基于声音信号处理的瓶盖密封性检测装置及方法

摘要

本发明公开了一种基于声音信号处理的瓶盖密封性检测装置及方法，包括声音信号的产生、声音信号的提取和声音信号的分析处理三大部分。声信号的产生是由电磁激振装置对瓶子封盖激振产生的，电磁激振装置由电磁铁和控制电路组成。声音信号的提取由声传感器即麦克风实现。DSP信号处理电路由声音拾取、信号放大、模拟滤波、信号阈值检测、电压转换等模块组成。本发明检测效果优良，实验中产品检测正确率达到99%。

说明书

技术领域

本发明涉及一种基于声音信号处理的瓶盖密封性检测装置及方法，具体的说，本发明涉及在类似酒类等饮料灌装生产线上封上盖以后，利用声音信号处理的理论检测瓶盖密封性是否合格的装置，适用对象为马口铁材料的皇冠瓶盖。

背景技术

酒类等饮料灌装生产线上需要进行封盖后的密封性检测。目前灌装生产线上封盖密封性检测的市场基本被德国和美国企业所垄断，价格昂贵。研制拥有自主知识产权的封盖密封性检测设备具有重要意义，不仅可满足国内酒类等饮料生产企业对该设备的急需，提高其在国内外啤酒市场上的竞争能力，而且可有效抑制国外同类产品的价格。

目前国外封盖密封性检测设备已相对成熟且有大量产品投放市场，如德国HEUFT系统，MIHO系统，一般将封盖检测功能与其他功能集成于一台检测设备中。

单纯的瓶盖缺失检测可以用光扫描仪或者金属探测器探测瓶盖是否存在。当有封盖的酒瓶等经过检测设备时，光扫描仪或者金属探测器感应给出电信号，否则没有信号产生。该方法简单易行，缺点是仅能检测瓶盖缺失，对于歪盖，密封不严等无能为力。

对于一些损坏严重或有突出裂口的封盖，可以通过光学CCD相机进行检测。检测系统将所摄的封盖相片进行图像处理并与标准封盖参数进行对比分析，当分析结果超过某个极限时，系统认定该封盖不合格并指示随后的剔除系统进行剔除。光学检测的基础依赖于对封盖外形进行图像处理分析，一般可检测封盖缺失及歪盖、倾斜盖等情况。其检测稳定性易受瓶子公差（比如：瓶壁厚度、玻璃有无瑕疵、特别是玻璃颜色）、不清晰的液位分界线（泡沫）、不稳定的瓶子引导、瓶子表面有滴落水等因素的影响。

对于塑料瓶装饮料的密封性也可采用超声激励法。灌装好的饮料在生产线上高速流动时，利用特制的超声设备向饮料中发射强功率超声，利用功率超声的空化作用使液体瞬间膨胀，当瓶盖漏气时，则会有饮料液体向瓶外喷射，从而瓶中液位下降，利用后续液位检测装置将不合格瓶子剔除。该装置占用空间小，对于微小漏气也可准确判断，但还仅限于塑料瓶装饮料。

对于马口铁材料的封盖可以采用声学检测。检测模块发出脉冲“击打”瓶子封盖，封盖发生振动并产生声学信号。通过对该声学信号进行分析可进行缺失检测，形状检测，封盖的密封程度及顶部含氧量检测等。

发明内容

为克服现有技术的不足，本发明采用以下技术方案：

一种基于声音信号处理的瓶盖密封性检测装置，它包括电磁激振装置，所述电磁激振装置位于瓶口上方，所述瓶口一侧设有声传感器；所述声传感器与声音信号分析装置相连。

所述声传感器与声音信号分析装置的信号放大及滤波电路相连，声音信号分析装置的信号放大及滤波电路、模数转换电路、DSP信号处理与分析模块和检测结果显示模块依次连接；所述的信号放大及滤波电路还与信号阈值检测电路相连；所述的信号阈值检测电路还与DSP信号处理与分析模块连接。

