基于二维最小均方误差检测算法的二维块扩频系统中的残留多用户干扰抑制方法

摘要

基于二维最小均方误差检测算法的二维块扩频系统中的残留多用户干扰抑制方法，属于通信领域，本发明为解决快衰落信道的二维块扩频系统的残留多用户干扰的问题。本发明是针对快衰落信道的，与传统慢衰落信道相比，在接收信号时加入了二维MMSE检测环节。当接收机接收到的信号通过FFT变化到频域后，进行二维MMSE检测，改变频域信号的权重，所述权重更合理，通过二维MMSE检测能完成多用户检测和频域均衡以抵抗多径衰落信道影响的目的，实现复杂度低，具有很好的误码率性能，可以很好改善由于信道增益在连续块里不能保持常数所产生的残余多用户干扰。

说明书

技术领域

本发明涉及基于二维最小均方误差检测算法的二维块扩频系统中的残留多用户干扰抑制方法，属于通信领域。

背景技术

对于无线移动通信系统的上行链路(Uplink，UL)系统，多个用户经常会同时接入同一基站(Base station，BS)，但由于每个用户所在位置不同，每个用户到达基站的时间不尽相同，尽管在CDMA系统中可以采用不同的正交扩频码来区分用户，但由于上行链路的非同步和信道延迟扩展，用户彼此间将不能保持正交性，因此会产生严重的多用户接入干扰(MAI)。MAI将会严重降低上行链路的传输性能。如何采用适合的技术来避免MAI，一直是学者研究的重点之一。

目前提出的新型二维块扩频(2D，2-dimenstional Block spread CDMA)技术，参见图1和图2，其中图1所示为单载波CDMA(SC-CDMA)系统的发送和接收示意图，图2是多载波CDMA(MC-CDMA)系统的发送和接收示意图，在平稳慢衰落信道(slow flatfading channel)下，与传统多用户检测算法相比，其具有低复杂度，和较高的传输性能可以很好的解决MAI问题，是一种新型的上行链路接入系统结构。

然而在对二维块扩频系统的介绍中，可以看出二维块扩频系统之所以可以避免多用户干扰，一是由于采用正交码字使用户保持正交，二是假设信道是慢衰落系统，在连续的块(块)时间间隔内保持不变。而当信道变成快衰落系统时，信道参数将在连续的块时间里发生变化，此时将破坏系统整体性能，尤其当二维块扩频系统联合MIMO(Multiple-InputMultiple-Out-put，多输入多输出)分集技术时，性能将急剧下降。

发明内容

本发明目的是为了解决快衰落信道的二维块扩频系统的残留多用户干扰的问题，提供了基于二维最小均方误差检测算法的二维块扩频系统中的残留多用户干扰抑制方法。

本发明基于二维最小均方误差检测算法的二维块扩频系统中的残留多用户干扰抑制方法，在SC-CDMA系统下：

发射过程：

步骤一、将U路调制信号分别进行码片级扩频，获得U路码片级扩频后的信号；

步骤二、将步骤一获得的U路码片级扩频后的信号分别进行块扩频，获得U路块扩频后的信号；

步骤三、将步骤二获得的U路块扩频后的信号分别进行加入保护间隔处理，获得处理后的U路信号，并通过发射天线发射至信道；

接收过程：

步骤四、采用接收天线接步骤三发射的U路信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤五、将步骤四获得的处理后的信号进行块解扩处理，获得块解扩后的信号；

