逆变控制器以及使用该逆变控制器的电机驱动装置、电动压缩机及家用电器

摘要

一种用于驱动无刷DC电机的逆变控制器，其中，该无刷DC电机中的转子提供有永磁体，该逆变控制器包括逆变电路、位置感测电路、DC电压传感器以及导电角控制器。该逆变电路被连接至该无刷DC电机以驱动该电机。该位置感测电路根据该无刷DC电机的感应电压，感测转子相对于定子的位置。该DC电压传感器感测供给该逆变电路的DC电源电压的电压值。该导电角控制器响应于该DC电源电压的变化率，在小于180度电角度的范围内改变该逆变电路的导电角。

说明书

技术领域

本发明涉及针对无刷DC电机的逆变控制器中使用的广角导通控制方法，并且本发明还涉及使用该逆变控制器的电机驱动装置、电动压缩机(electriccompressor)以及家用电器，例如冰箱。

背景技术

作为对逆变器波形的控制，从在控制上简单的观点，通常采取120度导通波形。在针对无刷DC电机的驱动系统中，虽然电角度分别在正侧和负侧均跨越180度宽，但是逆变器各个相的开关在120度电角度内被电导通。这样在剩下的60度电角度的时段中不进行控制。在这个非受控时段期间，逆变器不能输出期望电压，因此该逆变器以低利用率使用DC电压。这个低利用率导致在无刷DC电机的各端间的低压，而且使该逆变器的工作范围变窄。因此该DC电机的最大转速必须较低。

另一方面，提出把导电角(conduction angle)扩展到120度电角度的广角控制方法，这是因为该方法允许扩大逆变器的工作范围以增加逆变控制器的输出(例如，参见专利文献1)。专利文献1公开把电压型逆变器的导通范围设置在大于120度而不超过180度电角度的给定范围，这样非受控时段变得小于60度电角度。因此，电机的各端之间的电压变大，这扩展了逆变器的工作范围。

近年来，除了由磁体产生的转矩外，永磁体被嵌入到转子中来产生由磁阻引起的转矩以获得更高效率。这个无刷DC电机可无须增加电机电流而增加转矩。

为了更高效地使用这个磁阻转矩，相对于电机的感应电压相位，逆变器的电压相位超前。此被称作相位超前(phase-advancing)控制方法，该方法还可以高效地利用弱磁通量，因此增加了输出转矩。

从服务条件、可靠性和维护的观点，压缩机采用不使用传感器(如霍尔元件)的逆变控制器。逆变控制器采用无传感器的方法，在该方法中，转子的磁极位置是从定子绕组中产生的感应电压而感测的。这种无传感器的方法采用60度电角度的跨度(即，非受控时段)，并监测在上下臂断电期间在电机的各端上提供的感应电压，从而感测转子的磁极位置。

下文参照附图描述传统的逆变控制器。图7示出了传统逆变器的结构，而图8示出了传统逆变器的转矩对转速的特性。具体地，它示出了广角控制的特性。图8表明当转矩保持在恒定水平时，在所提供的较宽导电角，最大转速增加。

图9示出了传统逆变控制器各个部分的信号波形的时序图。该时序图还表明各个部分的处理以及在150度电角度的导通角时的特性。

在图7中，三对串联连接的开关(switching)晶体管(即，Tru与Trx，Trv与Try，Trw与Trz)耦接在DC电源001的端子之间，从而形成逆变电路002。无刷DC电机003由定子003A和转子003B组成。定子003A由4个磁极和分布式绕组形成。转子003B是内置磁体型，其中嵌入了永磁体003N和003S。

在各个相的定子绕组003U、003V和003W的各端上，把各对开关晶体管的连接点耦接至无刷DC电机003，形成“Y形”连接。把各对开关晶体管的连接点也耦接到各个电阻004U、004V和004W以形成“Y形”连接。为了保护的目的，把倒流二极管Du、Dx、Dv、Dy、Dw和Dz耦接在各个开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz的集电极与发射极之间。