所述的声传感器为单声道驻极体电容式声传感器。

所述电磁激振装置由相对应的电磁铁和控制电路组成；所述电磁铁采用24V直流电压供电，电磁铁的吸力为45N；所述控制电路是由555定时器构成的多谐振荡器。

所述信号放大及滤波电路中，信号放大电路采用前置音频放大器INA217；信号滤波电路采用的滤波器是一个二阶巴特沃斯有源低通滤波器。

一种基于声音信号处理的瓶盖密封性检测方法，该方法的检测步骤如下：

a.    首先由电磁激振装置对瓶子封盖进行激振，产生声音信号；

b.    声传感器提取产生的声音信号并将其转换成电信号；

c.    电信号经信号放大及滤波电路放大滤波后，一路进入模数转换电路，一路进入信号阈值检测电路；

d.    进入信号阈值检测电路的信号若大于阈值信号，则DSP信号处理与分析模块开始工作，反之DSP信号处理与分析模块不工作；

e.    当DSP信号处理与分析模块工作时，对模数转换后的信号进行处理与分析，判断瓶盖是否漏气；

f.    最后将判别结果输出到检测结果显示模块。

在所述e中，DSP信号处理与分析模块的处理与分析步骤如下：

A.初始化DSP信号处理与分析模块；

B.采集声音信号并进行功率谱分析；

C.找到密封性好的瓶子和漏气瓶子在频域里的差异；

D.依据贝叶斯判别原理，分别建立封盖合格瓶子的判别函数G1和封盖异常瓶子的判别函数G0；

E.将提取的特征参数分别代入两个判别函数，计算出G0和G1的数值大小；

F.若G1> G0则为密封性好的瓶子，否则为漏气的瓶子。

在所述D中，所述坏瓶判别函数G0和好瓶判别函数G1的函数形式分别为：

              

               

其中， 均为常系数；为共振峰频率，功率谱面积在X轴方向上的质心，频率两侧能量百分比，中高频段能量比值S。

在所述E中，所述提取的特征参数为共振峰频率，功率谱面积在X轴方向上的质心，频率两侧能量百分比，中高频段能量比值S。

本发明的有益效果：上述检测方法可以避免瓶子公差（比如：瓶壁厚度、玻璃有无瑕疵、特别是玻璃颜色）、不清晰的液位分界线（泡沫）、不稳定的瓶子引导、瓶子表面有滴落水等因素的影响，经实验证明，该方法检测效果优良，实验中产品检测正确率达到99%。

附图说明

图1 本发明的硬件总体设计框图；

图2 电磁激振装置的控制电路；

图3 声音放大电路原理图；

图4 滤波器电路原理图；

图5 阈值触发电路原理图；

图6 接口电路和复位电路原理图；

图7 电压转换电路原理图；

图8 系统总体流程图；

图9 F2812初始化流程图；

图10 数据采集程序流程图；

图11 系统滤波器程序结构图；

图12 FFT变换程序流程图；

其中，1 控制电路； 2电磁铁；3声传感器；4 信号放大及滤波电路；5模数转换电路；6 DSP信号处理与分析模块；7 信号阈值检测电路；8 检测显示结果模块。 

具体实施方式

下面将结合附图对本发明做进一步的详细说明：

对于封盖密封性检测，当检测启动时，电磁脉冲冲击瓶盖表面使之发生振动，同时声传感器即麦克风接收来自瓶盖的声学反射信号。声学信号取决于瓶盖的张力，瓶盖的张力取决于瓶内的压力，而瓶内的压力取决于啤酒瓶的密封性。基于此，我们就可通过对反射信号的频率或能量进行分析来判断瓶盖的密封是否合格。

如图1所示，本发明包括以下几个组成部分：声音信号的产生、声音信号的提取和声音信号的分析处理。声信号的产生是由电磁激振装置对瓶子封盖激振产生的，电磁激振装置由电磁铁2和控制电路1组成。采用额定工作电压为直流24V，吸力45N的电磁铁2。当电磁铁2通电后，产生磁场，从而吸引铁质瓶盖；断电后，吸力消失，整个通断电时间很短，瓶盖受到一脉冲激振，产生声音。控制电路1用来产生脉冲电压控制电磁铁2的通断电。声音信号的提取由声传感器3即麦克风实现，可采用一款单声道驻极体电容式声传感器器。声音信号的分析处理是该装置的重点部分，由自主设计的DSP声音信号分析处理系统实现，DSP采用TI公司生产的TMS320F2812。DSP信号处理电路由声音拾取、信号放大及滤波电路4、信号阈值检测电路7等模块组成。

