具有单模与双模共振腔的微波滤波器

摘要

本发明公开了一种具有单模与双模共振腔的微波滤波器，该单模共振腔是对称于一对称参考平面，并由该双模共振腔延伸而出，此结构构成一延伸耦极网络。该微波滤波器是依据延伸耦的架构，其于高抑制频带与低抑制频带上具有一对有限频率传输零点，因此能具有高度的频率选择性。此外本发明亦可应用于高阶数的滤波器的设计。

说明书

技术领域

本发明是关于一种微波滤波器，尤指一种具有单模与双模共振腔的微波滤波器。

背景技术

请参阅图1，于文献1与文献2中是揭露一种双模波导滤波器100。该双模波导滤波器100是包含两个相互耦合(couple)的双模共振腔110、120，该双模共振腔110是具有一开口111，一输入波导管(图未示)是经由该开口111与该双模共振腔110耦合(couple)，该双模共振腔120是具有一开口121，一输出波导管(图未示)是经由该开口121与该双模共振腔120耦合(couple)。

该双模波导滤波器100是设计为电感性不连续接面(inductivediscontinuities)的矩形波导结构，以取代制造与设计上较为困难的圆形或椭圆型的波导结构。该双模波导滤波器100亦称为全电感性双模滤波器(all-inductive dual-mode filter)。于设计全电感性双模滤波器时，共振腔的尺寸与输入输出波导管之间的孔隙(iris)是影响了共振频率(resonantfrequency)的模式以及耦合强度(coupling strength)。该全电感性双模滤波器是具有较为简单的设计、仿真与制造上的优点。此外，全导滤双模波器可产生明显的有限频率传输零点可呈现良好的频率选择性。

但是于文献1与文献2所揭露的全电感性双模滤波器，依据文献3的描述，由于滤波器的耦合拓朴(coupling topology)十分的复杂，需要精细的设计和调整多个物理尺寸参数，造成设计与制造上的困难，实为有待改进的缺点。

参考文献：

文献1是为美国第6,538,535号的专利说明书；

文献2请参考Marco Guglielmi，Pierre Jarry，Eric Kerherve，OliverRoquebrun，and Dietmar Schmitt，“A new family of all-inductivedual-mode filters”，IEEE trans.On Microwave theory & Tech.，vol.10，Oct.2001，pp.1764-1769；

文献3请参考Rosenberg，U.Amari，S.，“Novel designpossibilities for dual-mode filters without intracavity couplings”，Microwave and Wireless Components Letters，Aug 2002，pp.296-298”

文献4请参考Ching-Ku Liao，Pei-Ling Chi，and Chi-Yang Change，“Microstrip realization of generalized Chebyshec filters withbox-like coupling schemes”，IEEE trans.On Microwave theory & Tech.，Jan.2007，pp.147-153；以及

文献5请参考S.Amari and U.Rosenberg，“New building blocks formodular design of elliptic and self-equalized filters”，IEEE trans.On Microwave theory & Tech.，vol.52，Feb.2004，pp.721-736。

发明内容

为了改善上述现有技术的缺点，本发明的目的是提供一种结合单模与双模共振腔的微波滤波器，其具有现有全电感性双模滤波器的优点外，于本发明中由于使用了单模共振腔与双模共振腔，可使本发明的微波滤波器具有简单化的滤波器耦合拓朴(coupling topology)。

为了达成上述的目的，本发明是提供一种具有单模与双模共振腔的微波滤波器，此滤波器其用以针对由一输入波导管输入的电磁波加以滤波，并将其经由一输出波导管输出，该微波滤波器是包含一双模共振腔与一单模共振腔。

该双模共振腔是具有对称于一对称参考平面的物理结构系，并具有一第一侧与一第二侧。该第一侧与该第二侧是对称于该对称参考平面。该输入波导管是沿一延伸轴耦接于该第一侧。该输出波导管亦沿该延伸轴耦接于该第二侧。该延伸轴是垂直于该对称参考平面，并相对于该双模共振腔的一中心参考平面距离一间距。该单模共振腔是与该双模共振腔互相耦合，并对称于该对称参考平面，该单模共振腔是经由一连接通道连接于该双模共振腔。