磁极位置感测电路010由差分放大器011、积分器012和过零比较器013组成。以Y形连接耦接在一起的定子绕组003U、003V和003W的中性点(neutral point)003D处的电压经电阻011A被提供给放大器011B的反相(inverting)输入端。以Y形连接耦接在一起的电阻004U、004V和004W的中性点004D处的电压直接被提供给放大器011B的正相(non-inverting)输入端。把电阻011C耦接在放大器011B的输出端与正相输入端之间。这样形成了差分放大器011。

把来自差分放大器011输出端的输出信号提供给由串联耦接在一起的电阻012A和电容012B形成的积分器012。把来自积分器012的输出信号(即，在电阻012A和电容012B之间的连接点处的电压)提供给过零比较器013的正相输入端。

把中性点003D处的电压提供给过零比较器013的反相输入端。过零比较器013的输出端输出磁极位置感测信号。

差分放大器011、积分器012以及过零比较器013形成感测无刷DC电机003的转子003B的磁极位置的磁极位置感测电路010。磁极位置感测电路010向微处理器020输出磁极位置感测信号。然后，微处理器020修正所提供的磁极位置感测信号的相位以测量周期并且设置相位超前角度和导电角。微处理器020计算每电角度周期的计时器计数值，用以确定各个开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz的换向(commutation)信号。

微处理器020根据转速指令输出电压指令，并对该电压指令进行脉冲宽度调制(PWM)。微处理器020根据转速指令与实际转速之间的差来控制占空比(即，PWM信号的ON与OFF之比)，并针对三相输出PWM信号。当实际转速小于转速指令时，微处理器020增加占空比，而当实际转速大于转速指令时，微处理器020减小占空比。

把PWM信号提供给驱动电路030。驱动电路030向开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz的各个基极端输出驱动信号。

下文描述上面讨论的逆变控制器的导通工作。在图9中，当各个相彼此之间位移120度时，无刷DC电机003的相U、V和W的感应电压Eu、Ev和Ew改变。差分放大器输出信号表明从差分放大器011输出的信号。从积分器012提供的信号形成由积分器012整形的积分波形。向过零比较器013提供积分波形，促使来自过零比较器013的输出信号上升、然后在积分波形的过零点处下降。把这个激发(excitation)切换信号作为磁极位置感测信号输出。

激发切换信号的上升和下降促使相位修正计时器G1启动，并且计时器G1的启动促使第二相位修正计时器G2启动。计时器G1和G2两者使逆变器模式N(即，换向模式)超前一步。可以根据相W的感应电压波形计算相U的导通时刻，而逆变器的相位超前量可由相位修正计时器G1控制。在图9中，当导电角为150度电角度时，相位超前角度被设置为60度。这样，相位修正计时器G1对对应于45度的值进行计数，而第二相位修正计时器G2计数对应于30度电角度的值。因此，响应于各个逆变器模式，如图9中所示地控制开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz的ON-OFF状态。

如上所述，在导通时段被设置在120度与180度之间的状态下，可以驱动无刷DC电机003，而逆变器电压的相位可以相对于电机的感应电压的相位而被超前。转子003B的旋转在定子绕组003U、003V和003W产生感应电压，并且可以通过前述的传统结构感测感应电压。通过具有90度延迟的积分器012相移这个感应电压，从而感测对应于转子003B的磁极的位置感测信号。根据这个位置感测信号，确定定子绕组003U、003V和003W的导通时刻。使用这样的具有90度相位延迟的积分器012，降低了对突然加速或减速的响应度(responsiveness)。

已经提出了在响应度上改进的位置感测电路(例如，参见专利文献2)。下文参照附图描述在专利文献2中公开的另一个传统逆变控制器。图10示出了另一个传统逆变控制器的结构，而图11示出了该传统逆变控制器的各个部分的信号波形的时序图。该时序图也表明了各个部分的处理。

在图10中，把电阻101和102串联耦接在总线103和总线104之间，以及它们的共同连接点(即，感测端ON)提供一个虚拟中性点的电压VN。电压VN是DC电源001的电压的一半，而DC电源001的电压对应于定子绕组105U、105V和105W的中性点的电压。

