采用双极晶体管作有源器件；

现在国内的一些厂家还在使用该技术来生产相关产品，完全继承了我们的这个专利(88210410.1)的特点，但是，该专利技术存在以下技术问题：

1、保护电路不够灵敏有效

a)该技术采用将直流母线短路，电源电压降为零的方法来过流保护。在直流母线负极串连电阻采样，过流时达到整定值，采样电压即触发大容量晶闸管导通，将母线短路。过流保护整定值的精度完全取决于大功率采样电阻和大容量晶闸管的触发电压的温度特性。以输入三相380V、输出单相450KW的谐振电源为例，要使用2KA左右容量的晶闸管来短路母线。由于满载时的母线电流可达1000多安培。即使在电阻上采1伏特电压，功耗也会达1000多瓦。因此采样电阻温升较高，金属导体阻值会升高，使过流保护的整定值不稳定而且晶闸管的门极触发电压的温度特性恰好随温度升高而下降，所以两个温度效应是叠加的。因此在环境温度高及负载重时容易误保护而环境温度低及负载轻时往往对突如其来的过流不能在整定值处保护，容易烧器件。

b)满载时不能够有效的保护末级晶体管

当满载而总电流还没到过流保护整定值情况下，如果由于各晶体管电流分配的不均衡而出现少量晶体管超过安全工作区出现一次击穿，集电极电流会急剧增加。但由于此时的母线电流为1000多A，即使增加几十上百安培也不会使保护动作，直至过流晶体管集电结出现过热点产生二次击穿损坏。这样在一个桥臂(上或下)出现了短路点，当基极加有驱动信号的情况下会使另一个桥臂导通，这样上下桥臂直通会再次大面积烧管，因此晶体管的容量无法充分利用。再加上双极晶体管存在二次击穿，安全工作区窄，为了提高可靠性，25A电流容量的晶体管实际设计时平均电流只能用到0.3A～0.5A，造成极大的浪费。

c)在满功率输出时，如果放大器的输出线突然断路；或者谐振回路突然失谐而呈现高阻状态时，会出现上下桥臂直通烧管。

d)当输入信号出现瞬变，比如由于输入线接触不好产生冲击；或者突然有高频大信号输入时也会出现下桥臂直通烧管。

由于经常出现烧管，平均无故障工作时间(MTBF)最多几十小时。为了不影响在测试现场的使用，要做到现场更换。生产厂不得不把所有的晶体管安装在一个个插件上。以国内某公司使用该技术生产的输出功率450KW谐振电源为例，每个插件安装将近100支晶体管，共使用了80余个插件，使整机设备的机柜结构非常复杂且成本高。

2、驱动和负反馈都采用了较大功率的变压器，其相移比较大，难以加入深度超过20db的负反馈。因此总谐波失真(THD)指标做不高，且随被放大的频率变化。更主要的是负反馈加不深，放大器的输出阻抗就降不下来。这样不但这电源的负载稳定度提不高，而且这输出阻抗经过升压的中间变压器反射到次级时，被放大了变比的平方倍。比如配合该设备常用的中间变压器为单相350V/35KV，变比为100。这谐振电源的输出阻抗就被放大了10000倍。这被放大了的输出阻抗就串连在谐振回路中，减少了串联谐振回路的品质因数Q值，直接影响了升压效果。

3、末级的工作点随电源母线电压变化。电源电压低时，静态偏流小会出现交越失真；电源电压高时，静态偏流大又会增加损耗。

4、前后级无直流负反馈。由于构成全桥的两个半桥其功率器件温度特性、环境温度的不一致，因此输出的直流电平也会产生不同。而负载是用扁铜带绕制的中间变压器初级，直流电阻很小，所以即使两个半桥输出的直流电平有较小的差别也会形成很大的直流环流而增加损耗并且降低了可靠性。

5、整机的频率范围做不高，一般在1KHz以下。虽然在一般的测试时只用到30～400Hz，但是无法输出更高的频率就限制了设备的发挥。

以上这些技术问题都是生产厂家在调机、电力部门用户在使用过程中发现的，无法彻底解决。由于主机可靠性不高，极大地妨碍了这种技术的推广。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种局部放电测量中使用的混合线性放大式兆瓦级谐振电源。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种局部放电测量中使用的混合线性放大式兆瓦级谐振电源，它包括：由使用N型场控功率器件(MOS-FET、IGBT)，相同的A/B两个半桥构成的全桥输出级，每个半桥是由前级直流耦合(以下简称直耦)接到功率器件有偏置电流的补偿级构成的补偿放大器、由同一个前级直耦到推动级，推动级再通过过流控制闸门直耦接到功率器件零偏置电流的功率末级构成的主放大器、保护到每一支器件的过流保护电路和直耦的负反馈电路组成。另外还包括有带过流控制闸门的稳压电路、三相或多相整流滤波电路及正弦波发生器。