此外，该双模共振腔是为矩形结构并于其内呈现两个明确的横向电模态(Transverse Electric mode)。该单模共振腔是为矩形结构，并于其内呈现一个横向电模态(Transverse Electric mode)，其响应该双模共振腔内的两横向电模态中的一者。于该双模共振腔与单模共振腔的场分布(fielddistribution)是可对称于该对称参考平面。该单模共振腔的横向电模态若只与该双模共振腔的横向电模态之一相耦合者，即可被称为延伸耦极架构(extended doublet configuration)。

该中心参考平面是垂直于该对称参考平面，该双模共振腔是对称于该中心参考平面。

所述的具有单模与双模共振腔的微波滤波器，是依据延伸耦极设定呈现一等效电路。

该双模共振腔与单模共振腔的高度相同。

该双模共振腔内是呈现两个横向电模态，其分别为TE₂₀₁mode与TE₁₀₂mode。

该单模共振腔是呈现一个横向电模态，其为TE₁₀₁mode。

所述的具有单模与双模共振腔的微波滤波器，更进一步包含

一第一连接共振腔，是沿该延伸轴连接于该输入波导管与该双模共振腔；

一第二连接共振腔，是沿该延伸轴连接于该输出波导管与该双模共振腔。

该单模共振腔是经由一连接通道连接于该双模共振腔，该连接通道是用以控制于该单模共振腔与该双模共振腔之间的耦接强度。

综上所述，本发明的微波滤波器是产生两个有限频率传输零点，此滤波器具有良好的频率选择性。本发明的微波滤波器是具有物理尺寸上的对称性，因此于设计该微波滤波器时，仅需要调整一半的微波滤波器的物理尺寸参数，即可符合所需的预定响应，因此本发明的微波滤波器可相对于图1所揭露的现有技术更可以简单的被设计与制造。

于电性参数方面，本发明的微波滤波器具有延伸耦架构，可以于该高抑制频带与低抑制频带产生一对有线频率传输零点。因此本发明可相较于具有两个双模共振腔的现有技术，其需要控制大量的物理尺寸参数与控制产生两个有限频率传输零点，能更简单地设计与制造。

以下结合附图和具体实施例对本发明进行详细描述，但不作为对本发明的限定。

附图说明

图1为现有的双模波导滤波器的立体示意图；

图2为本发明的微波滤波器的第一实施例的立体图；

图3为本发明的微波滤波器的第一实施例耦接于一输入波导管与一输出波导管的立体示意图；

图4为本发明的微波滤波器的第一实施例的等效电路图；

图5为本发明的微波滤波器的第一实施例上视示意图；

图6为根据第一实施例的实验结果所绘制的回波损耗曲线以及植入损失曲线；

图7为本发明的微波滤波器的第二实施例的示意图；

图8为利用本发明的微波滤波器的第三实施例的示意图。

其中，附图标记

现有技术

双模波导滤波器100

双模共振腔100、120

开口111、121

本发明

输入波导管300

微波滤波器400

双模共振腔410

第一侧411

第二侧412

第三侧413

第四侧414

单模共振腔420

结合通道430、430a

第一连接共振腔440

第二连接共振腔440a

连接通道450

输出波导管500

中心参考平面C

延伸轴E

长度L1、L2、L3、L4

宽度W1、W2、W3、W4

高度H

对称参考平面S

回波损耗曲线S11

植入损失曲线S12

传输零点Z1、Z2

间距offest

中央频率f₀

阻抗Zo

具体实施方式

请参阅图2至图5，图2为本发明的微波滤波器的第一实施例的立体图；图3为本发明的微波滤波器耦接于一输入波导管与一输出波导管；图4为本发明的微波滤波器的第一实施例的等效电路图；以及图5为本发明的微波滤波器的第一实施例上视示意图。