如图2所示，电磁激振装置的控制电路1由555定时器构成多谐振荡器，驱动功率场效应管IRF640，产生脉冲电压控制电磁铁2的通断电。在控制电路图中，当电路刚接通电源时，由于C1来不及充电，555电路的2脚和6脚处于零电平，导致其输出3脚为高电平。当电源通过RA和RB向C1充电到时，输出端3脚由高电平变为低电平，电容C1经RB和内部电路的放电三极管放电。当放电到时，输出端又由低电平转变为高电平。此时电容再次充电，这种过程可周而复始地进行下去，形成自激振荡，输出连续的方波。当555输出高电平时，IRF640由于栅极和源极两端加了12V电压，漏极和源极导通，电磁铁2通电产生磁力；当555输出低电平时，IRF640由于栅极和源极的电压是零，漏极和源极不能导通，电磁铁磁力消失。方波的周期很小，保证了电磁铁2的瞬时通断，从而产生了冲击瓶盖的电磁脉冲。

如图3所示，声传感器3拾取声音信号，并将其转换成电信号，由于电信号很微弱，一般只有毫伏级，应经过放大电路放大。根据系统输入信号的特点和工作环境，本系统采用了TI公司推出的一款低失真、低噪声前置音频放大器INA217，对输入的微弱信号放大。INA217具有较宽的宽带和较宽增益范围的动态响应，其独特的失调消除电路使其即使在高增益时也能把失调减到最低范围（0.004%，G=100），当信号源阻抗为200时，INA217具有优异的噪声性能。由于INA217具有低噪声、低失调、差动输入、宽带宽的特性，因此，它特别适用于低频音频信号采集系统的前置放大器。由图3看出，第4、5引脚为信号输入端，4脚接地；第11脚输出；第7、13脚为电源引脚，分别接-12V和+12V；10脚为参考端，接地；第2、15脚通过外接电阻R来决定电压增益，电压增益G=1+10K/R。本系统中R=50，放大倍数为200倍。1.8V电压用于给声传感器供电。

如图4所示，放大后的麦克风信号包含了大量声音信号以外的高频噪声和低频漂移，为了滤除这两种干扰信号，提高信噪比，需要设计一个有严格截止频率的低通滤波器。该低通滤波器又称抗混频滤波器，它置于模数转换电路5之前，根据奈奎斯特采样定理，截止频率至多设置为采样频率的一半，只能用模拟电路的方式实现。本系统设计的抗混频滤波器将放大后的信号中的高频干扰信号滤除，送入信号阈值检测电路7和模数转换电路5。该滤波器是一个二阶巴特沃斯有源低通滤波器。巴特沃斯滤波器具有平坦的通过特性和比较陡峭的截止特性，虽然相移与频率的关系不够线性，但影响很小。它由R、C和高性能运算放大器OPA134组成，信号由同相接入，运算放大器接成电压跟随器的形式，具有高输入阻抗和很强的带负载能力。取R11=R12=4.7K， ，使滤波器的截止频率为10000HZ。

如图5所示，为了减少信号处理的数据量，实现实时处理，本系统采用硬件检测声音信号端点的方法解决DSP内部存储器有限与数据处理需要大容量存储空间的矛盾，同时简化了检测声音信号端点的设计，经前级预处理后，经过高性能运放OPA134设计的电压跟随器，输出到电压比较器，与输入的目标信号进行比较：若目标信号超过阈值信号，则产生触发信号并驱动DSP使其运行采集程序，从而使模数转换电路5工作；否则不工作。由于冲击瓶盖产生的声音信号比较短暂，只有2-3个ms，所以要求比较器有极高的响应速度，这是选用TL714的主要原因。一般的比较器的响应速度都在几百ns左右，如最常用的339/393，而TL714能达到6ns。TL714是高速差分比较器，该器件采用5V供电，输出电平与TTL电平兼容。由于该器件是+5V单极供电，它的输入端所能承受的最大电压不能超过供电电压，而目标信号的电压幅度可能覆盖的范围，所以必须对输入比较器的目标信号限压，以保护TL714比较器。图中的两个稳压二极管D1和D2击穿电压都是3V，当目标电压超过3V时，二极管电压急剧下降，呈现短路状态，有效保护TL714比较器。是0.47K的电阻，其作用是在二极管短路的情况下维持目标信号的幅值，否则，进入模数转换电路5的目标信号也将出现“削平”现象。R13和R14电阻值分别为10K和2K,这样设置的阈值信号为0.3V。将一个由运放OPA134设计的电压跟随器接在R14与TL714之间，用于消除了阻抗匹配问题。

