兼容超宽带国际标准和中国标准的射频接收机模拟基带链路

摘要

本发明属于集成电路技术领域，具体为一种兼容超宽带国际标准和中国标准的射频接收机模拟基带链路。该发明由前置预放大器、可重构的低通滤波器与可编程增益放大器三个模块级联构成；前置预放大器与可编程增益放大器的带宽都很宽，以保证在两个标准的中频带宽范围内保持增益平坦；低通滤波器使用改进型Nauta跨导结构和DCCA阵列，实现滤波器截止频率的宽带可调(132MHz~264MHz)，从而使模拟基带链路同时支持两种标准。本发明是国内首次提出兼容超宽带WimediaOFDM标准与超宽带中国标准的射频接收机模拟基带链路的解决方案。

说明书

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种可以同时兼容超宽带Wimedia标准与超宽带中国标准的射频接收机模拟基带的链路。

背景技术

自从2002年 FCC开放 3.1～10.6 GHz 作为UWB频段以来，对UWB技术尤其是UWB射频收发机的研究迅速成为学术界和工业界的一个热点。随着Wimedia 成为UWB的国际标准以及中国UWB频段的确定，同时兼容Wimedia和中国标准将成为国内UWB射频芯片开发的一个方向。目前中国的UWB频段大致确定为低频段的：4092GHz-4884GHz；高频段：6072GHz-8776GHz；与Wimedia MB-OFDM标准相对应：其低频段相当于Wimedia BAND#3，在2010年后应用会受到限制，要求有DA（Detect And Avoid）； 其高频段覆盖Wimedia的整个BAND Group #3 和BAND Group #4的前两个BAND。目前，欧洲对3-5GHz频带内的发射功率限制非常严格，只有6-8.5GHz频带内的发射功率和FCC规定的类似；韩国和日本也只开放6-9GHz频带。 所以就长远的考虑，频段6-9GHz是一个比较好的选择，它不仅覆盖中国UWB高频段，也符合欧洲、日本和韩国等国家的UWB频谱政策，而且只要适当增加两个频点就可以完全兼容Wimedia 的两个完整Band Group（Band Group#3和#4）。所以无论从近期还是长期来看，设计6-9GHz UWB 收发机都是一个非常值得研究的课题。

在国际上MB-OFDM UWB射频收发器的研究发端于2004年左右，现在已经有了完整的芯片解决方案。而对超宽带中国标准，国内尚没有单位提出芯片解决方案，而针对UWB国际标准以及中国标准设计兼容两者的UWB收发机芯片是一个很重要的研究方向。

发明内容

本发明的目的在于针对超宽带Wimedia标准与超宽带中国标准的不同，提出了一种可以同时兼容两套标准的射频接收机模拟基带链路，及其实现电路。

本发明提出的同时兼容两套标准的射频接收机模拟基带链路，其架构如图2所示。模拟基带链路由前置预放大器(PRE_AMP)、可重构低通滤波器(LPF)与可编程增益放大器三个模块级联构成。其中，前置预放大器(PRE_AMP)的增益可以通过数字控制为-2dB，4dB，或10dB，从而在大增益时降低了系统的噪声，在小增益时提高系统的线性度，并且降低了前一级混频器的电容负载，避免混频器有限的带宽对接收机中频带宽的影响。低通滤波器(LPF) 的截止频率实现了数字可编程，通过数字控制位可以将低通滤波器的截止频率在264MHz和132MHz之间切换，从而实现接收机中频带宽可调。采用带宽足够大（大于300MHz）的可编程增益放大器作为最后一级，为接收机提供足够的可变增益。并且可编程增益放大器的带宽大于两种标准的中频带宽，因此不会对接收机带宽产生影响。

本发明中，前置预放大器与可编程增益放大器的电路结构如图3所示。该电路结构是一种带有局部负反馈结构的可变增益放大器，通过局部负反馈将输入电压转换为电流后通过镜像管转移到输出。当源级负反馈电阻比较大时，电路的跨导主要由电阻决定，因此在深度负反馈情况下，电路的增益只与负载电阻R_L与源级负反馈电阻R_S的比值有关，因此可以实现增益的精确可控。

本发明中，低通滤波器(LPF)的链路架构如图4所示，采用5阶切比雪夫结构的近似方法实现了如图所示的跨导电容结构的低通滤波器。其中低通滤波器的跨导采用了图中所示的改进的Nauta结构。这种结构将传统的Nauta结构的跨导的 每个管子都分开成串联的两个相同的管子，通过开关S可以选择是否将两个管子中的一个旁路。当S=1时，其中一个管子会被短路掉，而当S=0时，2个管子相当于串联在一起，这两个串联的管子相当于一个沟道长度为原来2倍的管子。也就是说，当2个管子都接入时，该结构的跨导只有原来的一半。此时，由该跨导构成的滤波器的截止频率也会变为原来的一半。基于这种原理，本发明设计的滤波器可以通过1位数字控制为实现滤波器的截止频率在132MHz跟264MHz之间切换，从而实现了同时兼容两种标准的模拟基带链路。

