网络编码方法和网络编码装置

摘要

本发明提供网络编码方法和网络编码装置。基站(BS)向中继站(RS)发送下行链路数据。移动站(MS)向中继站(MS)发送上行链路数据。中继站(MS)确定用于将上行链路数据发送到基站(BS)的第1调制方式，并确定用于将下行链路数据发送到移动站(MS)的第2调制方式。中继站(RS)将利用第1调制方式获得的符号串和利用第2调制方式获得的符号串按每个符号彼此相乘，将该乘法结果组播到基站(BS)和移动站。

说明书

技术领域

本发明涉及网络编码方法和网络编码装置，特别是涉及用于在通信装置间经由中继站双向传送无线信号的网络编码方法和网络编码装置。

背景技术

在通信装置间传送信号的最简单的方式是从一个通信装置向另一个通信装置直接传送信号的结构。然而，在该方式中，为了保证无线通信质量，例如有必要增大发送功率。在该情况下，导致消耗电力增大。或者，有必要减小无线小区。在该情况下，由于基站的台数增加，因而用于构建系统的费用增高。

为了解决该问题，提出了在通信装置间设置中继站的结构，并且该结构得到实用化。以下，说明这样的系统：在基站BS和移动站MS之间设置中继站RS，在基站BS和移动站MS之间进行两跳传送。

图1A是示出传统的中继方式的图。在该中继方式中，为了在基站BS和移动站MS之间双向传送信号，需要下述4个阶段。

(1)基站BS向中继站RS发送信号

(2)中继站RS将该信号发送到移动站MS

(3)移动站MS向中继站RS发送信号

(4)中继站RS将该信号发送到基站BS

因此，在该中继方式中，需要相互正交的4个通信资源。

图1B是示出现有的网络编码方式的一例的图。在该中继方式中，为了在基站BS和移动站MS之间双向传送信号，需要下述3个阶段。

(1)基站BS经由链路D1向中继站RS发送信号S1

(2)移动站MS经由链路D2向中继站RS发送信号S2

(3)中继站RS分别对信号S1和信号S2进行解码，针对1组解码数据按每个位进行“异或”运算(XOR)，将该运算结果组播到基站BS和移动站MS。另外，向组播分组赋予报头(header)、CRC、FEC。

该方式常常被称为DF(Decode-and-Forward，解码转发)中继。在DF中继中，需要相互正交的3个通信资源。然后，与图1A所示的传统的中继方式相比较，在理论上，两跳通信的吞吐量最大，提高33％。并且，当跳数增多时，DF中继的吞吐量与图1A所示的传统的中继方式相比较，在理论上逐渐接近2倍。

在现有的DF中继中，在中继站RS中，按每个位进行“异或”运算。然后，基站BS和移动站MS分别接收信号“S1 XOR S2”。这里，基站BS通过进行接收信号和信号S1的“异或”运算，可获得信号S2。即，基站BS可接收从移动站MS发送的信号S2。同样，移动站MS可接收从基站BS发送的信号S1。由此，可实现双向通信。另外，关于DF中继，例如在非专利文献1中作了记载。

图1C是示出现有的另一网络编码方式的图。在该中继方式中，利用下述2个阶段，在基站BS和移动站MS之间双向传送信号。

(1)从基站BS向中继站RS的信号发送、以及从移动站MS向中继站RS的信号发送同时进行。

(2)中继站RS将干扰信号进行放大并组播到基站BS和移动站MS。此时，中继站RS不对接收信号进行解码。

该方式常常倍称为AF(Amplified-and-Forward，放大转发)中继。在AF中继中，所需要的相互正交的通信资源仅是2个。因此，AF中继的吞吐量与图1A所示的传统的中继方式相比较，在理论上最大而为2倍。另外，关于AF中继，例如在非专利文献2中作了记载。

非专利文献1：P.Larsson，N.Johansson，K.E.Sunell，“Codedbi-directional relaying”，the 5th Scandinavian WS on Wireless Ad-HocNetworks(AdHoC’05)，Stochholm，Sweden，May 2005