步骤六、将步骤五获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得变换后频域信号；

步骤七、将步骤六获得的频域信号进行频域均衡及二维最小均方误差检测，改变所述频域信号的权重，获得U路检测后信号；

步骤八、将步骤七获得的U路检测信号分别进行快速傅立叶逆变换，获得U路变换后时域信号；

步骤九、对步骤八获得的U路变换后时域信号分别进行码片级解扩，获得U路解扩后信号；

步骤十、对步骤九获得的U路解扩后信号解调后输出；

U为正整数。

在MC-CDMA系统下：

发射过程：

步骤一、将U路调制信号分别进行码片级扩频和交织，获得U路码片级扩频后的信号；

步骤二、将步骤一获得的U路码片级扩频后的信号分别进行快速傅立叶逆变换，获得U路变换后时域信号；

步骤三、将步骤二获得的U路变换后时域信号分别进行块扩频，获得U路块扩频后的信号；

步骤四、将步骤三获得的U路块扩频后的信号分别进行加入保护间隔处理，获得处理后的U路信号，并通过发射天线发射至信道；

接收过程：

步骤五、采用接收天线接步骤四发射的信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤六、将步骤五获得的处理后的信号进行块解扩处理，获得块解扩后的信号；

步骤七、将步骤六获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得变换后频域信号；

步骤八、将步骤七获得的频域信号进行频域均衡及二维最小均方误差检测，改变所述频域信号的权重，获得U路检测后信号；

步骤九、对步骤八获得的U路变换后时域信号分别进行码片级解扩和解交织，获得U路解扩后信号；

步骤十、对步骤九获得的U路解扩后信号解调后输出；

U为正整数。

本发明的优点：基于二维最小均方误差检测(2D-MMSE)方案，与传统二维块扩频解扩系统相比，2D-MMSE算法要优于传统的检测算法，而传统的检测算法则性能较差。这是由于传统的检测算法没有考虑噪声的影响，因此性能较差；2D-MMSE算法考虑到噪声影响因此性能好于传统的检测算法。该检测算法可以改善由于信道增益在连续块里不能保持常数所产生的残余多用户干扰，且复杂度相对适中。

附图说明

图1是背景技术中在SC-CDMA系统下二维块扩频系统的发射和接收结构示意图；

图2是背景技术中在MC-CDMA系统下二维块扩频系统的发射和接收结构示意图；

图3是本发明所述方法在SC-CDMA系统下二维块扩频系统的发射和接收结构示意图；

图4是本发明所述方法在MC-CDMA系统下二维块扩频系统的发射和接收结构示意图；

图5是多用户干扰形成过程示意图；

图6是误码率仿真示意图，图中-■-代表块解扩算法时系统的误码率曲线，代表最大似然检测算法时系统的误码率曲线。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图3说明本实施方式，本实施方式基于二维最小均方误差检测算法的二维块扩频系统中的残留多用户干扰抑制方法，在SC-CDMA系统下：

发射过程：

步骤一、将U路调制信号分别进行码片级扩频，获得U路码片级扩频后的信号；

步骤二、将步骤一获得的U路码片级扩频后的信号分别进行块扩频，获得U路块扩频后的信号；

步骤三、将步骤二获得的U路块扩频后的信号分别进行加入保护间隔处理，获得处理后的U路信号，并通过发射天线发射至信道；

接收过程：

步骤四、采用接收天线接步骤三发射的U路信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤五、将步骤四获得的处理后的信号进行块解扩处理，获得块解扩后的信号；

步骤六、将步骤五获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得变换后频域信号；

步骤七、将步骤六获得的频域信号进行频域均衡及二维最小均方误差检测，改变所述频域信号的权重，获得U路检测后信号；

步骤八、将步骤七获得的U路检测信号分别进行快速傅立叶逆变换，获得U路变换后时域信号；

步骤九、对步骤八获得的U路变换后时域信号分别进行码片级解扩，获得U路解扩后信号；

步骤十、对步骤九获得的U路解扩后信号解调后输出；

U为正整数。

具体实施方式二：下面结合图4至图6说明本实施方式，本实施方式基于二维最小均方误差检测算法的二维块扩频系统中的残留多用户干扰抑制方法，在MC-CDMA系统下：

发射过程：

步骤一、将U路调制信号分别进行码片级扩频和交织，获得U路码片级扩频后的信号；

步骤二、将步骤一获得的U路码片级扩频后的信号分别进行快速傅立叶逆变换，获得U路变换后时域信号；

步骤三、将步骤二获得的U路变换后时域信号分别进行块扩频，获得U路块扩频后的信号；

步骤四、将步骤三获得的U路块扩频后的信号分别进行加入保护间隔处理，获得处理后的U路信号，并通过发射天线发射至信道；

接收过程：

步骤五、采用接收天线接步骤四发射的信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤六、将步骤五获得的处理后的信号进行块解扩处理，获得块解扩后的信号；