其中，每个半桥放大器中前级直耦接到补偿级构成补偿放大器，其输出端接到由同一个前级直耦到推动级，再通过过流控制闸门直耦接到零偏置功率末级构成的主放大器输出端。二者的输出端除接负载外，还直耦接到负反馈电路输入端，负反馈电路输出端直耦接到前级的反馈输入端。零偏置功率末级使用的N支功率器件的过流信号分别接到过流保护电路的N个输入端，保护电路的输出端接过流控制闸门，实现对一个桥臂保护到每一支功率器件的过流保护，由于一个半桥有上下两个桥臂，所以这有N个输入端的过流保护电路有两套。这A/B桥臂的过流信号同时还接到稳压电路的过流控制闸门，过流时将其输出关断实现对零偏置功率末级的器件的双重保护。

所述三相或多相整流滤波电路提供的直流母线分别与A/B半桥放大器相连、带过流控制闸门的稳压电路分别与A/B半桥放大器相连。正弦波发生器输出分别与A/B半桥里的前级输入端相连。

本发明的有益效果是：

1、对每一支功率管都进行双重过流保护。本发明是采用切断输入信号来断开过流器件，设计在每支末级功率器件上都串连一支小功率的采样电阻，用或门综合到一个桥臂的过流闸门。这样即使只有一支功率器件到达过流整定值点，也能够使保护电路启动，从过流闸门切断驱动信号使功率器件截止；并且用这过流信号去触发稳压电路的过流控制闸门中的小功率晶闸管，使其导通将前级及推动级的供电短路，进一步切断推动信号保护功率器件。实现了对末级功率器件双重保护的工作模式。由于过流保护到每一支功率器件，采用本发明可以大胆使用器件的容量。并且在成千上万支功率器件同时工作的情况下可以大幅度减少烧管几率，大大提高设备可靠性。从而实现单机输出兆瓦(1000KW)的功率。

2、主放大级的功率末级为零偏置即没有静态偏置电流。这样不但减少了损耗提高效率，而且增加了温度稳定性。还以输出功率450KW谐振电源为例，原来的方案需要每支功率晶体管约20mA的偏置电流才能够消除交越失真。整机的总偏置电流约40A，在直流母线电压为550V时静态损耗约为22KW。所以整机效率大约只能够做到70％。现在消除了这个静态损耗，整机效率约可以到75％。

3、由于主放大级功率器件工作在没有静态偏置电流的状态，输出信号过零点时在负载上会产生交越失真。因此本发明用另外一个功率器件有静态偏置电流的补偿放大器输出的信号来补偿过零点的失真，因此本发明是两类不同状态的放大器混合工作。

4、取消了推动变压器，前后级直接耦合。减小了信号的相移便于加入深度超过20db的负反馈，从而克服了功率器件线性差的缺点，改善了失真度指标，降低了谐振电源的输出阻抗。这样既提高了负载稳定度；又减少了串连在谐振回路中的反射到中间变压器次级的输出阻抗，增加了串联谐振回路的品质因数Q值从而提高了升压效果。同时深度直流负反馈抑制了输出电平的漂移，使两个半桥输出的直流电平能够基本锁定在同一数值，放宽了对器件自身特性和环境一致性的要求，也大大减小了在中间变压器初级里的环流。

5、采用N型电场控制型功率器件如MOS-FET、IGBT做放大器件。它们原本是设计用于做开关，线性比较差，但其无二次击穿安全工作区宽，提高了可靠性。

6、整机的输出频率范围可以扩展到20KHZ以上做超声波应用。而且在满功率输出时，如果输入信号突变到更高的频率；或者主机的输出线突然断路产生冲击；或者谐振回路突然失谐而呈现高阻状态时，由于器件的导通状态仍然完全受栅极电压控制，所以不会形成上下桥臂直通形成短路而烧管。