非专利文献2：P.Popovsiki，and H.Yomo，“Wireless network codingby amplify-and-forward for bi-directional traffic flows”，IEEECommunications Letters，Vol.11，No.1，pp 16-18，January 2007

然而，图1A～图1C所示的中继方式，如图2所示，分别具有缺点。图1A所示的传统的中继方式，由于各阶段相互独立而被控制，因而链路的可信度高，并且，通信的灵活性(或者自由度)也高。然而，在该中继方式中，由于阶段数多，吞吐量低，因而导致通信效率低。另外，“通信的灵活性”不是单义的，而意味着在选择用于发送数据的调制方式和编码率时的自由度。

图1B所示的DF中继与图1A所示的方式相比较，链路的可信度稍低。并且，现有的DF中继是这样的结构：针对从1组链路接收到的数据按每个位进行“异或”运算，组播该运算结果。因此，应经由1组链路发送的数据量必须彼此相同。因此，在1组链路的通信质量是不平衡的情况下，通信质量好的链路的数据传送受到通信质量差的链路的数据传送的限制。

在图1C所示的AF中继中，完全没有通信的灵活性。并且，在噪声大的环境中，在中继站RS中该噪声也被放大，因而通信性能大幅下降。该问题例如在导入DNF(Denoise-and-Forward，去除噪声转发)中继方式的情况下被缓解，然而中继站的结构复杂，并且成本也高。

发明内容

本发明的课题是提供通信效率高的网络编码方法。

本发明的网络编码方法在第1通信装置和第2通信装置之间经由第3通信装置传送信号，在该网络编码方法中，确定第1通信方式，该第1通信方式用于将从所述第2通信装置接收到的第1数据传送到所述第1通信装置，确定第2通信方式，该第2通信方式用于将从所述第1通信装置接收到的第2数据传送到所述第2通信装置，通过将第1符号串和第2符号串按每个符号相乘来生成组播信号，将所述组播信号从所述第3通信装置发送到所述第1通信装置和第2通信装置，所述第1符号串是通过利用所述第1通信方式处理所述第1数据来获得的，所述第2符号串是通过利用所述第2通信方式处理所述第2数据来获得的。

根据该方法，可相互独立确定用于向第1通信装置发送数据的第1通信方式和用于向第2通信装置发送数据的第2通信方式。因此，在1组链路的质量不平衡的情况下，质量好的链路的通信不会受到质量差的链路的通信的限制。

因此，根据公开的方法，可实现通信效率高的网络编码。

附图说明

图1A是示出传统的中继方式的图。

图1B是示出现有的网络编码方式的一例(DF中继)的图。

图1C是示出现有的另一网络编码方式(AF中继)的图。

图2是将现有的中继方式进行了比较的表。

图3是说明本发明的实施方式的网络编码方式的图。

图4是示出中继站的结构的图。

图5是说明MCS部的动作的图。

图6是说明合成部的动作的图。

图7是说明在两个链路是16QAM的情况下的合成运算的图。

图8是示出Turbo编码电路的结构的图。

图9是示出Turbo解码电路的结构的图。

图10是示出基站BS和移动站MS具有的接收电路的结构的图。

图11是说明在基站BS中提取上行链路数据的方法的图。

图12是将现有技术和实施方式的方式进行了比较的表。

图13是示出SNR和相互信息量之间的关系的图。

图14是示出HSDPA中的对SNR的累积分布函数的图。

图15是示出实现另一实施方式的网络编码的发送器的结构的图。

图16是示出实现另一实施方式的网络编码的接收器的结构的图。

具体实施方式

图3是说明本发明的实施方式的网络编码方式的图。这里，说明这样的系统：在基站BS和移动站MS之间设置中继站RS，在基站BS和移动站MS之间双向进行两跳传送。

实施方式的中继方式利用下述3个阶段，在基站BS和移动站MS之间实现编码双向传送(coded bi-directional transmission)。另外，这里，假定从基站BS向移动站MS发送下行链路数据，从移动站MS向基站BS发送上行链路数据。