步骤七、将步骤六获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得变换后频域信号；

步骤八、将步骤七获得的频域信号进行频域均衡及二维最小均方误差检测，改变所述频域信号的权重，获得U路检测后信号；

步骤九、对步骤八获得的U路变换后时域信号分别进行码片级解扩和解交织，获得U路解扩后信号；

步骤十、对步骤九获得的U路解扩后信号解调后输出；

U为正整数。

工作原理：

发射和接收的采用相同的平方根奈奎斯特码片成型滤波器；并且接收使用理想采样时间。因此本文的传输过程采用码片间隔的离散时间序列表示。代表小于或等于实数变量a的最大整数；代表大于或等于实数变量a的最小整数

共有U个用户，即U路信号要处理，为了表述方便，以第u路信号为例进行分析，第u路用户的数据调制后的信息系列为{d_u(n)；n＝0～N_c/SF_f-1}，这里SF_f代表码片级的扩频因子长度，这里SF_t代表块级的扩频因子长度，N_c是FFT(或IFFT)变换的长度大小，FFT为快速傅立叶变换，IFFT为快速傅立叶逆变换。对于码片级扩频，采用扩频序列为且扩频序列满足扩频后的序列将与扰码序列相乘，使其变为类似高斯白噪声的发射信号。对于SC-CDMA系统，其发射序列表达式如公式(1)所示：

对于MC-CDMA系统，码片级扩频后的序列需经过N_c点IFFT变换，以获得MC-CDMA信号如公式(2)所示。这里需要注意的是，为了充分利用信道的频率选择特性，SF_f×(N_c/SF_f)将首先作用于码片级扩频后的序列，使得序列在N_c个子载波上等距离相隔(N_c/SF_f)的分散开来，然后再通过IFFT变换。

$s_u^{\mathrm{MC}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\underset{n=0}{\overset{N_c/S{F}_f-1}{\Sigma }}\underset{i=0}{\overset{S{F}_f-1}{\Sigma }}\left(\begin{array}{c}{s}_u^{\mathrm{SC}}(n·S{F}_f+i)\\ \times \exp \{j2\pi \frac{t}{N_c}·(n+i\frac{N_c}{S{F}_f})\}\end{array}\right)---\left(2\right)$

将SC-CDMA和MC-CDMA发射信号统一用{s(t)；t＝0～N_c-1}表示，如公式(3)所示：

$s_u\left(t\right)=\left(\begin{array}{ccc}{s}_u^{\mathrm{SC}}\left(t\right)& \mathrm{for}& \mathrm{SC}-\mathrm{CDMA}\\ s_u^{\mathrm{MC}}\left(t\right)& \mathrm{for}& \mathrm{MC}-\mathrm{CDMA}\end{array}\right)---\left(3\right)$

尽管SC-CDMA发射端没有IFFT变换，但我们仍将每N_c个比特数，作为一组发射数据块进行处理。然后N_g个循环前缀将会插入每个块间完成保护间隔的作用。

因此，对于第u(u＝0～U-1)个用户的第m(m＝0～SF_t-1)个块的传输序列可以表示为：

${\hat{s}}_{m,u}\left(t\right)=\sqrt{\frac{2E_c}{T_c}}{s}_u\left(t\right)c_u^{S{F}_t}\left(m\right)---\left(4\right)$

t＝0～N_c-1；其中为正交扩频码序列；E_c和T_c分别代表每个码片的能量和每个码片的持续时间。

对于第u个用户的第m个块其信道h_u(τ)的冲击响应表示为：

$h_{m,u}\left(\tau \right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{m,u,l}\delta (\tau -{\tau }_{u,l})---\left(5\right)$

