基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器

摘要

本发明公开一种基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器，包括上层微带结构，中间层介质基板和下层接地金属板。滤波器可以由一个模块单元或者多个模块单元组成，每个模块单元中包括两个谐振器和主传输线；两个谐振器都是半波长谐振器，结构相同，关于微带结构的中心纵轴对称设置；主传输线包括耦合部分和非耦合部分；其耦合部分由第七微带线，第八微带线和第九微带线组成，依次连接构成n形结构，位于谐振器耦合部分n形结构的内侧；两个谐振器的变容二极管设置相同的偏置电压；本发明可用于各类可重构射频前端电路，具有频率调谐时绝对带宽恒定的特点。通过级联两个或多个模块单元，可得到频率选择性更高的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器。

说明书

技术领域

本发明涉及一种中心频率可调的带阻滤波器，特别是涉及一种基于模块化结构，中心频率调谐时绝对带宽恒定，可应用于射频前端电路中的可调带阻滤波器。

背景技术

现代超宽带雷达和无线通信的发展需要高性能的可重构射频子系统，例如移动通信的发展要求小型化、多标准、多模式、多频带收发信机，为了适应该要求，射频前端需要根据工作模式来调节其工作频率和带宽。这类射频前端需要各种各样的射频可调滤波器来选择有用信号并抑制干扰信号，其中射频电调带阻滤波器是射频可调滤波器的一个重要类别。在多波段宽带收发信机和软件无线电的射频前端电路中，中心频率可调的带阻滤波器可用于抑制出现在强度较弱的有用信号频率附近的强干扰信号。

目前已经有多种可调带阻滤波器的设计方法，其中有几种典型的方法。第一种方法是通过调节与主传输线耦合的谐振器的谐振频率来调谐阻带的频率，如I.C.Hunter and J.D.Rhodes，“Electronically tunable microwave bandstop filters，”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，vol.MTT-30，no.9，pp.1361-1367，Sep.1982。第二种方法是采用集成了变容二极管的DGS(缺陷地)结构来设计可调带阻滤波器，如A.M.E.Safwat，F.Podevin，P.Ferrari and A.Vi lcot，“Tunable bandstop defected ground structure resonator using reconfigurable dumbbell-shaped coplanar waveguide，”IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，vol.54，no.9，pp.3559-3564，Sep.2006。第三种方法是在阻带频率范围内调节谐振器的阻抗使之与源/负载阻抗相匹配，从而使信号能量在有耗振荡器中被吸收，如D.R.Jachowski，“Cascadable lossy passive biquad bandstop filter，”in IEEE MTT-S Int Microwave Symp.Dig.，pp.513-516，2005。

不管采用何种滤波器设计方法，电调带阻滤波器设计都面临着两个问题：一是阻带中心频率调谐时阻带的绝对带宽会发生改变；二是高阶电调滤波器的设计问题，在设计高阶电调滤波器的时候必须调整每一级的设计参数而不能直接将两个低阶的带阻滤波器级联起来，导致设计复杂。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术存在的问题，提供一种基于模块化结构、中心频率调谐时绝对带宽恒定的可调带阻滤波器；基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器具有绝对带宽恒定的特性的；同时具有模块化设计特性，直接级联两个或两个以上可调带阻滤波器模块单元，可以得到频率选择性更高的带阻滤波器；基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器，可以解决中心频率调谐时阻带的绝对带宽发生改变的问题以及高阶滤波器设计不能直接级联的问题。

为实现本发明目的，本发明所采用的技术方案如下：

基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器，包括上层的微带结构，中间层的介质基板和下层的接地金属板；上层微带结构附着在中间层介质板上表面，中间层介质板下表面为接地金属；上层的微带结构包括两个谐振器和主传输线；两个谐振器都是半波长谐振器，结构相同，关于微带结构的中心纵轴对称设置；每个谐振器由微带线和变容二极管构成；两个谐振器的变容二极管设置相同的偏置电压；谐振器的微带线分为耦合部分与非耦合部分；谐振器的微带线耦合部分由第三微带线，第四微带线和第五微带线依次连接成n形结构；谐振器的微带线非耦合部分包括第一微带线，第二微带线和第六微带线；第一微带线的一端开路，另一端与第二微带线相连；第二微带线的另一端与第三微带线连接；第六微带线一端与第五微带线连接，另一端与变容二极管相连；变容二极管的另一端经穿过中间层介质基板的金属化过孔与下层接地金属相连；所述主传输线包括耦合部分和非耦合部分；其耦合部分由第七微带线，第八微带线和第九微带线依次连接构成n形结构，位于谐振器耦合部分n形结构的内侧；谐振器耦合部分和主传输线耦合部分之间设有宽度为0.1mm-0.8mm的电磁耦合间距；主传输线的非耦合部分包括端口微带线和连接微带线；连接微带线为蛇形线；连接微带线两侧对称设置端口微带线、第七微带线、第八微带线、第九微带线；端口微带线一端与第七微带线连接；连接微带线与第九微带线连接；所述连接微带线的长度其中c为光速，ε_r为介质基板的相对介电常数，f_min和f_max分别为谐振器的谐振频率f可调范围的最小值与最大值；谐振器的电长度L+ΔL为谐振频率f对应的波长λ的二分之一；其中，L为实际微带线长度，ΔL为变容二极管等效微带线长度；实际微带线长度L为第一微带线、第二微带线、第三微带线、第四微带线、第五微带线和第六微带线的长度之和；谐振器与主传输线之间的耦合方式是一种电耦合与磁耦合混合的耦合方式，耦合区间的长度等于第三微带线，第四微带线和第五微带线的长度总和；在最高谐振频率f_max和最低谐振频率f_min上谐振器总的等效微带线的中点落在耦合区间内；该耦合区间内电磁耦合中磁耦合占主导地位，耦合强度随着频率的增加而减小。