(1)基站BS经由链路D1，利用信号S1来将下行链路数据发送到中继站RS。

(2)移动站MS经由链路D2，利用信号S2来将上行链路数据发送到中继站RS。

(3)中继站RS通过分别对信号S1和信号S2进行解码，再现下行链路数据和上行链路数据。并且，中继站RS确定用于向基站BS发送上行链路数据的第1通信方式、以及用于向移动站MS发送下行链路数据的第2通信方式。而且，利用第1通信方式调制上行链路数据来生成第1符号串，利用第2通信方式调制下行链路数据来生成第2符号串。第1和第2符号串按每个符号相乘。由此，生成组播信号S3。然后，中继站RS经由组播链路D3，将组播信号S3发送到基站BS和移动站MS。

另外，在图3中，D1’是用于从中继站RS向基站BS发送第1符号串(即，利用第1通信方式所调制的上行链路数据)的链路。并且，D2’是用于从中继站RS向移动站MS发送第2符号串(即，利用第2通信方式所调制的下行链路数据)的链路。然后，组播链路D3是通过将这些链路D1’和D2’彼此相乘来获得的。

基站BS保持先前发送的下行链路数据。因此，基站BS通过从组播信号S3中去除下行链路数据分量，可再现上行链路数据。同样，移动站BS保持先前发送的上行链路数据。因此，移动站BS通过从组播信号S3中去除上行链路数据分量，可再现下行链路数据。由此，可实现双向通信(从基站BS向移动站MS的下行链路数据传送、以及从移动站MS向基站BS的上行链路数据传送)。

图4是示出中继站RS的结构的图。另外，在图4中，省略了与网络编码没有直接关系的电路。

接收电路1接收无线信号。接收信号在该例子中是从基站BS发送的信号S1和从移动站MS发送的信号S2。并且，各接收信号在该例子中包含数据信道、控制信道、导频信道。解调/解码部2包含A/D转换器和正交转换器，对接收信号内包含的各信道进行解码。数据信道的通信方式(调制方法、编码等)可以预先固定地确定，也可以通过控制信道来通知。

质量检测部3检测用于从中继站RS向基站BS传送信号的链路D1’的通信质量。链路D1’的通信质量是利用从中继站RS向基站BS传送的导频信号来在基站B2中进行检测的。然后，检测结果经由例如控制信道从基站BS被通知给中继站RS。同样，质量检测部3检测用于从中继站RS向移动站MS传送信号的链路D2’的通信质量。

在该情况下，链路D1’的MCS(Modulation and Coding Scheme，调制编码方案)可以根据检测出的通信质量在基站BS中确定，也可以在中继站RS中根据所通知的检测结果确定。在基站BS中确定MCS的情况下，所确定的MCS经由控制信道被通知给中继站RS。同样，链路D2’的MCS可以在移动站MS中确定，也可以在中继站RS中确定。在移动站MS中确定MCS的情况下，所确定的MCS被通知给中继站RS。另外，后面说明MCS。

通过对信号S1进行解码而获得的数据(应从基站BS传送到移动站MS的下行链路数据)被存储在存储器4A内。另一方面，通过对信号S2进行解码而获得的数据(应从移动站MS传送到基站BS的上行链路数据)被存储在存储器4B内。

MCS(Modulation and Coding Scheme，调制编码方案)部5从控制信道中提取所需要的信息。在从基站BS/移动站MS接收到“链路的通信质量”的情况下，根据各链路的质量，确定用于发送数据的通信方式。作为通信方式，例如确定调制方法和编码率。调制方法在该实施例中，是从QPSK(四相相移键控)、16QAM(正交振幅调制)、64QAM中选择的。在该情况下，例如，在通信质量低于阈值级时，选择QPSK，在通信质量超过阈值级时，选择16QAM，在通信质量非常好时，选择64QAM。即，例如，在基站BS和中继站RS之间的链路的通信质量超过阈值级时，作为用于将上行链路数据发送到基站BS的调制方法，选择16QAM。并且，在移动站MS和中继站RS之间的链路的通信质量低于阈值级时，作为用于将下行链路数据发送到移动站MS的调制方法，选择QPSK。另外，通信方式不限于QPSK、16QAM、64QAM，也可以是其他调制方式(例如，32QAM、128QAM、256QAM等)。