把比较器106A、106B和106C的各个正相输入端(+)分别经电阻107、108、109耦接至输出端OU、OV和OW。把比较器的各个反相输入端(-)耦接至感测端ON。

把比较器106A、106B和106C的各个输出端耦接至在其中具有逻辑电路的微处理器110的输入端I1、I2和I3。来自微处理器110的输出端01至06的输出经驱动电路120驱动开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz。

无刷DC电机105包括4个磁极和分布式绕组。转子105A形成表面安装磁体的结构，即，把永磁体105N和105S安装在转子105A的表面。这样，电机105被设置处于将导电角设置在120度、并且将相位超前角度设置为0度电角度的状态。

参照图11进一步描述该结构。端电压Vu、端电压Vv以及端电压Vw分别表明在电机105的常规操作期间跨定子绕组105U、105V以及105W的电压。假设逆变电路140提供电压Vua、Vva和Vwa，以及定子绕组105U、105V和105W产生感应电压Vub、Vvb和Vwb。假设逆变电路140的倒流二极管Du、Dx、Dv、Dy、Dw或者Dz中的任何一个在换向切换时发生导通，这将产生脉冲状峰值电压Vuc、Vvc和Vwc。然后，各个端电压Vu、Vv和Vw形成由提供的电压Vua、Vva、Vwa、感应电压Vub、Vvb、Vwb以及峰值电压Vuc、Vvc和Vwc分别组合的波形。

来自比较器的输出信号PSu、PSv、PSw表明了比较器106A、106B、106C在端电压Vu、Vv、Vw与在虚拟中性点处的电压VN之间所做的比较的结果。在此情况下，输出信号PSu、PSv、PSw由表明感应电压Vub、Vvb、Vwb中每一个的正负和相位的信号PSua、PSva、PSwa、以及对应于峰值电压Vuc、Vvc、Vwc的输出信号PSub、PSvb、PSwb形成。

峰值电压Vuc、Vvc、Vwc被等待计时器忽略，因此输出信号PSu、PSv、PSw表明感应电压Vub、Vvb、Vwb中每一个的正负和相位。

微处理器110根据从比较器输出的信号PSu、PSv、PSw的状态，辨识如模式列中所示的6种模式A、B、C、D、E以及F，然后其输出从输出信号PSu、PSv、PSw电平变化的时刻起具有30度电角度延迟的驱动信号DSu至DSz。每个模式A至F的各个时间T表示60度，而每个模式A至F的一半时间(即T/2)表示对应于30度电角度的延迟时间。

这样，微处理器110根据响应于转子105A的转动而在定子绕组105U、105V、105W产生的感应电压，感测电机105的转子105A的转动位置。而且，它通过检测感应电压的可变时间T，依赖于导通模式和时刻，来确定用于对定子绕组105U、105V、105W导通的驱动信号，并且随后向定子绕组105U、105V和105W供电。

因此，前面的结构与在专利文献1中公开的传统逆变控制器不同，并且由于它不需要滤波电路，所以它能以更高灵敏度检测感应电压。因此可以改进启动特性，并且可以以更低的转速驱动电机。最重要的是，由于不使用具有90度延迟的滤波电路，所以可以通过组合第一计时器122和第二计时器123，以与30度一样小的延迟来控制电机。因而可以提高对突然加速或减速的响应度。

接下来，下文参照图12描述逆变控制器的电压和导电角的失步特性。图12示出了图10所示的逆变控制器的电压和导电角的失步特性。如图12所示，在电压急剧下降的情况下，在较大导通角，对失步的抵抗力下降。当电压急剧上升时，也可以观察到与此类似的特性。专利文献1提出在180度电角度的时段内可操作的磁极位置感测电路010。然而，由于电路010采用滤波器，所以出现90度电角度的延迟，这导致对转速的变化(例如，负载的突然变化)的较低响应度。因此，电机有时陷入失步，并停止其工作。