该微波滤波器(microwave filter)400是基于单模共振腔420与双模共振腔410，以针对由一输入波导管300(waveguide)输入的电磁波加以滤波，并将滤波后的电磁波经由一输出波导管500输出。该微波滤波器400可以是一带通滤波器，因此该微波滤波器400可以允许电磁波的特定频率输出于输出波导管500，并将其余频率的电磁波加以阻挡。

该微波滤波器400可包含一双模共振腔(dual-mode cavity)410、单模共振腔(single-mode cavity)420、与多个结合通道(binding passage)430、430a。

该双模共振腔410是可为一矩形结构，并对称于一对称参考平面S与一中心参考平面C，其中该中心参考平面C是垂直于该对称参考平面S。该双模共振腔410具有一第一侧411、一第二侧412、一第三侧413与一第四侧414。该第一侧411与该第二侧412是对称于该对称参考平面S对称设置。该第三侧413与该第四侧414是对称于该中心参考平面C对称设置。

该输入波导管300是沿一延伸轴E耦接于第一侧411，该输出波导管500亦沿该延伸轴E耦接于该第二侧412。该延伸轴E是垂直于该对称参考平面S并相距该中心参考平面C一间距。

该结合通道430是对称地沿该延伸轴E由该第一侧411延伸而出，并以该延伸轴E为中心连接该输入波导管300与该双模共振腔410。该结合通道430a是对称地沿该延伸轴E由该第二侧412延伸而出，并以该延伸轴E为中心连接该输出波导管500与该双模共振腔410。

该单模共振腔420是对称于该对称参考平面S，并以一连接通道450连接于该双模共振腔410。该连接通道450可有效率地控制共振腔间的耦合强度(coupling strength)。于本实施例中，该单模共振腔420是可为矩形结构，并且该连接信道450亦可为中空矩形柱状体。上述的连接通道450是可由该第三侧413延伸而出，并连接该单模共振腔420与双模共振腔410。

于此实施例中，该结合通道430、430a的长度L1是可为3.000mm，宽度W1是可为10.740mm。该双模共振腔410的长度L2是可为29.076mm，宽度W2是可为29.501mm。该连接通道450的长度L3是可为3.000mm，宽度W3是可为6.700mm。该单模共振腔420的长度L4是可为15.380mm，宽度W4是可为26.125mm。介于中心参考平面C以及延伸轴E的该间距Offset是可为8.396mm。该双模共振腔410、该连接通道450、单模共振腔420的高度H是可为9.525mm。

该双模共振腔410内是可呈现于两个横向电模态(Transverse Electricmode，TE mode)，以及单模共振腔420内是可呈现一个横向电模态。该双模共振腔410与单模共振腔420内的横向电模态的场分布(field distribution)是可对称于该对称参考平面S。于该双模共振腔410内所响应的该二横向电模态可以为TE₂₀₁(Transverse Electric，TE)mode和TE₁₀₂mode。当该TE₁₀₂mode相对于该对称参考平面S呈现奇对称时，该TE₂₀₁mode是相对于该对称参考平面S呈现偶对称。

为了使得于该单模共振腔420内的该横向电模态，只针对于该双模共振腔410内的该二横向电模态中的一个产生响应，于该单模共振腔420内的该横向电模态必须对应于该对称参考平面S偶对称或是奇对称。于此实施例中，于该单模共振腔420内的横向电模态是为呈现偶对称的TE₁₀₁mode。

请参阅图4，为本发明的微波滤波器400的等效电路图。该等效电路于是依据该微波滤波器400的延伸耦架构呈现，该等效电路于参考文献中是称之为extended doublet(延伸耦)。假使我们利用于该单模共振腔420内的TE₁₀₁mode，而该TE₁₀₁mode仅针对于双模共振腔410内的TE₂₀₁mode作响应，将产生如图4中所显示的于正规频率域(normalized frequency domain)中的电网络(electrical network)。于图4的Mij为理想导纳转换器(admittanceinverter)。于该正规频率域中，有限频率传输零点(finite frequencytransmission zero)可以下列的方程式表示。