另外，在MCS部5从基站BS/移动站MS接收到“表示MCS的信息”的情况下，无需执行上述确定进程。即，上述确定进程在基站BS/移动站MS中执行。

MCS部5通过根据按上述确定的MCS分别处理上行链路数据和下行链路数据，生成1组发送符号串。这样，在实施方式的网络编码方法中，可将上行链路数据和下行链路数据以彼此不同的MCS发送。另外，上行链路数据和下行链路数据可以以彼此相同的MCS发送。

合成部6将由MCS部5获得的1组发送符号串依次按每个符号相乘。由此，生成组播信号S3。组播信号S3在调制部7中被调制后，由发送电路8发送到基站BS和移动站MS。另外，中继站RS利用控制信道，将识别由MCS部5所确定的MCS的MCS信息发送到基站BS和移动站MS。

图5是说明MCS部5的动作的图。在该例子中，假定应从中继站RS发送到基站BS的上行链路数据以16QAM进行调制，应从中继站RS发送到移动站MS的下行链路数据以QPSK进行调制。并且，假定1个发送块传送N个符号。

在该情况下，从存储器4B中读出4N位的上行链路数据，该上行链路数据按每4位来划分。然后，各4位数据依次配置在16QAM星座图上的对应的信号点处。另一方面，从存储器4A中读出2N位的下行链路数据，该下行链路数据按每2位来划分。然后，各2位数据依次配置在QPSK星座图上的对应的信号点处。

图6是说明合成部6的动作的图。合成部6将由MCS部5获得的1组发送符号串依次按每个符号相乘。在图6所示的例子中，对16QAM符号乘以QPSK符号。这里，假定QPSK星座图上的信号点的电力进行了归一化。于是，乘法结果的信号点是通过如图6(a)～图6(d)所示使16QAM信号的信号点旋转与QPSK信号的信号点对应的相位来获得的。

即，例如，当QPSK符号的2位数据是“11”时，乘法结果的信号点如图6(a)所示与16QAM符号的信号点相同。另外，“乘法”是复数乘法。在该实施例中，假定在一个符号由“a1+jb1”表示、另一个符号由“a2+jb2”表示的情况下，乘法结果是“a1a2+jb1b2”。

图6(b)、图6(c)、图6(d)分别示出当QPSK符号的2位数据是“01”、“00”、“10”时的乘法结果的信号点。并且，图6(e)示出在16QAM符号不同的情况下的例子。

实施方式的中继站RS将按上述获得的运算结果作为组播信号S3发送到基站BS和移动站MS。因此，组播信号S3的各符号分别包含用于传送上行链路数据的某符号的调制分量、以及用于传送下行链路数据的对应的符号的调制分量。

另外，在一个链路是QPSK、另一个链路是64QAM的情况下，与参照图6所说明的进程一样来执行合成运算。即，乘法结果的信号点是通过使64QAM符号的信号点旋转与QPSK符号的信号点对应的相位来获得的。

图7是说明在两个链路是16QAM的情况下的合成运算的图。当使1组16QA符号彼此相乘时，通过信号点的组合，乘法结果的电力增大。在该情况下，必须扩大动态范围，并且，解调/解码电路复杂。因此，在实施方式的网络编码方法中，如图7所示，16QAM符号分别被映射到2个QPSK符号(QPSK-1、QPSK-2)。

从16QAM到QPSK的映射例如按以下方式进行。即，16QAM的符号对应于4位数据来配置。另一方面，QPSK的符号对应于2位数据来配置。因此，作为一例，QPSK-1的信号点根据16QAM的4位数据的第1位、第2位来配置，QPSK-2的信号点根据16QAM的4位数据的第3位、第4位来配置。即，在通过16QAM调制的4位数据是“0001”的情况下，QPSK-1对应于“00”，QPSK-2对应于“01”。

