基于磁耦合无损缓冲电路的功率因数校正变换器

摘要

一种基于磁耦合无损缓冲电路的功率因数校正变换器包括整流桥和升压电路，所述升压电路包括具有辅助耦合绕组的升压电感和缓冲网络，升压电感一端与整流桥共阴极连接，其另一端与耦合绕组一端连接，耦合绕组另一端与第一二极管阳极相连，升压电感与耦合绕组接点与整流桥共阳极间接入主开关和缓冲电感，缓冲电感与主开关接点与第二二极管阳极相连，耦合绕组与第一二极管接点与整流桥共阳极间接入缓冲电容和第三二极管，缓冲电容与第三二极管阴极接点与第四二极管阳极连接。本发明可以抑制二极管的反向恢复，减小开关损耗，提高变换效率，辅助耦合绕组用于复位缓冲电感电流，缓冲电容用来吸收二极管反向恢复的能量并传输到输出电容，实现无损缓冲。

说明书

技术领域

本发明涉及功率因数校正变换器，尤其可以减小二极管反向恢复损耗的具有无损缓冲电路的功率因数校正变换器。

背景技术

目前的单相功率因数校正变换器如图1所示，其包括由四个二极管构成的桥式整流电路DB，电感L，主功率开关S，二极管D和输出电容CO，电感L的一端与整流电路的共阴极端相连，另一端与二极管D的阳极端相连，在电感L和二极管D的接点与整流电路的共阳极端之间接入主功率开关S，在二极管D的阴极端与整流电路的共阳极端之间接入输出电容CO，负载RO并接于电容CO的两端。图1所示的单相功率因数校正变换器应用于全球通用输入电压的前级预稳压电源，以实现功率因数校正，当该变换器工作于电感电流连续模式时，主功率开关工作在硬开关状态，在导通时二极管存在严重的反向恢复问题，引起功率开关较大的开通损耗，限制了工作频率的提高，降低了电路的转换效率。

因此，需要采取措施来抑制二极管的反向恢复问题，采用无源缓冲网络是解决二极管反向恢复问题的有效途径之一。

发明内容

本发明的目的是提供一种应用于全球通用输入电压，可以有效的抑制二极管的反向恢复问题，降低开关损耗，提高转换效率，改善电源可靠性的基于磁耦合无损缓冲电路的功率因数校正变换器。

本发明变换器所采用的技术方案是：变换器包括桥式整流电路和升压式变换电路，所述升压式变换电路包括一个具有耦合绕组的升压电感、主功率开关、缓冲电感、缓冲电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管，升压电感的同名端与桥式整流电路的共阴极端相连，升压电感的非同名端与耦合绕组的同名端连接，耦合绕组的非同名端与第一二极管的阳极相连，在升压电感与复位耦合绕组的接点与整流电路的共阳极端之间接入主功率开关和缓冲电感支路，缓冲电感与主功率开关的接点与第二二极管的阳极相连，辅助耦合绕组与第一二极管的接点与整流电路的共阳极端之间接入缓冲电容和第三二极管，缓冲电容与第三二极管阴极的接点与第四二极管的阳极连接，第一二极管、第二二极管、第三二极管的阴极同时与输出滤波电容的一端连接，输出滤波电容的另一端与桥式整流电路的共阳极端相连，负载并接于输出电容的两端。

本发明电路中所述第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管为快恢复二极管。

本发明的有益效果是：由于引入了缓冲电感与主功率开关支路串联，在开关开通时可以有效的降低开关漏极电流的上升率，实现开关的零电流开通，从而有效的抑制了二极管的反向恢复，降低了开关损耗，提高了变换器效率。辅助耦合绕组用于开关断开期间，使缓冲电感电流复位到零，为开关零电流开通创造条件，缓冲电容用来吸收二极管的反向恢复能量，并传输到输出电容。本发明可应用于开关电源中前级整流装置和通用升压直流变换器。

附图说明

图1是现有的单相功率因数校正变换器原理图；

图2是本发明的基于磁耦合无损缓冲电路的功率因数校正变换器原理图；

图3是本发明电路在一个开关周期内的工作时序图；

图4是本发明电路在一个开关周期内的六种工作模式图。

具体实施方式

本发明电路如图2所示，包括二极管桥式整流电路和升压式变换电路，所述桥式整流电路由四个二极管组成的整流桥电路D_B，所述升压式变换电路包括一个具有辅助耦合绕组L₂的升压电感L₁、主功率开关S、缓冲电感L_S、缓冲电容C₁、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄，所述升压电感L₁同名端与整流电路D_B的共阴极端连接，升压电感L₁的非同名端、耦合绕组L₂的同名端与缓冲电感L_S的一端连接在一起，缓冲电感L_S的另一端与整流电路D_B的共阳极端之间接入主功率开关S，缓冲电感L_S与主功率开关S的接点连接第二二极管D₂的阳极，耦合绕组L₂的非同名端、第一二极管D₁的阳极与缓冲电容C₁的一端连接在一起，缓冲电容C₁的另一端与第三二极管D₃的阴极和第四二极管D₄的阳极连接，第一二极管D₁、第二二极管D₂、第四二极管D₄的阴极同时与输出滤波电容C_o的一端连接，输出滤波电容C_o的另一端、第三二极管D₃的阳极、主功率开关S的源极与桥式整流电路D_B的共阳极端连接在一起。本发明电路中所述第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第四二极管D₄为快恢复二极管。