${{\Omega }_z}^2=\frac{M_{S1}^2{M}_{23}^2}{M_{S1}^2-M_{S2}^2}---\left(1\right)$

其中Ω_z为于正规频率域中的有限频率传输零点。此外，真实频率域(realfrequency domain)与正规频率域的关系，可以下列的公式表示。

$\Omega =\frac{f_0}{\mathrm{BW}}(\frac{f}{f_0}-\frac{f_0}{f})---\left(2\right)$

其中的f₀ and BW是分别为该微波滤波器400的中心频率(centerfrequency)与频带宽(bandwidth)，

若给定一个预定响应(prescribed response)，于图4的Mij可以经由文献3所揭露的方法加以合成(synthesis)。

该电性网络的拓扑(topology)请参考文献4与文献5的extended doublet(延伸耦)。然而，使用本发明利用该单模共振腔420与双模共振腔410以实现该延伸耦设定，为前所未见的。

以下为利用本发明的微波滤波器400的一实施例。请参阅图6，为根据第一实施例的实验结果所绘制的反射损耗曲线(return loss curves)S11以及介入损失曲线(insertion loss curve)S21。该微波滤波器400是于高抑制频带(stopband)以及低抑制频带呈现两个传输零点Z1，Z2，其代表具有良好的频率选择性。该微波滤波器400的中心频率f₀为11GHz以及百分频宽(fractional bandwith)为2％。该双模共振腔410的初始尺寸(initialdimension)可以经由文献1与文献2的方法获得。该单模共振腔420的初始尺寸(initial dimension)可以经由教科书中的公式获得(可参考MicrowaveEngineering，2^nd edition，David M.Pozar，Wiley)。

于获得该微波滤波器400的初始尺寸之后，可以借由调整该微波滤波器400的物理尺寸，使得所产生相对应的电性参数以符合一个预定响应，以达最佳化程序。图5是显示该微波滤波器400的一最佳化尺寸，其对应的响应经由Ansoft HFSS的程序仿真后，绘制于图6。

请参阅图7，为本发明的微波滤波器的第二实施例的示意图。其中，该单模共振腔420是改经由该双模共振腔410的第四侧414延伸而出。图7的实施例是与图5的实施例有着几乎相同的响应(response)。因此，无论选择图5或图7的设定均可得到良好的响应结果。

本发明所揭露的结合双模共振腔410与单模共振腔420(其中该单模共振腔420是对称于该对称参考平面S，并经由该双模共振腔410延伸而出)是可以利用更高阶数的滤波器的设计。请参阅图8，为利用本发明所设计的五阶(5thorder)微波滤波器400。一第一连接共振腔440是沿该延伸轴E连接该输入波导管300与该双模共振腔410。一第二连接共振腔440a是沿该延伸轴E连接该输出波导管500与该双模共振腔410。该第一连接共振腔440与该第二连接共振腔440a是对称于该对称参考平面S。因此，我们可以基于该双模共振腔410与该单模共振腔420可产生一有限频率传输零点的结合基础(如一基础方块)与设计于更高阶(3，5，7，...，2n+1)的滤波器。

综上所述，本发明的微波滤波器是产生两个有限频率传输零点可具有良好的频率选择性。本发明的微波滤波器是具有物理尺寸上的对称性，因此于设计该微波滤波器时，仅需要调整一半的微波滤波器的物理尺寸参数，即可符合所需的预定响应，因此本发明的微波滤波器可以更简单的被设计与制造。于电性参数方面，该微波滤波器亦可以于该高抑制频带与低抑制频带产生一对有线频率传输零点。因此可相较于具有双模共振腔的现有技术，其需要控制所有的物理尺寸参数与分别控制两个有限频率传输零点。

当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。