接下来，使1组链路的QPSK-1彼此相乘，使1组链路的QPSK-2彼此相乘。另外，该乘法结果仅通过相位旋转来实现。即，使1组QPSK符号彼此相乘的结果由1个QPSK符号表示。在图7所示的例子中，通过使1组QPSK-1符号彼此相乘来获得QPSK-1(D3)，通过使1组QPSK-2符号彼此相乘来获得QPSK-2(D3)。

然后，通过上述乘法运算获得的2个QPSK的符号被映射到16QAM的符号。此时，该16QAM符号传送的4位数据的第1位、第2位对应于由QPSK-1(D3)表示的2位数据，该16QAM符号传送的4位数据的第3位、第4位对应于由QPSK-1(D3)表示的2位数据。

这样，在两个链路是16QAM的情况下，各符号在先被映射到2个QPSK符号的状态下分别相乘，该乘法结果进一步被映射到16QAM。另外，在两个链路是64QAM的情况下，各符号在先被映射到3个QPSK符号的状态下分别相乘，该乘法结果进一步被映射到64QAM。

在判断为第1链路是16QAM、第2链路是64QAM的情况下，可以将第2链路的调制方法变更为16QAM。不过，当16QAM与64QAM相比较时，每1符号的数据量少。因此，在该情况下，需要提高第2链路的编码率。

在上述的通信系统中，基站BS和中继站RS之间、以及移动站MS和中继站RS之间没有作特别限定，然而可以利用OFDM传送信号。并且，基站BS和中继站RS之间、以及移动站MS和中继站RS之间没有作特别限定，然而可以构成MIMO(Multi-Input Multi-Output，多输入多输出)系统。

在上述的通信系统中，在基站BS和中继站RS之间、以及移动站MS和中继站RS之间收发数据时，例如，使用Turbo编码。如图8所示，Turbo编码电路具有：编码器11、13，交织器12，抽取器14，以及复用器15。编码器11根据信息位序列d_k生成奇偶校验位序列p_k。交织器12通过重新排列信息位序列d_k来生成序列d_n。编码器13根据序列d_n生成奇偶校验位序列p_n。另外，编码器11、13进行卷积编码。抽取器14根据所指定的规则，针对奇偶校验位序列p_k和奇偶校验位序列p_n进行删余。复用器15对信息位序列和所选择的奇偶校验位序列进行复用。

在上述结构的Turbo编码电路中，例如，通过改变抽取器14的删余规则，可获得期望的编码率。例如，在减少应选择的奇偶校验位数的情况下，编码率提高。

图9是示出Turbo解码电路的结构的图。Turbo解码电路具有：解码器21、23，交织器22，以及解交织器24。另外，假定与信息位和奇偶校验位对应的接收信号序列(y_d，y_p)被输入到Turbo解码电路。不过，接收信号序列包含噪声。

解码器21利用表示可信度的事先值L_a1(d_k)来解码接收信号序列，输出外部值L_e1(d_k)。交织器22重新排列接收信号序列和外部值L_e1(d_k)。从交织器22输出的外部值L_a2(d_n)表示符号的可信度的增量。解码器23利用外部值L_a2(d_n)来对重新排列后的信号序列进行解码。解交织器24对从解码器输出的外部值L_e2(d_n)进行逆重新排列，获得事先值L_a1(d_k)。该事先值L_a1(d_k)被提供给解码器21。上述处理重复执行多次。然后，解码器23输出解码结果。另外，事先值L_a1(d_k)的初始值是零。

图10是示出基站BS和移动站MS具有的接收电路的结构的图。基站BS具有的接收电路和移动站MS具有的接收电路基本上是相同结构。另外，在图10中，省略了与网络编码没有直接关系的电路。

接收电路31接收从中继站RS所发送的组播信号S3。如上所述，组播信号S3传播上行链路数据和下行链路数据。解调部32解调组播信号S3。解调部32的解调结果是通过使传送上行链路数据的符号和传送下行链路数据的符号彼此相乘而获得的符号串。