本系统的设计中使用了5V的TTL逻辑接口器件和3.3V的LVTTL逻辑接口器件。在混合电压系统中，不同电源电压的逻辑器件互相接口时存在以下几个问题：第一，加到输入和输出引脚上允许的最大电压限制问题，器件对加到输入或者输出引脚上的电压通常是有限制的；第二，接口输入转换门限问题。基于上述情况，5V器件TL714是不能和3.3V IO端口器件F2812直接接口的。最好的解决方案是使用一个总线驱动器来改变输入到F2812上的电压，这里选用SN74LVC245作为逻辑电平转换器。SN74LVC245是8位总线收发器，可以1.6-3.6V的宽电源供电下工作，最大的接收电压为5.5V，小于6.3ns的快速响应，最大低电平输出电压为0.8V，最小输出高电平伟2.4V，最大输出高电平不超过供电电压（3.3V）。如图6所示。

F2812 DSP要求复位信号在从低到高之前，时钟必须已经稳定工作了若干时间（毫秒级），同时对复位信号的低电平宽度也有要求。一般为了可靠的复位，RS端上电的时间应保持20ms以上的低电平，而且复位信号上不应有毛刺出现，因此采用图6中的电路，保证了电路板加电后正确复位。SP708S属于专用微处理器电源监控芯片，当按下按键S1时，SP708S产生低电平脉冲送到DSP的/XRS复位端，使DSP成功复位。

如图7所示，本系统的器件需要多种电压供电，各元件的供电电压分别为：传声器为1.8V，TL714为5V，SN74LVC245为3.3V，OPA134和INA217为V，系统最好采用一个电源供电，通过系统的转换电路，转换出符合各个单元供电要求的电源。其中一个问题是我们需要将单电源转换成V的电源，目前使用比较多的单电源变双电源的方法是，将单电源的电压Vcc进行分压，以Vcc/2为参考地，输出就变成了Vcc/2的双电源。本系统采用一个24V电源变换得到V双电源，+5V电压通过LM7805转换得到，1.8V电压和3.3V电压通过TPS73HD318得到。

本系统包括以下几个程序模块：DSP初始化程序模块、数据采集模块、数据预处理程序模块和Bayes判别及显示模块。

如图8所示，上电后，首先对系统进行初始化。初始化完成后，当有声音信号的时候，通过硬件中断向DSP提出外部中断请求，DSP得到请求后响应该中断，屏蔽其他外部中断，使能定时器中断，开启定时器，接着启动一次AD转换，接着等待ADC中断的到来，ADC中断到来后，响应该中断，进入ADC中断服务子程序。在ADC中断服务子程序中，DSP向ADC发出转换命令，同时将上次转换结果存储，接着判断数据采集是否完毕，如果没有，返回ADC中断等待，若数据采集完毕，进入特征提取程序，提取各特征参数。最后将各特征参数代入判别函数并输出检测结果，程序返回到主程序并开启外部中断等待下一个声音信号的到来。

如图9所示，系统上电后从引导ROM区执行引导程序，接着执行“DSP281x_CodeStartBranCh.asm”程序，从引导入口地址跳转至C程序入口地址c_init00，C程序入口地址与选择的引导方式有关，可以从RAM引导，也可以从Flash引导。接着执行C初始化代码，初始化过程由包含在C运行库中的boot.asm程序实现。初始化系统控制寄存器，配置PLL，使能外设时钟，设置时钟预定标因子，屏蔽看门狗。初始化GPIO，根据系统设计要求，配置GPIO引脚为外设功能或用作通用输入/输出引脚，本系统中将GPIOA0设为输出好坏信号的引脚。初始化PIE的控制寄存器（PieCtrl）和中断矢量表（PieVect），源文件DSP281x_DefaltIsr.c中定义了所有默认的中断服务程序，根据系统用到的中断函数，再重新映射用到的PIE中断向量至定义的中断服务程序。然后初始化应用程序用到的各个外设模块，最后使能相应的PIE中断和CPU级中断，完成初始化。系统的应用代码部分是一个简单的循环程序，程序的功能开启全局中断，原地等待声音信号的到来。