为进一步实现本发明目的，所述可调带阻滤波器的可调谐振频率范围为1.73-2.2GHz，其中，第一微带线和第三微带线的长度为5.6mm，第二微带线的长度为1.88mm，第四微带线的长度为3.75mm，第五微带线的长度为9.8mm，第七微带线与第九微带线之间的间距为2mm，第六微带线的长度为1.7mm，谐振器与主传输线之间的耦合间距为0.12mm，第六微带线的宽度为0.7mm，连接微带线的宽度为0.3mm，第一微带线和第二微带线的宽度为0.7mm，第三微带线、第四微带线和第五微带线的宽度为0.4mm，第七微带线、第八微带线和第九微带线的宽度为0.8mm，端口微带线的宽度为1.9mm，端口微带线的特性阻抗为50Ω。连接微带线的长度L₁₂为25.4mm。

两个相同的可调带阻滤波器模块单元通过50Ω传输线连接得到两级的可调带阻滤波器，传输线的长度大于介质基板厚度的1.5倍。

相对于现有技术，本发明具有如下优点：

(1)绝对带宽恒定。对于普通的可调带阻滤波器，当阻带的中心频率调谐时其绝对带宽会发生改变，本发明的实施实例中的带阻滤波器的中心频率在调谐时绝对带宽保持恒定，优于普通的可调带阻滤波器。

(2)模块化结构。可以方便地级联多个模块单元形成高阶滤波器来提高频率选择性。用普通的带阻滤波器结构来设计高阶电调滤波器时必须调整每一级的设计参数而不能直接将两个普通的低阶带阻滤波器级联起来，导致设计复杂。本发明中的模块单元是模块化对称结构，从两端口看进去的阻抗是相同的，当两端口的阻抗都调整到50Ω时，就可以直接把两个模块单元级联起来实现高阶滤波器，从而提高其频率选择性。