转换部33首先例如利用迫零(Zero-Forcing)法来检测组播信号S3的符号的信号点。即，获得组播信号S3的符号的硬位。迫零法由于是公知技术，因而省略说明，然而可根据接收信号估计发送信号。

另外，在QPSK和QAM之间进行除法运算时，无需利用迫零法。需要使用迫零法的情况是16QAM符号和16QAM符号之间、以及64QAM符号和64QAM符号之间。在16QAM符号和16QAM符号之间、以及64QAM符号和64QAM符号之间，由于不能直接进行除法运算，因而需要使用迫零法粗略检测位级。

接下来，转换部33利用保持在发送数据存储器34内的发送数据，获得应接收的数据。即，在基站BS中，利用先前发送到移动站MS的下行链路数据，从接收信号中提取上行链路数据。另一方面，在移动站MS中，利用先前发送到基站BS的上行链路数据，从接收信号中提取下行链路数据。

图11是说明在基站BS中提取上行链路数据的方法的图。这里，从中继站RS发送到基站BS和移动站MS的组播信号S3是通过将上行链路数据的符号和下行链路数据的符号彼此相乘来生成的。然后，假定上行链路数据使用16QAM进行调制，下行链路数据使用QPSK进行调制。并且，假定基站BS根据控制信道，接收识别出从中继站RS发送到移动站MS的下行链路数据是使用QPSK进行调制的MCS信息。

在该情况下，基站BS的转换部33提取存储在发送数据存储器34内的下行链路数据来按每2位进行划分。各2位数据依次根据其值(00、01、11、10)配置在对应的信号点(QPSK星座图)处。然后，组播信号的各符号依次使用对应的QPSK符号进行逆乘运算(或者除法运算)。该处理相当于图6所示的乘法运算的逆运算。然后，通过该运算，依次获得上行链路数据的符号。另外，在移动站MS中，通过相同的运算，从组播信号中提取下行链路数据。

解码部35解码从转换部33输出的数据串。解码部35在该实施例中是图9所示的Turbo解码电路。通过解码部35的解码处理，获得似是最佳的数据。

下面，说明实施方式的网络编码的可信度。在以下说明中，将从中继站RS向基站BS和移动站MS发送数据的分组的块尺寸设定为N_B。并且，Xk(n)表示第k个链路中的第n个符号(n＝0，1，...，N_B-1k＝1，2)。而且，假定链路1的质量良好，而链路2的质量低于阈值级。即，链路2的信号使用QPSK进行调制。

于是，在中继站RS中，组播信号的符号X(n)由下式表示。

[算式1]

$>X\left(n\right)=\sqrt{2}\mathrm{Re}\left[X_1\left(n\right)\right]·\mathrm{Re}\left[X_2\left(n\right)\right]+j\sqrt{2}\mathrm{Im}\left[X_1\left(n\right)\right]·\mathrm{Im}\left[X_2\left(n\right)\right]$>

当考虑了干扰和噪声时，基站BS/移动站MS中的接收符号R(n)由下式表示。

[算式2]

R_k(n)＝H_k(n)·X(n)+η_k(n)

或者

$>{\hat{R}}_k\left(n\right)=X\left(n\right)+\frac{{\eta }_k\left(n\right)}{H_k\left(n\right)}$>

这里，η_k(n)是噪声分量。H_k(n)是表示信道特性的函数，也取决于第k个链路的发送功率。

当在基站BS/移动站MS中分别利用发送符号(own symbol)来进行了除法运算(de-multiplication)时，运算结果的符号由下式表示。

[算式3]

以及

当简化了(1)式和(2)式时，得到下述的(3)式。

[算式4]

$>{\hat{X}}_k\left(n\right)=X_k\left(n\right)+{\xi }_k\left(n\right)···\left(3\right)$>