以输入电压V_in处于正半周为例，所述无损缓冲功率因数校正变换器在一个开关周期内的工作时序如图3的a到k所示。图3(a)为功率开关管S的栅极驱动电压的波形图；图3(b)为功率开关管S的漏极和源极之间的电压波形图；图3(c)为缓冲电感L_S两端所承受的电压波形图；图3(d)为升压电感L₁的电流波形图；图3(e)为缓冲电容C₁两端的电压波形图；图3(f)为缓冲电感L_S所流过的电流波形图；图3(g)为功率开关管S漏极的电流波形图；图3(h)为流过第一二极管D₁的电流波形图；图3(i)为流过第二二极管D₂的电流波形图；图3(j)为流过第三二极管D₃的电流波形图；图3(k)为流过第四二极管D₄的电流波形图。从以上图中可以看出：

在一个开关周期内图3有六种工作模态，如图4所示。

模态1(t0-t1)图4(a)：在t＜t0时，主功率开关管S关断。在t0时刻，开通主功率开关S。在这一时段，输出电压Vo基本全部施加在缓冲电感L_S的两端，主功率开关S的漏极电流和电感L_S的电流同时线性增加，第一二极管D₁的电流线性减小；当L_S的电流i_Ls达到升压电感L₁的电流i_L1时，第一二极管D₁的电流i_D1减小到零，由于二极管D₁存在反向恢复过程，因此在输出电压的作用下，L_S的电流i_Ls继续增加，二极管D₁的电流i_D1变负，并反方向增加；到t1时刻，二极管D₁反向恢复过程结束，其电流i_D1立刻减小到零，此时缓冲电感的电流i_Ls等于升压电感电流i_L1与二极管D₁的反向恢复电流峰值之和。由于缓冲电感L_S的作用，二极管D₁的电流下降斜率大大减小，从而有效的抑制了反向恢复电流的峰值。

模态2(t1-t2)图4(b)：在t1时刻，第一二极管D₁反向恢复结束，缓冲电感L_S中储存了二极管的反向恢复能量，此时，L_S的电流大于升压电感L₁的电流，因此，第三二极管D₃导通，缓冲电感L_S与缓冲电容C₁开始谐振，缓冲电感L_S的电流下降，缓冲电容C₁的电压升高。当缓冲电感L_S的电流下降到等于升压电感L₁的电流时，谐振过程结束，第三二极管D₃的电流降为零。

模态3(t2-t3)图4(c)：t2时刻，缓冲电感L_S将二极管D₁的反向恢复能量转移到缓冲电容C₁上，同时，电容C₁还可以钳位二极管D₁两端的电压。在这一时段，交流输入电源给升压电感L₁储存能量，电流i_L1线性增加并持续到t3时刻。

模态4(t3-t4)图4(d)：在t3时刻，主功率开关S关断，第二二极管D₂导通，开关S的电流立刻转移到二极管D₂上，同时，耦合绕组L₂两端会产生感应电势V_L2。在V_L2和V_C1的作用下，缓冲电感L_S的电流线性减小，第四二极管D₄的电流线性增加，电容C₁的电压下降，将储存在C₁中的反向恢复能量传输给负载。

模态5(t4-t5)图4(e)：到t4时刻，电容C₁的电压下降到零，二极管D₄截止、D₁导通，二极管D₄的电流立刻转移到二极管D₁上。缓冲电感L_S的电流在耦合绕组L₂的感应电势作用下继续减小，二极管D₁的电流继续增加。

模态6(t5-t6)图4(f)：到t5时刻，缓冲电感L_S的电流在耦合绕组L₂的感应电势作用下全部转移到电感L₂上，L_S的电流复位到零，为下个开关周期抑制二极管D₁的反向恢复以及实现功率开关S的零电流开通做好准备。

通过对本文所给出的基于磁耦合无损缓冲电路的功率因数校正变换器的分析，可以看出电路有以下特点：

电路工作在电流连续模式，主功率开关开通时，在缓冲电感的作用下，主二极管的电流变化率大大减小，从而减小了反向恢复损耗；缓冲电容可以储存反向恢复能量，并将这部分能量传输给负载，从而提高变换效率；缓冲电容还可以钳位主二极管两端的电压，减小二极管的电压应力；耦合绕组的作用是在功率开关关断期间产生一个感应电势，在这个感应电势的作用下，使缓冲电感电流在开关关断期间复位到零，为下个开关周期抑制二极管反向恢复和实现功率开关零电流开通做好准备。本发明主要应用于电流连续模式下的功率因数校正电路。