专利文献2提出没有90度电角度延迟的位置感测电路。然而，即使这种结构有时也不能在转动变化期间(例如，负载的突然变化)感测磁极位置，这样电机可能陷入失步。这种现象出现在下面的情形中：(1)当进行将导电角扩展至超过120度的广角控制时，(2)当进行相位超前角控制时，这种控制方法相对于电机的感应电压的相位而把逆变器的电压相位超前，(3)当通过定子绕组105U、105V、105W的更多匝数而增加电感来扩展峰值电压的宽度以便获得更高效率时。这些情形导致更短的位置可感测时段。

在在电机的定子中采用集中绕组以便获得更高效率以及增加更大的转矩的情形中，当用6个磁极代替4个磁极时，相较于使用4个磁极的情形，位置可感测时段降至与2/3机械角度一样小。因此，前面的广角控制、相位超前角控制、匝数的增加、或导致更短机械位置可感测范围的磁极数目的增加，缩短了磁极位置可感测时段。这样，负载变化、瞬时电源中断或电压变化的发生将伴随转动的突然变化，因此逆变控制器不能感测磁极位置，并且电机陷入失步。

专利文献1：国际公开小册子No.95/27328

专利文献2：日本专利未经审查的出版物No.H01-8890

发明内容

本发明提供一种可靠的逆变控制器，其响应于DC电压部分的电压变化而瞬时改变导电角，从而防止无刷DC电机由于瞬时电源中断或电压突然变化而陷入失步并停止工作。本发明还提供采用该逆变控制器的电机驱动装置、电动压缩机及家用电器。本发明的逆变控制器驱动无刷DC电机，其转子包含永磁体。该逆变控制器具有逆变电路、位置感测电路、DC电压传感器以及导电角控制器。逆变电路耦接并驱动该无刷DC电机。位置感测电路根据无刷DC电机的感应电压感测转子相对于定子的位置。DC电压传感器感测被提供给逆变电路的电压。导电角控制器响应于DC电源所提供的电压的变化率，在小于180度电角度的范围内改变逆变电路的导电角。当由于由例如瞬时电源中断引起的电压的突然变化而导致电机的转速变化时，上述结构允许减小导电角，从而扩大位置可感测时段。这样，前面的结构防止该逆变控制器失去转子的磁极位置。因此，该逆变控制器提高了其对由电压变化引起的转速变化的响应度，防止电机陷入由该电压变化所引起的失步，并提高了对瞬时电源中断的抵抗力。

附图说明

图1显示根据本发明实施例的逆变控制器的结构。

图2是显示图1所示的逆变控制器中各个部分的波形以及由各个部分所进行的处理的时序图。

图3显示表明图1所示的逆变控制器的导电角与电源电压的变化之间的关系的特性。

图4是显示当图1所示的逆变控制器中电压变化时该逆变控制器的操作的时序图。

图5是采用图1所示的逆变控制器的电动压缩机的框图。

图6是作为采用图5所示的压缩机的家用电器示例的冰箱的示意性截面图。

图7显示传统逆变控制器的结构。

图8显示图7所示的逆变控制器的转矩对转速的特性。

图9是显示图7所示的逆变控制器的各个部分的波形以及由各个部分所进行的处理的时序图。

图10显示另一个传统逆变控制器的结构。

图11是显示图10所示的逆变控制器的各个部分的波形以及由各个部分所进行的处理的时序图。

图12显示由图10所示的逆变控制器的电压与导电角之间的关系引起的失步的特性。

附图标记的说明

200逆变控制器

201商用AC电源

203整流器

204无刷DC电机(电机)

204A定子

204B转子

204C、204D、204E、204F、204G、204H永磁体

204U、204V、204W定子绕组

205逆变电路

206驱动电路

207位置感测电路

208微处理器

209DC电压传感器

210转速传感器

211换向控制器

212占空设置部分

213PWM控制器

214驱动控制器

215载波输出部分

217导电角控制器

218导电角设置部分

219计时器

300电机驱动装置

400压缩部分

500电动压缩机

具体实施方式

下文参照附图说明本发明的示例性实施例。不必说，这个实施例不限制本发明。

图1显示根据本发明的这个实施例的逆变控制器的结构。图2是显示在逆变控制器中各个部分的波形以及由各个部分所进行的处理的时刻的时序图。图3显示表明逆变控制器的导电角与电源的电压变化之间的关系的特性。图4是显示当逆变控制器中的电压变化时逆变控制器的操作的时序图。