其中

$>{\xi }_1\left(n\right)=\frac{\mathrm{Re}\left[\frac{{\eta }_1\left(n\right)}{H_1\left(n\right)}\right]}{\sqrt{2}\mathrm{Re}\left[X_2\left(n\right)\right]}+j\frac{\mathrm{Im}\left[\frac{{\eta }_1\left(n\right)}{H_1\left(n\right)}\right]}{\sqrt{2}\mathrm{Im}\left[X_2\left(n\right)\right]}$>

且

$>{\xi }_2\left(n\right)=\frac{\mathrm{Re}\left[\frac{{\eta }_2\left(n\right)}{H_2\left(n\right)}\right]}{\sqrt{2}\mathrm{Re}\left[X_1\left(n\right)\right]}+j\frac{\mathrm{Im}\left[\frac{{\eta }_2\left(n\right)}{H_2\left(n\right)}\right]}{\sqrt{2}\mathrm{Im}\left[X_1\left(n\right)\right]}$>

式中，作为期待值E(即平均值)，导入下述的假定。

[算式5]

E|η_k(n)|²＝σ²…(4)

$>E{\left|H_k\left(n\right)\right|}^2=h_k^2···\left(5\right)$>

E|X_k(n)|²＝1…   (6)

并且，1/ξ_k(n)的方差，即SNR(signal-to-noise ratio，信噪比)在图1B所示的现有的DF中继中，由下式表示。

[算式6]

$>E{\left|\frac{1}{{\xi }_k\left(n\right)}\right|}^2={\left(\frac{h_k}{\sigma }\right)}^2···\left(7\right)$>

在实施方式的网络编码中，当导入了上述(4)～(6)式时，得到以下的结果。即，实施方式的方式中的SNR与(7)式所示的现有的DF中继实质上相同。

[算式7]

$>E{\left|{\xi }_1\left(n\right)\right|}^2=E{|\frac{\mathrm{Re}\left[\frac{{\eta }_1\left(n\right)}{H_1\left(n\right)}\right]}{\sqrt{2}\mathrm{Re}\left[X_2\left(n\right)\right]}+j\frac{\mathrm{Im}\left[\frac{{\eta }_1\left(n\right)}{H_1\left(n\right)}\right]}{\sqrt{2}\mathrm{Im}\left[X_2\left(n\right)\right]}|}^2$>

$>=E{\left(\frac{\mathrm{Re}\left[\frac{{\eta }_1\left(n\right)}{H_1\left(n\right)}\right]}{\mathrm{Re}\left[X_2\left(n\right)\right]}\right)}^2$>

$>=\frac{E{\left(\mathrm{Re}\right[\frac{{\eta }_1\left(n\right)}{H_1\left(n\right)}\left]\right)}^2}{E{\left(\mathrm{Re}\right[X_2\left(n\right)\left]\right)}^2}$>

$>=\frac{\frac{{\sigma }^2}{2h_1^2}}{\frac{1}{2}}=\frac{{\sigma }^2}{h_1^2}$>

图12是将现有技术和实施方式的方式进行了比较的表。如上所述，实施方式的网络编码的SNR与现有的DF中继相同。即，实施方式的网络编码具有与现有的DF中继同等的可信度。并且，由于实施方式的网络编码可按每个链路确定MCS(这里是调制方法、编码率)，因而通信的灵活性(或者自由度)比现有的DF中继和AF中继高。这样，根据实施方式的方式，可在维持与现有的DF中继同等的可信度的同时，比现有的DF中继更有效地传送数据。

另外，在峰值对平均功率比(PAPR：peak-to-average ratio)成为问题的情况下，在实施方式的网络编码中，中继站RS针对质量比阈值级低的链路使用QPSK。即，为了广泛使用实施方式的网络编码，优选的是，可使用QPSK的概率高。