本系统研究的声音信号的频率小于10000HZ，根据奈奎斯特定律，采样频率，故设定采样频率=22050HZ（声音信号最高频率10000HZ）。

如图10所示，DSP数据采集程序首先在主程序中清除外部中断INT1中断标志位，使能外部中断INT1，等待外部中断。信号阈值检测电路7发出外部中断INT1请求后，DSP响应这个中断，进入外部中断INT1服务子程序，进行数据的采集。在INT1服务子程序中，首先复位整个ADC模块，然后依次对带隙和参考电路上电，对模拟电路上电，选择顺序采样模式，然后开ADC中断；再设置允许EVA通过触发信号启动SEQ，然后使能INT SEQ1产生中断请求；再设置EVA定时器1的周期寄存器为45.35，即ADC采样周期，设置EVA定时器1下溢中断标志产生启动ADC，设置定时器1为连续递增计数模式，使能定时器，等待进入ADC中断子程序。当45.35定时时间到达时，EVA启动ADC，AD转换完成后DSP进入ADC中断服务子程序中，先读取转换结果，将转换结果放到指定的存储空间，然后复位INT SEQ1，清除INT SEQ1中断标志位，再使能INT SEQ1产生中断请求；判断数据采集是否采集完毕，如果采集完毕，进入数据分析处理子程序，数据处理完之后返回主程序，否则，判断ADC中断是否到来，若没有继续等待ADC中断，如果到来，返回ADC中断服务子程序。

数据分析处理模块包括数字滤波、FFT变换、功率谱估计、特征参数提取程序。

进行模数转换电路5后的信号叠加了大量的干扰信号，这些干扰信号主要集中于低频部分，包括50HZ的工频干扰和一个较大的基准漂移。系统虽然在信号调理电路中设计了一个二阶有源滤波器，但AD转换和阈值检测时系统内部又引入了不少高频信号。信号的滤波处理的目的是通过一个高质量的数字带通滤波器滤除低频和高频部分的干扰信号。根据敲击瓶盖声音信号的特点，设计的滤波器的功能参数确定为：通带频率为3000Hz-10000Hz，两侧过渡带为2500Hz-10500Hz，通带和阻带纹波系数分别为3dB和15dB，采样频率为22050HZ。在DSP系统中，用软件实现滤波时主要完成一段线性卷积运算。由于采用的DSP内部有MAC专门设计的硬件，可以在一个周期内完成一次乘加运算，因此可以非常高效的支持数字滤波器的实现。

综合考虑通带特性、信号特征以及F2812的处理能力后，本系统设计的是IIR型巴特沃斯滤波器，滤波器的系数见下表1。

表1 巴特沃斯IIR带通滤波器系数表

a1a2a3a4a5a6a7a8a9-2.9673-1.8861.3983-0.2499-3.5013-0.96571.7119-0.0774-1.0751a10a11a12a13a14a15a16  0.05310.3195-0.0636-0.06490.01700.0056-0.0019  b0b1b2b3b4b5b6b7b80.04350-0.347801.12740-2.434903.0436b9b10b11b12b13b14b15b16 0-2.434901.21740-0.347800.0435 

数字滤波器的运算结构是很重要的，不同结构所需的存储单元及乘法次数是不同的，前者影响复杂性，后者影响运算速度。此外，在有限精度（有限字长）情况下，不同运算结构的误差、稳定性是不同的。同一系统函数的IIR滤波器可以有多种不同的运算结构，直接Ⅱ型（典范性）结构就是其中的一种。直接Ⅱ型结构，对于N阶差分方程只需N个延时单元，这也是各种结构中所需延时单元最少的一种，它可以节省寄存器。但这种运算结构也有两个缺点：系数和对滤波器的性能控制作用不明显，这是因为他们与系统函数的零、极点关系不显著，因而调整有困难；此外，这种结构极点对系数的变化过于灵敏，从而使系统频率响应对系数的变化过于灵敏，也就是对有限精度运算过于灵敏，容易出现不稳定的情况或引入较大的误差。本系统选用的运算结构就是这种直接Ⅱ型结构。关键是考虑滤波器不需要在运算过程中调节系数，而且这种运算结构会节省一部分存储单元。本系统的直接Ⅱ型结构如图11所示。