附图说明

图1为本发明的组成方框图；

图2为带过流控制闸门的稳压电路的电路图；

图3为前级及负反馈的电路图；

图4为补偿放大器的电路图；

图5为零偏置主放大器及过流保护电路的电路图；

具体实施方式

下面根据附图和实施例详细描述本发明，本发明的目的和效果将变得更加明显。

方框图如图1所示，本发明局部放电测量中使用的混合线性放大式兆瓦级谐振电源包括：由使用N型场控功率器件(如MOS-FET、IGBT)，相同的A/B两个半桥构成的全桥放大器，每个半桥是由前级直流耦合(以下简称直耦)接到有偏置电流的补偿级构成的补偿放大器、同一前级直耦接到推动级再通过过流控制闸门直耦接到零偏置电流功率末级构成的主放大器、保护到每一支器件的过流保护电路和直耦的负反馈电路组成。另外还包括有带过流控制闸门的稳压电路、三相或多相整流滤波电路及正弦波发生器。

其中，每个半桥放大器中前级直流耦合接到有偏置电流的补偿级构成补偿放大器，其输出端接到由同一个前级直流耦合到推动级，推动级再通过过流控制闸门直耦接到零偏置功率末级构成的主放大器输出端。二者的输出端除接负载外，还直耦接到负反馈电路输入端，负反馈电路输出端接前级的反馈输入端。零偏置功率末级使用的n支器件的过流信号分别接到过流保护电路的n个输入端，保护电路的输出端接过流控制闸门，实现对一个桥臂保护到每一支器件的过流保护。由于一个半桥有上下两个桥臂，所以这有n个输入端的过流保护电路有两套；这A/B桥臂的过流信号还接到稳压电路的过流控制闸门，将其输出关断实现对零偏置功率末级内功率器件的双重保护。

所述带过流控制闸门的稳压电路及分别与A/B半桥放大器相连、三相或多相整流滤波电路分别与A/B半桥放大器相连。正弦波发生器分别与A/B半桥里的前级相连

图2～5为实施方案之一的分电路图。为了便于和图中的双极晶体管区分，图中画的N型场控功率器件是N型功率场效应管(MOS-FET)，若采用N型IGBT电路完全相同。

如图2所示，带过流控制闸门的稳压电路(即图1中的稳压电路)包括：变压器T1、单相整流桥D1、三个电解电容C1、C2、C3、NPN型晶体管Q1、稳压管D2、电阻R2、小功率晶闸管SCR1。其中，变压器T1的初级接三相市电的B、C相，次级两端接单相整流桥D1的两个交流输入端，变压器T1次级的中心抽头接地。单相整流桥D1的直流输出正端分别与电解电容C2的正端、电阻R2和晶体管Q1的集电极连接，单相整流桥D1的直流输出负端分别与电解电容C3负极、稳压管D2的正极、输出电容C1的负极和小功率晶闸管SCR1的负极相连接。电解电容C2的负极与电解电容C3的正极连接后接地。晶体管Q1的基极分别接电阻R2的另一端和稳压管D2的负端，晶体管Q1的发射极分别与电解电容C1的正极、小功率晶闸管SCR1的正极、输出端子3相接。小功率晶闸管SCR1的门极接输入端子5。

变压器T1次级经单相整流桥D1整流后由电解电容C2、C3滤波。晶体管Q1是稳压调整管，其基极接由稳压管D2提供的稳定电压，所以晶体管Q1的发射极也输出稳定的电压，给前级和推动级供电。当从输出端5接受到零偏置功率末级的过流信号时，小功率晶闸管SCR1的门极被触发导通将电源输出短路，切断了前级、推动级的电源达到进一步切断前级和推动级的输出信号目的，实现对零偏置功率末级器件的双重过流保护。