本发明的重点在于前置预放大器与可编程增益放大器的带宽设计的足够高（大于两种标准的中频带宽），并且通过降低混频器的负载将混频器的带宽也设计的足够高，这样整个接收机的中频带宽就只由低通滤波器决定，从而减小了电路的实现难度。提出了一种改进型Nauta跨导结构，利用改进型Nauta跨导结构跟DCCA阵列实现了滤波器截止频率的宽带可调。

该发明采用一套电路实现了对两套标准的兼容，从而实现了可重构设计，降低了设计的成本，具有很强的应用意义。

附图说明

图1 为超宽带国际标准与超宽带中国标准的频谱划分。

图2 为本发明提出的可以同时兼容超宽带中国标准与国际标准的模拟基带的链路架构。

图3 为本发明所使用的前置预放大器与可编程增益放大器的电路结构。

图4 为本发明的关键模块，及截止频率数字可控的低通滤波器电路结构。

图5 为本发明应用于超宽带中国标准时频率响应曲线。

图6 为本发明应用于超宽带Wimedia标准时的频率响应曲线。

具体实施方式

下面结合具体的电路图进行说明：

图2为整个模拟基带链路的链路架构，其中前置预放大器的增益从-2dB到10dB可变，且增益步长为6dB。低通滤波器的截止频率可以根据应用的标准在132MHz跟264MHz间切换，且其通带增益可以从0dB变化到30dB。增益步长6dB。最后可编程增益放大器可以实现-2到20dB的可变增益，增益步长2dB。

图3为前置预放大器跟可编程增益放大器的具体结构，该结构采用了带有局部负反馈的跨导结构，将输入电压转换为电流后在负载电阻上产生电压，从而实现增益。通过局部负反馈，增大了环路增益，从而使跨导更加恒定。此跨导的跨导值可以表示为：

其中g_m 输入管的跨导，T为反馈网络的环路增益，因此从公式可以看出，当环路增益很大时，该电路的跨导可以近似等于1/R_s。这一跨导值只和无源器件的参数有关，可以方便的利用匹配实现准确的增益。

图4为低通滤波器的链路架构及电路实现方式。滤波器采用5阶切比雪夫近似，通过双二次结构进行级联。跨导采用的是改进型的Nauta结构。设计参数时首先选取了电容的大小。滤波器的积分噪声跟电容的大小成反比关系，增大电容可以减小系统噪声，还可以减小寄生电容对传输函数的影响。但电容过大会相应增加电路的功耗跟版图的面积，综合考虑之后，决定选取所有标准电容的大小为1.2pF。通过5bit的电容阵列实现电容从0.6pF到1.8pF可变，从而可以根据工艺偏差调整电容的大小。设计跨导值大小时，首先选取OTA1跟OTA4的大小相等，这样可以保证电路的最小增益为0dB。然后通过调整OTA3的跨导值使滤波器的截止频率满足要求，最后调整OTA2的跨导值，使滤波器的Q值达到参数要求。滤波器的可变增益是通过并联OTA1来实现的，由于滤波器的增益是由OTA1跟OTA4跨导的比值决定，因此通过成倍的增加OTA1的跨导值就可以实现滤波器通带增益的可变。

针对超宽带Wimedia标准跟超宽带中国标准设计的模拟基带链路，在应用时，根据应用标准通过数字控制位调整滤波器的截止频率，如果应用于Wimedia标准，则设定滤波器的截止频率为264MHz，而对中国标准，则设定为132MHz。由于设计的时候，将前置放大器跟可变增益放大器的带宽设计的很大，因此整个模拟基带的截止频率由滤波器决定。图5跟图6就分别给出了模拟基带链路在应用于中国标准跟Wimedia标准时的频率响应曲线。

针对超宽带Wimedia标准跟超宽带中国标准设计的模拟基带链路，在应用时，根据应用标准通过数字控制位调整滤波器的截止频率，如果应用于Wimedia标准，则设定滤波器的截止频率为264MHz，而对中国标准，则设定为132MHz。由于设计的时候，将前置放大器跟可变增益放大器的带宽设计的很大，因此整个模拟基带的截止频率由滤波器决定，图5跟图6就分别给出了模拟基带链路在应用于中国标准跟Wimedia标准时的频率响应曲线。