这个网络的差分方程如下式：

                  （1）

它在程序实现时表示两个更加方便和更少存储单元的差分方程：

                    （2）

                          （3）

程序的编写是基于以上两个公式的：设置几个数组a[i]、b[j]、d[n]、y[n]分别存放系数a、b，中间结果d(n)，最后结果y(n)。每一个y(n)的求出需要经过两次的卷积运算，即利用公式2得到中间数据d(n)，然后再利用公式3得到最终结果y(n)。

本系统功率谱的计算是基于FFT变换完成的。利用微处理器进行傅立叶分析，处理离散函数的傅立叶展开，如果直接计算全部数组元素大约需要进行次的复数乘法和加法运算，当N很大时其计算量是很惊人的。FFT将原有的N点序列分成两个较短的序列，这些序列的DFT可以很简单的组合起来得到原序列的DFT，这样一级一级地划分下去一直到最后就划分成两点的FFT运算的情况。最常用FFT的是基2-FFT（只适合于的序列）。它的算法基本可以分成两大类，即按时间抽取（Decimation-In-Time，简称DIT）法和按频率抽取（Decimation-In-Frequency，简称DIF）法。DIT和DIF就运算量上来说是相同的，即都有级运算，每级运算都需要N/2个蝶形运算来完成，总共需要次复数乘法与次复数加法。DIT和DIF的基本蝶形结有所不同，DIF的复数乘法只出现在减法之后，DIT则是先做复数乘法再做加减运算。本系统采用的是按时间抽取的基2-FFT。

如图12所示，采用DIT算法时，必须首先将输入序列位码倒置，才能进行下一步的蝶形运算。FFT程序的基本思想是用3层循环完成全部运算（N点FFT）。第一层循环：由于，需要L级计算，第一层循环对运算的级数进行控制。内层的两个循环控制同一级蝶形结的运算，其中最内一层循环控制具有同一种旋转因子（即中的k相同）蝶形结的运算，而中间一层循环则控制不同种旋转因子（即中的k不同）蝶形结的运算。用FFT直接计算功率谱的方法很简单。FFT变换后的数据是复数，对所得的FFT数据进行处理——取其实部和虚部的平方和，再对和开平方即可得到该信号的功率谱。

在DSP系统中提取特征参数，即共振峰频率，功率谱面积在X轴方向上的质心，频率两侧能量百分比（），中高频段能量比值（S）4个参数：

1.共峰振频率        

其中，是第个频率点的频率值，是对应的功率谱值；

2.功率谱面积在X轴方向上的质心

3.频率两侧能量百分比，即以共振峰频率为中心，频带宽度为的功率谱幅值和与功率谱面积之比

                                

4.中高频段能量比值S。参考共振峰频率，取频率6500Hz以上对应的功率谱幅值与功率谱面积之比S

   

本系统在使用前需要先做调试，建立好坏瓶的判别函数。先取N（N>50）个好瓶，测这N个好瓶的上述参数，再取N个坏瓶，测这N个坏瓶的上述参数。根据贝叶斯判别原理，利用SAS软件，对得到的好坏瓶的两组数据进行DISCRIM过程语句编程，即可得到坏瓶判别函数G0和好瓶判别函数G1。注意：所取的N值越大，得到的判别函数越准确；判别函数与瓶盖的材料、电磁铁和瓶盖的距离等有关系，不同的系统所得到的判别函数是不同的，所以判别函数调好后系统不能再调整，否则判别函数需要重新调试。

坏瓶判别函数G0和好瓶判别函数G1的函数形式分别为：

              （4）

               （5）

其中，都为常数；分别为共峰振频率,功率谱面积在X轴方向上的质心,频率两侧能量百分比 , 中高频段能量比值S。

例如，在实验室的一个系统中，漏气啤酒封盖的线性判别函数为：

    

密封好啤酒封盖的线性判别函数为：

    

当系统工作在检测状态后，提取每个瓶子的特征参数，将其带入已建立的坏瓶判别函数G0和好瓶判别函数G1，计算出G0和G1的数值，比较G0和G1的大小，根据贝叶斯判别原理，若G1较大则为密封性好的瓶子，否则为漏气的瓶子。若为漏气瓶，DSP的GPIOA0输出高电平。