如图3所示，驱动主放大器和补偿放大器并实现深度负反馈的前级(即图1中的前级和负反馈电路)包括：三个N型场效应管Q2、Q3、Q4，稳压管D3，六个电阻R1、R3、R4、R5、R6、R7和两个电解电容C4、C5、电容C6。其中，电阻R3一端接N型场效应管Q2的栅极，另一端接输入端子8、电阻R6的一端接输入端子6，另一端分别与电阻R4、电阻R5和电解电容C4的正端相连，电解电容C4的负端接地，电阻R4的另一端接N型场效应管Q2的漏极，电阻R5的另一端接N型场效应管Q4的漏极，N型场效应管Q2的源极和N型场效应管Q4的源极相接后接N型场效应管Q3的漏极，N型场效应管Q3的栅极和源极相接后，再分别接电解电容C5的负极、稳压管D3的正极和电阻R1，电解电容C5的正极和稳压管D3负极接地，电阻R1另一端接输入端子7。N型场效应管Q4的栅极分别与电阻R7和负反馈输入端9相连，电阻R7另一端和电容C6串连后接地。N型场效应管Q2和Q4的漏极分别接输出端子10、11。

可连续调节频率和幅度的正弦波信号通过输入端子8加入N型场效应管Q2栅极，N型场效应管Q4栅极从输入端子9接收从主放大器来的由图4的电阻R9与R7分压后形成的负反馈信号，N型场效应管Q3构成恒流源，这三支管子组成差分输入级。N型场效应管Q2的源极电流在N型场效应管Q3阻抗上产生电压降，反方向加到N型场效应管Q4的栅-源之间。因此在漏极负载电阻R4、R5上产生两个大小相等、方向相反被放大的输出电压，由输出端子10、11输出。电阻R6串连在电阻R4、R5和稳压电源正极之间，和接地的电解电容C4构成退耦电路。供电输入端是输入端子6、7，分别接到图2带过流保护闸门的稳压电源的输出端子3、4。

如图4所示，由前级直耦接到功率器件有偏置电流的补偿级构成的补偿放大器(即图1中的补偿级)包括：两个P型场效应管Q5、Q6，六个晶体管Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q13，其中Q7、Q8为PNP型晶体管、Q9、Q10、Q11、Q13为NPN型晶体管，两个N型功率场效应管(MOS-FET)Q12、Q14，十二个电阻R8、R9、R10、R11、R12、R13、R14、R15、R16、R17、R18、R19，一个电容C7。其中，P型场效应管Q5的源极和P型场效应管Q6的源极相接后接电阻R8，R8另一端接带过流控制闸门的稳压电源正极端子12，P型场效应管Q5的栅极接输入端子14，P型场效应管Q6的栅极接输入端子15，P型场效应管Q5的漏极接P型晶体管Q7的发射极，P型场效应管Q6的漏极接P型晶体管Q8的发射极，电阻R10一端与端子12连接，另一端和电阻R11、P型晶体管Q7的基极、P型晶体管Q8的基级、电容C7相连，电容C7的另一端与电阻R11的另一端相连后接带过流控制闸门的稳压电源负极端子13，P型晶体管Q8的集电极与电阻R13、N型晶体管Q9的集电极、N型晶体管Q11的基极相连，P型晶体管Q7的集电极与电阻R12、N型晶体管Q10的集电极、N型晶体管Q13的基极相连，N型晶体管Q9的发射极与电阻R13的另一端、电阻R9、电阻R16、电阻R14、N型晶体管Q13的集电极、N型功率场效应管Q14的漏极及输出端子18相连，电阻R9的另一端接负反馈输出端子16，N型晶体管Q9基极与电阻R15相连，电阻R15另一端与N型功率场效应管Q12的源极、电阻R14的另一端相连，N型晶体管Q11的发射级与电阻R16的另一端、N型功率场效应管Q12的栅极相连，N型晶体管Q11的集电极和N型功率场效应管Q12的漏极相连后接到直流母线的正极输入端子17。N型晶体管Q10的发射级分别与电阻R12的另一端、电阻R18、电阻R19相连后接入直流母线的负极输入端子19，N型晶体管Q10的基极与电阻R17相连，电阻R17另一端与N型功率场效应管Q14的源极、电阻R19的另一端相连，N型晶体管Q13的发射级与电阻R18的另一端、N型功率场效应管Q14的栅极相连。

两个P型场效应管Q5、Q6，六个晶体管Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q13，两个N型功率场效应管(MOS-FET)Q12、Q14构成了功率器件有偏置电流的补偿放大器。