图13是示出SNR和互信息量(MI：mutual information)的关系的图。在图13中，针对QPSK、16QAM、64QAM，示出每个符号的互信息量。如图13所示，当SNR上升到5dB时，与多值数大的QAM相比较，在使用QPSK进行数据传送的情况下的吞吐量不会下降。另一方面，在HSDPA这样的得到实用的蜂窝式系统中，如图14所示，约40％的用户的SNR为5dB以上。另外，图14是示出HSDPA中的针对SNR的累积分布函数(CDF：cumulative distribution function)的图。于是，在得到实用的蜂窝式系统中，为了使用实施方式的网络编码，在至少一个链路中可使用QPSK的概率为84％(＝1-0.4²)。

<另一实施方式>

实施方式的网络编码，特别是在中继站RS到基站BS的链路和从中继站RS到移动站MS的链路不平衡的情况下，与现有的DF中继相比，效率大幅提高。然而，在实际的蜂窝式系统中，上述1组链路并不总是不平衡。即，1组链路的质量常常为相等。不过，1组的质量为相等的情况是16％以下。然后，在这样的通信中，按各位进行“异或”运算的现有的DF中继方式也能实现高的吞吐量。因此，在另一实施方式的网络编码方法中，导入这样的结构：可自适应地选择利用上述每个符号的乘法运算的方式、以及利用现有的“异或”运算的方式。

图15是示出实现另一实施方式的网络编码的发送器的结构的图。符号级调制电路41具有：调制部42、43，以及符号级乘法部44。另外，调制部42、43相当于MCS部5，符号级乘法部44相当于合成部6。然后，符号级调制电路41针对1组链路的各方确定MCS(这里是调制方法、编码率)。然后，计算总吞吐量T_SLM。另外，吞吐量T与每1符号的位数与编码率之积成正比，根据所确定的MCS来计算。

“异或”电路45具有“异或”运算部46和调制部47，确定质量差的链路的MCS。“异或”运算部46针对1组的数据串的每个位执行“异或”运算。调制部47使用所确定的MCS调制从“异或”运算部46输出的数据串。然后，“异或”电路45计算总吞吐量T_XOR。

自适应控制部48将在利用符号级乘法运算的情况下的总吞吐量T_SLM与在利用“异或”运算的情况下的总吞吐量T_XOR进行比较。然后，选择以总吞吐量高的一方的方式获得的调制数据来将其输出。并且，选择结果作为控制信息被发送到接收站(基站BS和移动站MS)。

图16是示出接收从图15所示的发送器发送的信号的接收器的结构的图。接收数据根据从发送器发送的控制信息被引导到逆乘法部51或解调部53。逆乘法部51相当于图10所示的转换部33，执行图11所示的运算。然后，解调部52通过对逆乘法部51的输出进行解调来再现发送数据。另一方面，解调部53对接收信号进行解调。然后，“异或”运算部54通过对解调部53的输出数据串执行“异或”运算，再现发送数据。

这样，在另一实施方式中，可以以吞吐量更高的方式中继数据。即，例如在中继站RS和基站BS之间的链路以及中继站RS和移动站MS之间的链路的质量相等的情况下，可利用各位的“异或”运算来中继数据，在1组链路不平衡的情况下，可利用每个符号的乘法运算来中继数据。因此，系统整体的数据传送效率提高。

<其他>

在上述的实施例中，说明了在1组通信装置间双向传送数据的系统，然而本发明不限于此。即，中继站RS可以在M台(M是3以上的整数)的通信装置间中继数据。此时，例如在质量低于阈值级的p条链路中，使用QPSK传送数据，在质量良好的M-p条链路中，使用NQAM(N＝16、64等)传送数据。在该情况下，中继站RS可以按以下进行乘法运算。

(1)使p个QPSK符号彼此相乘，生成1个新的QPSK符号。

(2)使M-p个NQAM符号彼此相乘，生成1个新的NQAM符号。

(3)使新的QPSK符号和新的NQAM符号彼此相乘，生成组播符号。该组播符号使用NQAM进行调制。

接收组播符号的接收站例如利用迫零法来粗略检测组播符号的信号点。接下来，通过进行逆乘运算，获得对应的数据位。然后，利用Turbo解码来再现数据。

另外，在上述的实施例中，示出了传送无线信号的系统，然而本发明不限于此，在有线系统中也能应用。