这里h_m，u，l和τ_m，u，l分别代表第u个用户在第m个块的复路径增益系数和其第1条路径的时间延迟因子，且信道增益h_m，u，l在时间间隔T＝T_c(N_c+N_g)内为常数。假设τ_u，l是T_c时间间隔延迟，其表达式为τ_u，l＝τ_u+l·T_c，l＝0～L-1，τ_u是第u个用户的初始传输时间偏移。这里假设GI的时间间隔大于{τ_u，l}的最大时间延迟，以避免码间干扰。固移去GI后，接收信号可以表示为：

$r_m\left(t\right)=\underset{u=0}{\overset{U-1}{\Sigma }}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{m,u,l}{\hat{s}}_{m,u}(t-{\iota }_{u,l})+n_m\left(t\right)---\left(6\right)$

其中n_m(t)是零均值的复高斯白噪声信号，其方差为为2N₀/T_c(N₀是高斯白噪声的单边功率谱密度)。

上述过程为信号的发射过程，我们下面开始分析接收过程，在说明本发明的接收方式之前，先介绍一下传统块极的解扩和检测接收信号的过程，参见图1和图2所示。

块级解扩可以表示为：

$r_u\left(t\right)=\frac{1}{S{F}_t}\underset{m=0}{\overset{S{F}_t-1}{\Sigma }}{r}_m\left(t\right){\left\{c_u^{S{F}_t}\left(m\right)\right\}}^{*}$

$=\frac{1}{S{F}_t}\underset{m=0}{\overset{S{F}_t-1}{\Sigma }}\{\sqrt{\frac{2E_c}{T_c}}\underset{u=0}{\overset{U-1}{\Sigma }}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{m,u,l}{s}_u(t-{\tau }_{u,l})c_u^{S{F}_t}\left(m\right)+n_m\left(t\right)\}{\left\{c_u^{S{F}_t}\left(m\right)\right\}}^{*}$

    (7)

$=\sqrt{\frac{2E_c}{T_c}}·\underset{u^{\prime }=0}{\overset{U-1}{\Sigma }}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{m,n,l}{s}_u(t-{\tau }_{u,l})\left\{\frac{1}{S{F}_t}\underset{m=0}{\overset{S{F}_t-1}{\Sigma }}\right\{c_{u^{\prime }}^{S{F}_t}\left(m\right)\left\}{\left\{c_u^{S{F}_t}\left(m\right)\right\}}^{*}\right\}$

$+\frac{1}{S{F}_t}\underset{m=0}{\overset{{\mathrm{SF}}_t-1}{\Sigma }}{n}_m\left(t\right){\left\{c_u^{S{F}_t}\left(m\right)\right\}}^{*}$

当信道是慢衰落时，此时意味着在SF_t个连续块里信道增益保持不变，即h_u(τ)≈h_m，u(τ)，(m＝0～SF_t-1)；由于保持正交，此时MAI可以被完全移出，公式(7)可以表示为：

$r_u\left(t\right)=\sqrt{\frac{2E_c}{T_c}}·\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{u,l}{s}_u(t-{\tau }_{u,l})+\frac{1}{S{F}_t}\underset{m=0}{\overset{S{F}_t-1}{\Sigma }}{n}_m\left(t\right){\left\{c_u^{S{F}_t}\left(m\right)\right\}}^{*}---\left(8\right)$

因此多用户信号可以表示用单用户接收信号加以表示。将第u个用户的接收信号{r_u(k)}、信道增益{h_u(τ)}和噪声分量通过Nc点FFT转换到频域信号(k＝0～N_c-1)表示为：