附图说明

图1是基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器的一个模块单元的结构图；

图2(a)是可调带阻滤波器的电磁耦合结构的等效原理图；

图2(b)是可调带阻滤波器的谐振器在不同偏置电压下的等效电路图；

图3是采用一个模块单元的可调带阻滤波器的结构示意图；

图4是采用一个模块单元的可调带阻滤波器的传输特性曲线图；

图5是采用两个模块单元的可调带阻滤波器的结构示意图；

图6是采用两个模块单元的可调带阻滤波器的传输特性曲线图。

具体实施方案

下面结合附图对本发明作进一步详细的说明，但本发明要求保护的范围并不局限于下例表述的范围。

如图1所示，基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器包括上层的微带结构，中间层的介质基板和下层的接地金属板；上层微带结构附着在中间层介质板上表面，中间层介质板下表面为接地金属；上层的微带结构包括两个谐振器和主传输线；两个谐振器都是半波长谐振器，结构相同，关于微带结构的中心纵轴对称设置；每个谐振器由微带线和变容二极管7构成；谐振器的微带线分为耦合部分与非耦合部分；谐振器的微带线耦合部分由第三微带线3，第四微带线4和第五微带线5依次连接成n形结构；谐振器的微带线非耦合部分包括第一微带线1，第二微带线2和第六微带线6；第一微带线1的一端开路，另一端与第二微带线2相连；第二微带线2的另一端与第三微带线3连接；第六微带线6一端与第五微带线5连接，另一端与变容二极管管7相连；变容二极管7的另一端通过介质基板的金属化过孔与下层的接地金属板相连。主传输线关于微带结构的中心纵轴对称设置，包括耦合部分和非耦合部分；耦合部分由第七微带线9，第八微带线10和第九微带线11依次连接构成n形结构，位于谐振器耦合部分n形结构的内侧。主传输线的非耦合部分包括端口微带线8和连接微带线12；连接微带线12为蛇形线；连接微带线12两侧对称设置端口微带线8、第七微带线9、第八微带线10、第九微带线11；端口微带线8一端与第七微带线9连接；连接微带线12与第九微带线11连接；端口微带线8与第二微带线2平行，彼此间距大于介质基板厚度的1.5倍，防止发生电磁耦合；端口微带线8的特性阻抗为50Ω；谐振器耦合部分和主传输线耦合部分之间设有宽度为0.1mm-0.8mm的电磁耦合间距，实现电磁耦合；电磁耦合间距由耦合强弱来决定。主传输线的连接微带线12起到阻抗变换的作用，连接微带线12的长度其中c为光速，ε_r为介质基板的相对介电常数，f_min和f_max分别为谐振器的谐振频率f可调范围的最小值与最大值。

谐振器由微带线和变容二极管组成，微带线一端连接一个变容二极管，另一端开路；谐振器的第一微带线1，第二微带线2，第三微带线3，第四微带线4，第五微带线5和第六微带线6长度和加上变容二极管7等效的微带线的总长度为滤波器谐振频率上的半波长。谐振器的谐振频率主要通过变容二极管的偏置电压来调节。在忽略寄生效应时，变容二极管可以等效成一段终端开路的微带线。如图2(a)所示，斜线区域表示真实的微带线，长度为L；网格区域表示变容二极管等效成的微带线，长度为ΔL；谐振器的电长度L+ΔL为谐振频率f对应的波长λ的二分之一；谐振频率f与电长度成反比，即调整谐振器的变容二极管7的偏置电压，则变容二极管7的等效电容会发生改变，其等效微带线长度也会随之改变，从而谐振频率发生变化；如图2(b)所示，当变容二极管的等效电容C_v1＞C_v2时，对应的等效微带线长度ΔL₁＞ΔL₂，对应的谐振频率f₁＜f₂。因此通过调整变容二极管的偏压，可以调整阻带滤波器的中心频率。选定变容二极管7和确定滤波器工作的谐振频率调谐范围f_min、f_max之后，可以确定变容二极管的等效微带线长度的变化范围，然后根据等效微带线的总长度为半波长的特性就可以确定实际微带线的长度L。实际微带线长度L为图1中第一微带线1、第二微带线2、第三微带线3、第四微带线4、第五微带线5和第六微带线6的长度之和。

基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器的谐振器与主传输线采用的耦合方式是一种混合电磁耦合方式。如图1所示，耦合结构由第三微带线3、第四微带线4，第五微带线5，第七微带线9，第八微带线10，第九微带线11组成。谐振器与主传输线的耦合结构可用导纳变换器J₀₁表示，谐振器可以等效为电感和电容的并联，变容二极管电容通过偏置电压控制。根据J.S.Hong and M.J.Lancaster，Microwave Filter for RF/Microwave Application，New York：John wiley，2001.书中介绍的经典滤波器设计理论以及滤波器模块单元的电路结构，可得所要求的其中C_v为变容二极管电容，Δw为滤波器阻带的绝对带宽，Z₀为应用滤波器的射频电路的特征阻抗。由于J₀₁与谐振器和主传输线之间的耦合系数|K|成正比，可得当变容二极管的电容C_v减小时，谐振频率f增大。由上述关系可得，阻带中心频率调谐时阻带的绝对带宽Δw恒定不变的理论要求为：耦合系数|K|要随着阻带中心频率的增大而减小。该理论要求可以通过下列方式实现：耦合区间如图2(a)中的虚线部分所示，谐振器耦合部分微带线的长度须使变容二极管7在最低偏置电压下和最高偏置电压下的谐振器总等效微带线的中点都在谐振器耦合部分微带线上，即在最高谐振频率f_max和最低谐振频率f_min上谐振器总的等效微带线的中点落在耦合区间内，使得电磁耦合中磁耦合占主导地位。在此基础上，调整耦合区间的大小即调整图2(a)中d₁和d₂的位置。在此耦合区间，磁耦合强度随频率的增大而减小，电耦合强度随阻带中心频率的增大而增大，而总的耦合强度为磁耦合强度减去电耦合强度，因此总的耦合系数就会随着频率的增大而减小，从而可以满足阻带中心频率调谐时绝对带宽保持恒定的理论要求。耦合区间的长度d₂-d₁等于第三微带线3，第四微带线4和第五微带线5的长度总和；第一微带线1与第二微带线2长度之和为d₁；第六微带线长度为L-d₂。耦合区间中的微带线之间的耦合间距决定了总的耦合强度，耦合间距越小，则总的耦合强度越强。