如图1中所示，把逆变控制器200耦接至商用AC电源201和无刷DC电机(下文简称为“电机”)204，并驱动电机204。这样，逆变控制器200和电机204形成电机驱动装置300。电机204包括提供有永磁体204C至204H的转子204B。逆变控制器200包括逆变电路205、位置感测电路207、DC电压传感器209以及具有导电角控制器217的微处理器208。

电机204具有6个磁极以及在凸极上的集中式绕组，并由转子204B和具有三相绕组的定子204A组成。定子204A具有6个磁极和9个槽，以及各个定子绕组204U、204V、204W上的匝数为189。转子204B在其中包括永磁体204C至204H，并形成产生磁阻转矩的内置磁体结构。

逆变控制器200还具有整流器203、驱动电路206。整流器203把商用AC电源201转换为DC电源，并且驱动电路206驱动逆变电路205。

逆变电路205连接并驱动电机204，并由连接在一起形成三相桥的6个开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz以及分别与开关晶体管并联连接的倒流二极管Du、Dx、Dv、Dy、Dw和Dz组成。

位置感测电路207根据电机204的感应电压感测转子204B相对于定子204A的位置，并由比较器(未示出)等组成。电路207通过比较器比较基于电机204的感应电压的端电压信号与参考电压，从而输出转子204B的位置信号。电路207的结构与图10中所示的由比较器106A、106B、106C形成的结构类似。

DC电压传感器209感测提供给逆变电路205的DC电源电压。换句话说，传感器209感测整流器203所转换的DC形式的电压，并利用电阻形成分压电路。传感器209把模拟值形式的感测的电压输出给微处理器208，并且其包括用于降噪的CR滤波电路。

以包括控制逆变电路205的各个功能的框图示出了微处理器208。这些功能块能够由专用电路形成，或者由嵌入硬件的软件形成。更加具体地，微处理器208具有转速传感器210、换向控制器211、占空设置部分212、PWM控制器213、驱动控制器214以及载波输出部分215。微处理器208还具有响应于DC电源电压的变化率而改变导电角的导电角控制器217、以及设置导电角最大值的导电角设置部分218。如后面将详细说明的，导电角控制器217响应于DC电源电压的变化率，在大于0度至小于180度电角度的范围内改变逆变电路205的导电角。微处理器208包括用于寻找每单位时间的电压变化(即，DC电源电压的变化率)的计时器219。

下文说明上面讨论的逆变控制器200中微处理器208的各功能块的操作与工作。换向控制器211根据从位置感测电路207提供的位置信号计算换向的时刻，并为开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz产生换向信号。

转速传感器210计数某时段的位置信号，或测量脉冲间隔，从而计算电机204的转速。

占空设置部分212利用由转速传感器210所获得的转速与所指示的转速之间的偏差，进行占空比的加减运算，并向PWM控制器213提供该占空比。当实际转速小于所指示的转速时，向PWM控制器213提供较大的占空比，而当实际转速大于所指示的转速时，提供较小的占空比。

载波输出部分215设置切换所述开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz的载波频率。在这个实施例中，把载波频率设置在3kHz与10kHz之间。

PWM控制器213基于由载波输出部分215设置的载波频率与由占空设置部分212设置的占空比，输出PWM调制信号。导电角控制器217基于由DC电压传感器209感测的DC电压，借助计时器219计算每单位时间的电压的变化率，并控制逆变电路205中的导电角在电压变化率较大时减小。在这个实施例中，导电角控制器217以采样周期(即，每5ms)读取由DC电压传感器209感测的电压，并计算DC电源电压的变化率。当产生一少量电压变化，因而控制器217确定未发现变化率改变时，控制器217逐步增加导电角。