驱动信号由14、15端子从图3的10、11端子输入，把相位相反的信号加入到P型场效应管Q6、Q5的栅极。信号从P型场效应管Q5、Q6的漏极输出到Q7、Q8的发射极，组成了级联平衡放大电路，提供整机的主要增益。被放大的信号由Q7、Q8集电极分别去推动Q11、Q13这两个射极跟随器。Q11、Q13的射极输出信号分别去推动末级管MOS-FETQ12、Q14。这有偏置电流的补偿放大器，为负载提供由于功率末级器件零偏置电流而使正弦波过零时产生的交越失真补偿。供电输入端有两组，带过流保护闸门的稳压电源输入是12、13，分别接到图2的3、4端；另外直流母线由17、19输入，分别接到总图的1、2端。功率补偿信号由18端子输出。

如图5所示，功率器件零偏置电流的主放大器和保护到每一支功率器件的过流保护电路(即图1中的推动级、闸门、功率末级和过流保护)包括：两个P型场效应管Q15、Q16、六个晶体管Q17、Q18、Q19、Q20、Q21、Q22，其中Q17、Q18为PNP型晶体管、Q19～Q22为NPN型晶体管，2N个N型功率场控器件(MOS-FET或IGBT，下面都按MOS-FET讲述)Q23-1～Q23-N、Q24-1～Q24-N，2N+10个电阻R20、R21、R22、R23、R24、R25、R26、R27-1～R27-N、R28-1～R28-N、R19、R30、R31，电容C8、C9，两个有N个输入端子的或门U1、U2，N为自然数。其中，P型场效应管Q15的源极和P型场效应管Q16的源极相接后接电阻R20，R20另一端接带过流控制闸门的稳压电源正极端子23，P型场效应管Q15的栅极接输入端子24，P型场效应管Q16的栅极接输入端子25，P型场效应管Q15的漏极接P型晶体管Q17的发射极，P型场效应管Q16的漏极接P型晶体管Q18的发射极，电阻R21一端与端子23连接，另一端分别和电阻R24、P型晶体管Q17的基级、P型晶体管Q18的基级和电容C9相连，电容C9的另一端与电阻R24的另一端都接带过流控制闸门的稳压电源负极端子26，P型晶体管Q17的集电极分别与电阻R22、N型晶体管Q19的集电极、N型晶体管Q21的基极相连，P型晶体管Q18的集电极分别与电阻R25、N型晶体管Q20的集电极、N型晶体管Q22的基极相连，N型晶体管Q19的发射极分别与电阻R22的另一端、电阻R26、电阻R27-1～R27-N、N型晶体管Q22的集电极、N型功率场效应管Q24-1～Q24-N的漏极及输出端子20相连，N型晶体管Q19的基极与电阻R23相连，电阻R23另一端与或门U1的输出端相接，N型晶体管Q21的发射级分别与电阻R26的另一端、N型功率场效应管Q23-1～Q23-N的栅极相连，N型晶体管Q21的集电极和N型功率场效应管Q23-1～Q23-N的漏极相连后接到直流母线的正极输入端子22，N型功率场效应管Q23-1的源极分别和电阻R27-1的另一端、或门U1的输入端1相连……N型功率场效应管Q23-N的源极分别和电阻R27-N的另一端、或门U1的输入端N相连，N型晶体管Q22的发射级分别与电阻R30的另一端、N型功率场效应管Q24-1～Q24-N的栅极相连。N型晶体管Q20的发射级分别与电阻R25的另一端、电阻R30和电阻R28-1～R28-N相连后接入直流母线的负极输入端子27，N型晶体管Q20的基极与电阻R29相连，电阻R29另一端分别与或门U2的输出端、R31相接，R31的另一端和过流信号输出端子21相连。N型功率场效应管Q24-1的源极分别和电阻R28-1的另一端、或门U2的输入端1相连……N型功率场效应管Q24-N的源极分别和电阻R28-N的另一端、或门U2的输入端N相连，N型晶体管Q22的发射级分别与电阻R30的另一端、N型功率场效应管Q24-1～Q24-N的栅极相连。

两个P型场效应管Q15、Q16，六个晶体管Q17、Q18、Q19、Q20、Q21、Q22，2N个N型功率场效应管(MOS-FET)Q23-1～Q23-N、Q24-1～Q24-N，两个有N个输入端的或门U1、U2构成了功率器件零偏置电流的主放大器和保护到每一支功率器件的过流保护电路。