$\left(\begin{array}{c}{R}_u\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\underset{t=0}{\overset{N_c-1}{\Sigma }}{r}_u\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\pi k}\frac{t}{N_c})\\ H_u\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\underset{t=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{h}_{u,l}\left(t\right)\exp (-j2\mathrm{\pi k}\frac{{\tau }_{u,l}}{N_c})\\ {\Pi }_u\left(k\right)=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\underset{t=0}{\overset{N_c-1}{\Sigma }}\left\{\frac{1}{S{F}_t}\underset{m=0}{\overset{S{F}_{t-1}}{\Sigma }}{n}_m\left(t\right){\left\{c_u^{S{F}_t}\left(m\right)\right\}}^{*}\right\}\exp (-j2\mathrm{\pi k}\frac{t}{N_c})\end{array}\right).---\left(9\right)$

所以{R_u(k)}可以表示为：

$R_u\left(k\right)=\sqrt{\frac{2E_c}{T_c}}{H}_u\left(k\right)S_u\left(k\right)+{\Pi }_u\left(k\right)---\left(10\right)$

频域均衡表达式为：

这里w_u(k)是MMSE(最小均方误差)权重因子，定义为：

$w_u\left(k\right)=\frac{H_u^{*}\left(k\right)}{{\left|H_u\left(k\right)\right|}^2+{(S{F}_t·\frac{E_c}{N_0})}^{-1}}---\left(12\right)$

对于SC-CDMA信号将频域信号通过IFFT转换成时域信号，然后对码片级的码片进行解扩和判决，获得发送信号；对于MC-CDMA信号则直接进行码片级的解扩和判决，获得发送信号。

以上对传统块极的解扩和检测接收信号的过程叙述，是基于慢衰落信道的假设，即在SFt个连续块里信道增益保持不变，此时MAI可以万全消除。然而很多时候，信道并非慢衰落信道，此时残留的MAI将会降低系统的误码率(BER)性能。因此本实施方式针对该问题，给出解决办法。这里以SC-CDMA作为例子来讨论，图3中包括接收信号示意图，图5是干扰过程形成分析图。

下面重点介绍二维最小均方误差检测(二维MMSE)这部分的算法。

由于单用户系统的FDE的权重系数为一个矢量，称此时的权重为一维(1-dimensional，1D)权重；而对于多用户系统来说，此时FDE的权重是复数矩阵形式，与1D系统相对应，称为二维(2-dimensional，2D)权重。

因此第u个用户的频域信号可以表示为：

其中是1-by-SFt权重矢量矩阵，是SF_t-by-1接收信号矢量矩阵。权重矩阵可以通过Moore-Penrose方式产生。定义e(k)为：

$e\left(k\right)=\sqrt{\frac{2E_c}{T_c}}{S}_u\left(k\right)-w_u\left(k\right)R\left(k\right)---\left(14\right)$

因此权重w_u(k)可以表示为

$w_u\left(k\right)=H_u^H\left(k\right){[H\left(k\right)H^H\left(k\right)+{\left(\frac{C·E_c}{N_0}\right)}^{-1}{I}_{S{F}_t}]}^{-1}---\left(15\right)$

这里H(k)＝[H₀(k)，...H_U-1(k)]是SF_t-by-U复数信道增益矩阵，其中第m行第u列的元素是H_m，u(k)；而是SF_t-by-SF_t单位阵。

对于SC-CDMA信号将频域信号通过IFFT转换成时域信号，然后对码片级的码片进行解扩和判决，获得发送信号；对于MC-CDMA信号则直接进行码片级的解扩和判决，获得发送信号。

由于2D-MMSE频域均衡权重考虑到了高斯白噪声的影响，因此2D-MMSE比传统检测算法具有更好的误码率性能，误码率仿真如图6所示。

本发明是针对快衰落信道的，与传统慢衰落信道相比，在接收信号时加入了二维MMSE检测环节。当接收机接收到的信号通过FFT变化到频域后，通过二维MMSE检测环节，同时完成多用户检测和频域均衡以抵抗多径衰落信道影响的目的，实现复杂度低，具有很好的误码率性能，可以很好改善由于信道增益在连续块里不能保持常数所产生的残余多用户干扰。