驱动控制器214组合(compound)换向信号、PWM调制的信号、导电角以及相位超前角度，从而产生用于打开或关闭开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz的驱动信号，并向驱动电路206输出这个驱动信号。然后，驱动电路206根据驱动信号，打开或关闭开关晶体管Tru、Trx、Trv、Try、Trw和Trz，从而驱动电机204。

接下来，下文参照图2描述逆变控制器200的不同波形。逆变控制器200以设置为150度的导电角以及设置为15度电角度的相位超前角度来控制电机204。导电角设置部分218设置最大导电角为150度，最小导电角为120度。

如图2所示，电机204的跨越U相的端电压Vu、跨越V相的端电压Vv以及跨越W相的端电压Vw的各个相位彼此之间位移120度，并且这些相位保持120度而运行(move)。假设逆变电路205向定子绕组204U、204V和204W供给电压Vua、Vva和Vwa，并且这些绕组分别产生感应电压Vub、Vvb和Vwb。假设在换向的切换事件时，逆变电路205的倒流二极管Du、Dx、Dv、Dy、Dw和Dz中的任何一个变成导通，从而产生脉冲状峰值电压Vuc、Vvc、Vwc。然后，端电压Vu、Vv、Vw对由所提供的电压Vua、Vva、Vwa、感应电压Vub、Vvb、Vwb以及峰值电压Vuc、Vvc、Vwc组成的波形进行整形。比较器比较端电压Vu、Vv、Vw与在虚拟中性点处的电压VN(即，由DC电源所产生的电压的一半)，并输出信号PSu、PSv、PSw。

在前面的情况下，当DC电源电压急剧(abruptly)下降时，电机204的实际转速与DC电源电压的变化率成比例地下降。感应电压与虚拟中性点处的电压VN相交的交叉点逐渐进入(fade into)导通时段。以类似的方式，当DC电源电压急剧上升时，电机204的实际转速急剧增加，并且该交叉点逐渐进入峰值电压。这些情况中的任何一个引起转子的磁极位置的错误感测，并导致失步。

为了克服前面的问题，如图3所示，本发明的这个实施例允许DC电压传感器209感测DC电源电压的变化，并允许导电角控制器217计算每5ms(即，计时器219的周期)的DC电源电压的变化率，从而确定导电角。导电角控制器217随着DC电源电压的变化变大而减小导电角，并且随着变化时间变长也减小导电角。这样，响应于DC电压的变化率而改变导电角，因此电机204能更稳定。如图3所示，假设DC电源电压的变化率为100V/秒、200V/秒或300V/秒，以及随后，DC电源电压在参考电压E0以及在150度导电角处保持稳定，直至参考时间到达“t0”为止。

从时间“t0”起，DC电源电压开始变化。由于导电角控制器217每5ms利用计时器219感测DC电源电压，所以控制器217能计算“t1”、“t2”、“t3”点处的电压变化率，并以每5ms的间隔而向前进行(onward)。

在这个实施例中，导电角的最小分辨率被设置为375度电角度，因此当变化率为100V/秒时，导电角每10ms减小3.75度，而在200V/秒的情况下，它每5ms减小3.75度，并且在300V/秒的情况下，它在10ms中减小11.25度。

下面，参照图4描述在电压变化期间(例如，在瞬时电源中断期间)逆变控制器200的操作。当电机204位于初始状态时，电机204处于高负载并以高转速转动。当出现DC电源电压的急剧下降(阶段1)时，导电角控制器217响应于DC电源电压的变化率，把导电角从150度减小到127.5度。导电角的减小允许扩展位置可感测时段，因此在导通时段内，位置感测电路207将不会失去转子的磁极位置。因此，能够防止由于电压变化而导致的失步。在下一种情况中，在DC电源电压急剧下降之后，DC电源电压稳定地保持在低电压(阶段2)。在这种情况下，导电角控制器217逐步扩展导电角(每100ms)，并且然后在500ms消逝之后，导电角从127.5度增加到142.5度。在此情况下，由于低电压导致输出变低，因此需要更宽的导电角以增大输出。这样，导电角控制器217试图把该角度增大到最大角度，即150度。换句话说，当DC电源电压稳定时，导电角控制器217逐步增大导电角至由导电角设置部分218设置的值。在这样的情况下，因为没有发生转动变化，所以广角操作是可以实现的，并且，当电压变稳定时，能够把导电角恢复至给定值。因此，电机204可以再次工作在高转速、并再次产生大转矩。