驱动信号由24、25端子从图3的10、11端子输入两个大小相等，相位相反的信号加入到P型场效应管Q15、Q16的栅极。信号从Q15、Q16的漏极输出到P型晶体管Q17、Q18的发射极，组成了级联平衡放大电路是推动级提供整机的主要增益。被放大的信号由P型晶体管Q17、Q18集电极分别去推动N型晶体管Q21、Q22这两个射极跟随器。Q21、Q22再分别去推动末级管N型功率场效应管Q23-1～Q23-N和Q24-1～Q24-N，功率信号由20端子输出。

N型功率场效应管Q23-1～Q23-N其源极都串连了采样电阻R27-1～R27-N，这N个采样电压汇集到或门U1，其输出去控制过流闸门管N型晶体管Q19。只要有一支管子过流超过整定值，或门就会输出高电平使Q19导通把输入信号短路，从而迅速将这上桥臂的N个功率管关闭。下桥臂N型功率场效应管Q24-1～Q24-N也一样，其源极都串连了采样电阻R28-1～R28-N，这N个采样电压汇集到或门U2，其输出去控制过流闸门管N型晶体管Q20。只要有一支管子过流超过整定值，或门U2就会输出高电平使这Q20导通把输入信号短路，从而迅速将这组N个功率管关闭。另外U2输出的高电平去触发图2的稳压电路中的过流闸门小功率晶闸管SCR1的门极，使其导通将前级及推动级的供电短路而切断推动信号，进一步保护了功率末级的器件，实现了对功率末级器件的双重保护。这过流闸门小功率晶闸管SCR1的门极同时受另外一个B半桥的U2输出的过流信号的电平控制。

供电输入端有两组，带过流控制闸门的稳压电源输入是23、26，分别接到图2的3、4端；另外直流母线由22、27输入，分别接到总图的1、2端。末级管子的过流信号由21端子输出到图2的5端。主放大器的功率输出端子20和补偿放大器的功率输出端子18连接、端子27和19、22和17、23和12、26和13也都是联接的。实际上接带过流控制闸门的稳压电源的负极端子26和直流母线的负极端子27是相连的。

图1中三相或多相整流滤波电路说明：

由于本发明适合研发输出功率从低到高的系列产品，根据实践经验，从它输出的直流母线纹波和输入电流的高次谐波含量(决定了该设备的市电输入功率因数)二者角度考虑，采用哪种整流电路要根据采用本发明的设备输出功率来决定。输出功率低时可采用常用的三相整流滤波电路；而输出功率高时应该用六相、十二相、甚至二十四相整流滤波电路，所以没有给出具体电路。而且这些都是常规的电路，因此不再赘述。

图1中正弦波信号发生器的说明：

它是单独的一个部件。根据客户对控制功能的不同要求可以由模拟或者数字等多种不同方案构成，因此也没有给出具体电路。而且这些亦是常规的电路，因此也不再赘述。

图2～5是该谐振电源完整的实施方案之一电路图。

谐振电源为全桥结构，分为图1中的A、B两个半桥。正弦波信号是两个大小相等、方向相反的信号，分别送入A、B半桥，所以两个半桥的输出电压也反相叠加加倍。由于A、B半桥结构是完全一样的，因此我们只分析A半桥：

信号加入N型场效应管Q2、Q4组成的差分输入级，N型场效应管Q3为恒流源。在N型场效应管Q2的栅极加入的信号作用下，其源极电流在N型场效应管Q3阻抗上产生电压降，反方向加到N型场效应管Q4的栅-源之间，Q4的栅极同时接受从末级来的负反馈信号。N型场效应管Q2、Q4漏极分别输出两个大小相等，相位相反的信号加入到P型场效应管Q6、Q5的栅极。信号从P型场效应管Q5、Q6的漏极输出到P型晶体管Q7、Q8的发射极，组成了级联平衡放大电路，提供整机的主要增益。被放大的信号由P型晶体管Q7、Q8集电极分别去推动N型晶体管Q11、Q13这两个射极跟随器。N型晶体管Q11、Q13的射极输出信号分别去推动功率场效应管(MOS-FET)Q12、Q14。从Q5～Q14构成了有偏置电流的补偿放大器。由于主放大器的功率器件没有偏置电流，而在正弦波过零时会产生的交越失真，这个补偿放大器就为负载提供了消除交越失真的补偿。N型晶体管Q9、Q10为过流闸门管，当功率管源极电阻R14、R19流过的电流超过过流整定值时，N型晶体管Q9、Q10导通，把驱动信号短路，从而保护了功率场效应管Q12、Q14。