两个谐振器和主传输线关于微带结构的中心纵轴对称设置，从左右两端看进去，有相同的阻抗特性，构成一个模块单元；通过级联两个或多个模块单元，可得到频率选择性更高的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器。

实施例

基于模块化结构的绝对带宽恒定的可调带阻滤波器的一个模块单元的结构如图1所示，有关尺寸规格如下图3所示。介质基板的厚度为0.76mm，相对介电常数为2.94，损耗角正切为0.0012。连接微带线12采取蛇形折线结构，可以减小电路尺寸。变容二级管7采用Toshiba的1sv277，变容二级管的一端通过金属化过孔接地。连接微带线12的总长度L₁₂是25.4mm，是可调谐振频率范围的中心频率的四分之一波长。如图3所示，滤波器的各微带线尺寸参数如下：第一微带线1和第三微带线3长度L₁＝5.6mm；第二微带线2长度L₂＝1.88mm，第四微带线4长度L₃＝3.75mm，第五微带线5长度L₄＝9.8mm，第七微带线9与第九微带线11之间的间距L₅＝2mm，第六微带线6长度L₆＝1.7mm，谐振器与主传输线之间的耦合间距g₁＝0.12mm，第六微带线6宽度W₁＝0.7mm，连接微带线12宽度W₂＝0.3mm，第一微带线1和第二微带线2宽度W₄＝0.7mm，第三微带线3、第四微带线4和第五微带线5的宽度W₃＝0.4mm，第七微带线9、第八微带线10和第九微带线11的宽度W₅＝0.8mm，端口微带线8宽度W₆＝1.9mm。选择这些微带线各自的长度和宽度，以获得所需的输入/输出阻抗特性、频带内传输特性和频带外衰减特性。图4是按照上述参数设计出来的采用一个模块单元的可调带阻滤波器的仿真和实际测试的结果；传输特性曲线图中的横轴表示频率，纵轴表示传输特性|S₂₁|；虚线为仿真结果，实线为测试结果。测试结果与仿真结果一致，仿真和测试分别是使用安捷伦公司的商业电磁仿真软件ADS和E5071C网络分析仪来完成的。由测试结果可见，阻带的中心频率可以在1.73-2.2GHz范围内进行调节；图4中的传输特性曲线是在阻带中心频率分别为1.73GHz、1.8GHz、1.9GHz、2.0GHz、2.1GHz、2.2GHz时测得，以带阻滤波器常用的-20dB抑制水平作为标准，-20dB处的带宽分别为48MHz、48MHz、49MHz、52MHz、53MHz、53MHz；由此可见，-20dB处的带宽为50±3MHz，意味着频率调谐时绝对带宽几乎保持不变。测试结果说明，该实施例实现了本发明所要达到的绝对带宽恒定的目标。

图5是采用两个模块单元的可调带阻滤波器的结构示意图，采用两个模块单元的目的是为了提高阻带的抑制水平。滤波器模块单元的左右两端口具有相同的阻抗特性，当这两个端口的阻抗都调整到50Ω时就可以直接把两个模块单元级联起来提高频率选择性，实现高阶滤波器。通过50Ω传输线13将图1中的两个相同滤波器模块单元级联起来得到频率选择性更高的可调带阻滤波器；为了避免两个滤波器模块单元发生互耦，传输线13的长度应大于介质基板厚度的1.5倍。图6是采用两个模块单元的可调带阻滤波器的仿真和实际测试的结果，传输特性图中的横轴表示频率，纵轴表示传输特性|S₂₁|；虚线为仿真结果，实线为测试结果；仿真和测试分别是使用安捷伦公司的商业电磁仿真软件ADS和E5071C网络分析仪来完成的。测试结果表明，阻带中心频率可以在1.73-2.2GHz范围内进行调谐；图6中的传输特性曲线是在阻带中心频率分别为1.73GHz、1.8GHz、1.9GHz、2.0GHz、2.1GHz、2.2GHz时测得，-40dB处的带宽分别为58MHz、62MHz、61MHz、62MHz、58MHz、57MHz；由此可见，-40dB处的带宽为60±3MHz，意味着随着阻带中心频率的调谐，阻带的绝对带宽保持恒定不变，实现了带宽恒定的目标。

实施例的仿真和测试结果表明，当阻带的中心频率调谐时，实施例中的绝对带宽基本保持不变，实现了绝对带宽恒定的目标。本发明具有模块化特性，通过简单的级联就可以实现频率选择性更高的可调带阻滤波器。

以上所述仅为本发明的较佳实例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。