当DC电压从稳定状态急剧上升时(阶段3)，导电角控制器217把导电角从142.5度改变至120度。换句话说，当DC电源电压以给定变化率或高于该给定变化率上升时，控制器217响应于DC电源电压的变化率而减小导电角。这与当DC电源电压急剧下降时的情况类似。这样，可以扩展位置可感测时段，因此位置感测电路207在峰值电压时将不会失去转子的磁极位置。因此，防止电机204陷入由于电压增加而导致转速变化所引起的失步。

当DC电源电压上下变化时(阶段4)，导电角控制器217控制导电角减小。当导电角保持在120度电角度而DC电源电压仍变化时(阶段5)，导电角控制器217把导电角保持在120度(即，最小设置值)。

当DC电源电压稳定地保持在高电压时(阶段6)，导电角控制器217把导电角增大到给定值，即150度(最大设置值)。然而，由于高电压允许输出高功率，所以最大设置值可以与120度一样小。

可以响应于占空比、转速以及DC电源电压而设置最大导电角。

在这个实施例中，转子204B采用内置永磁体204C至204H，并具有凸极特性，因此电机204可以产生磁阻转矩。在此情况下，执行相位超前控制，以便高效利用该磁阻转矩；然而，与广角控制一起使用此相位超前控制，将进一步减少位置可感测时段。这个实施例还证明：除广角控制以外，相位超前控制也将减少由电压变化引起的失步事件，因此能够增加对瞬时电源中断的抵抗力。

使用具有更多匝数的定子204A将增大电感，因此增加峰值电压的宽度，这样减少了位置可感测时段。更具体的是，在定子绕组的匝数超过160的情况下，这种现象明显地出现。然而，这个实施例防止这样的电机陷入由电压变化而引起的失步，因此能够增加对瞬时电源中断的抵抗力。

具有6个磁极或多于6个磁极的电机204与具有4个磁极的传统电机相比，不得不遭遇感测转子位置的困难，这是因为由于机械角度的问题导致磁极数目的增加减少了位置可感测时段。然而，该实施例防止具有6个磁极或多于6个磁极的电机204陷入由电压变化而引起的失步，因此能够增加对瞬时电源中断的抵抗力。

在这个实施例中，导电角经过9个阶段逐步从150度变化到120度；然而，DC电源电压的变化率和导电角能够线性地改变，并且DC电源电压的采样周期可以被设置为任何值。最重要的是，小于120度的导电角的使用将使系统更能抵抗电源电压的变化或瞬时电源中断。

如图5所示，逆变控制器200和电机204形成电机驱动装置300，并且，电机驱动装置300和压缩部分400形成电动压缩机500。电机驱动装置300驱动作为被驱动体的压缩部分400。这样，压缩机500能够防止电机204陷入由电压变化引起的失步，并且其也能使电机204更能抵抗瞬时电源中断，从而提高可靠性。另外，如图6所示，诸如冰箱的家用电器可以使用压缩机500，或电机驱动装置300可以被用于驱动洗衣机的电机。后一情况下，搅拌器或滚筒是由电机驱动装置300驱动的。在上面讨论的电机驱动装置300在家用电器中的使用确保了家电的卓越的运行。

工业适用性

本发明的逆变控制器即使在电源电压出现变化的情况下、也能够感测转子的磁极位置而不失去转子的磁极位置。该逆变控制器在遭遇电源电压变化的家用电器(例如空调、冰箱和洗衣器)和电动汽车中是有用的。在电源电压经常发生变化的地区，它也是有用的。