由前级直耦接到推动级再通过过流控制闸门，直耦接到零偏置电流功率末级构成的主放大器及保护到每一支器件的过流保护电路，是由晶体管及功率场效应管Q15～Q24-N、有N个输入端的或门U1、U2构成。N型场效应管Q2、Q4漏极分别输出的两个大小相等，相位相反的信号加入到P型场效应管Q15、Q16的栅极。而信号从Q15、Q16的漏极输出到P型晶体管Q17、Q18的发射极，组成了级联平衡放大电路的推动级，提供整机的主要增益。被放大的信号由P型晶体管Q17、Q18集电极分别去推动N型晶体管Q21、Q22这两个射极跟随器。这Q21、Q22再分别去推动N个零偏置电流的N型功率场效应管(MOS-FET)Q23-1～Q23-N和Q24-1～Q24-N。

N型功率场效应管Q23-1～Q23-N其源极都串连了采样电阻R27-1～R27-N，这N个采样电压汇集到或门U1，其输出去控制过流闸门管N型晶体管Q19。只要有一支管子达到过流整定值，或门U1就会输出高电平使N型晶体管Q19导通把输入信号短路，从而迅速将这上桥臂的N个功率管关闭。下桥臂N型功率场效应管Q24-1～Q24-N也一样，其源极都串连了采样电阻R28-1～R28-N，这N个采样电压汇集到或门U2，其输出去控制过流闸门管N型晶体管Q20。只要有一支管子过流，或门U2就会输出高电平使这Q20导通把输入信号短路，从而迅速将这组N个功率管关闭。另外过流时或门U2输出的高电平去触发图2稳压电路的过流闸门即小功率晶闸管SCR1的门极，使其导通将前级及推动级的供电短路而切断推动信号，进一步保护了功率管，实现了对功率末级器件的双重保护。这过流闸门小功率晶闸管SCR1的门极同时受另外一个B半桥的U2输出的过流信号控制。

由于末级使用的N型场控功率器件MOS-FET或IGBT的输出特性曲线是比较理想的饱和平顶特性，即其工作电流与源-漏供电的电源电压无关。所以电源电压波动导致的三相整流后的直流母线电压变化，只影响输出的动态范围而不影响工作点。而前级和驱动级的供电电压是稳压的。所以该整机的所有管子的工作点都不随市电电源电压而波动，保证了工作的稳定。

负反馈电路由R9和R7、C6组成，将输出电压分压后加在输入差分管N型场效应管Q4的栅极。由于在反馈环路里没有插入变压器等产生相移的元件，所以负反馈可以加得比较深以改进其指标。由于加入C6，使直流反馈深度大大提高，有效的遏阻了输出端的直流电平漂移。

本发明的经济效益

1、由于该谐振电源主回路过流保护到每一支功率器件，可以充分发挥管子的容量；而且采用安全工作区比双极晶体管宽得多的N型场控功率器件MOSFET、IGBT，因此在保证工作可靠的前提下，管子数目可以减少。而且目前MOSFET和IGBT这两种场控功率器件比同样容量的双极晶体管还要便宜。所以在提高可靠性的情况下仅功率器件一项大约可以降低一半以上的成本。

2、由于该谐振电源主回路功率器件的偏置电流为零，整机效率可以提高约5％。以上述输出功率450KW谐振电源为例，可以减少22KW的损耗。所以在相同的散热条件下可明显减少工作温度。我们知道半导体器件工作温度每降低10℃，其寿命提高一倍。所以进一步提高可靠性。

3、由于整机的功率器件在各种条件下工作都可以基本上不损坏，所以这近万支管子可以不必为了方便更换而安装在插件上。机械结构大为简化，又省去了众多的接触电极。降低成本、提高可靠性。

4、由于平均无故障工作时间(MTBF)可望提高到1000小时左右，可靠性的提高一方面减轻了生产厂返修的成本，另方面使得使用单位的效率提高，免去了经常要换管子插件耽误正常使用，这产生的效益就不好估算了。

5、由于各项指标提高，特别是随电源电压和负载的波动输出电压的稳定度和原来相比有大幅度增加。使整机上了一个档次，所以售价可以提高为生产厂带来更高的经济效益。

以上公开的仅为本发明的一种具体实施方案，但本发明并非局限于此，任何本专业领域技术人员与之相似的变化，均落入本发明的保护范围内。