数字中频光纤直放站及所采用的多信道数字选频数字信号处理方法

摘要

本发明公开一种应用于移动通信系统中的数字中频光纤直放站及所采用的多信道数字选频数字信号处理方法，数字中频光纤直放站包括模拟混频模块、模数转换模块、数字选频模块分、数模转换模块及控制单元；多信道数字选频数字信号处理方法包括下变频处理部分及上变频处理部分；下变频处理部分包括：(1)数字中频输入信号与数控振荡器信号混频后得到零频信号；(2)积分梳状滤波器抽取；(3)FIR低通滤波处理；上变频处理部分包括：(1)零频信号经FIR低通滤波器处理；(2)积分梳状滤波器插值；(3)数控振荡器混频，得到数字中频输出信号。本发明可有效节约系统传输资源，提高系统适应性，成本低廉，可靠性高。

说明书

技术领域

本发明属移动通信技术领域，更具体地说，涉及一种应用于移动通信系统中的数字中频光纤直放站及所采用的多信道数字选频数字信号处理方法。

背景技术

从在通信网络中所起的作用来看，直放站的主要功能就是放大从基站(下行)和移动台(上行)接收过来的有用信号，并将放大后的信号经天线(或其它耦合方式)发送出去。通过这一方式提高系统基站的覆盖能力。在这一放大过程中，要尽可能抑制随有用信号一起接收进来的干扰信号，同时也要避免产生新的干扰。

虽然光纤技术应用于直放站带来很大的技术改善，但以硬件为主的模拟选频系统体积庞大，且模拟信号受环境影响较大，容易受干扰。随着信道数的增多元器件成本及占用的机箱体积、功耗都随信道数的增加成倍增加，而且生产复杂度、维护难度也增大。

发明内容

本发明旨在克服现有技术的不足之处而提供一种可以有效节约系统传输资源和提高系统应用环境适应性，成本优势明显，可靠性高，基站接收灵敏度高，传输误码率低的数字中频光纤直放站。

本发明还提供一种上述数字中频光纤直放站所采用的多信道数字选频数字信号处理方法。

为达到上述目的，本发明是这样实现的：

数字中频光纤直放站，它包括模拟混频模块、模数转换模块、数字选频模块、数模转换模块及控制单元；所述模拟混频模块的传输端口分别接模数转换模块及数模转换模块的端口；所述模数转换模块的端口接数字选频模块的端口；所述数字选频模块的端口接数模转换模块的端口；所述控制单元的端口接数字选频模块的端口；

射频输入信号经模拟混频模块混频后，形成模拟中频信号；所述模拟中频信号经模数转换模块处理后，转换为数字中频信号；

所述数字中频信号进入数字选频模块进行变频、滤波处理；处理后的数字中频信号由数模转换模块转换为模拟中频信号；

所述模拟中频信号经模拟混频混频后射频输出。

作为一种优选方案，本发明所述数模转换模块可采用AD9779芯片。

作为另一种优选方案，本发明所述模数转换模块可采用AD80141芯片。

另外，本发明所述控制单元可采用ATMEGAL128芯片。

其次，本发明所述数字选频模块可采用EP3C55F484芯片。

再次，本发明所述模拟混频模块锁相环采用ADF4118芯片。

一种数字中频光纤直放站所采用的多信道数字选频数字信号处理方法，它包括下变频处理部分及上变频处理部分；

所述下变频处理部分包括：

(1)数字中频输入信号分别与数控振荡器产生的同频余弦信号及正弦信号混频后得到零频信号；

(2)所述零频信号经过积分梳状滤波器进行抽取；

(3)抽取后的零频信号再进行FIR低通滤波处理；

所述上变频处理部分包括：

(1)经过光传输接口传输的零频信号经FIR低通滤波器进行处理；

(2)所述零频信号经过积分梳状滤波器进行插值；

(3)插值后的零频信号再进行数控振荡器混频后，得到数字中频输出信号。

进一步地，本发明所述数控振荡器可采用基于DSP算法ROM结构的数字直接频率合成器。

更进一步地，本发明所述积分梳状滤波器可包括积分器和微分器。

本发明可以有效节约系统传输资源和提高系统应用环境适应性，成本优势明显，可靠性高，基站接收灵敏度高，传输误码率低。

本发明通过保留原模拟光纤直放站的优点，克服原模拟选频技术中的不足，提出了一种基于FPGA的多信道数字选频器，来构成基于数字中频技术的光纤直放站。它充分发挥大容量的现场可编程门阵列(FPGA)器件在数字信号处理方面的技术优势，应用FPGA实现多信道数字选频器。基于数字化的多信道选频器信道数的增加不会带来器件成本的成倍增加，信道数越多，成本优势越明显，同时，功耗，产品的一致性、可靠性绝对得到保证，为整机带来了多方面的好处。数字选频器，上下行隔离度很高，不会产生自激。针对不同制式(CDMA、GSM、DCS、PCS、WCDMA、TD-SCDMA、CDMA2000)和网络需求能够灵活的通过软件进行设备功能添加，市场响应迅速，设备升级成本较低。

与现有技术相比，本发明具有如下特点：

1、信号不随光信号的衰减而衰减，在长距离和多路分路传输系统中保持动态范围不变，数字光纤拉远系统支持星形、菊花链及混合组网功能并可提供环路保护。灵活的组网能力可以有效节约系统传输资源和提高系统应用环境适应性。

2、数字光纤拉远系统具备上行噪声抑制功能，可以有效的解决覆盖与上行干扰的矛盾，从而可以实现大功率覆盖和完美的链路平衡，获得相当于基站的覆盖效果。同时可以消除远端站点的叠加噪声，在保证传输误码率的条件下可以支持更多的远端。

3、数字光纤拉远系统可以自动对远端站点进行时延测试和补偿，将远端站点的时延调整一致，避免重叠覆盖区域的时间色散干扰以及引入过多小区带来的切换问题，从而实现长距离、大范围的同一小区连续覆盖。

4、数字光纤拉远系统应用于基站拉远及大功率覆盖时支持上行分集接收的备选功能，改善上行覆盖质量，提高基站接收灵敏度。系统应用于具有周期性、突发性话务分布的区域时，支持两个扇区间的载波自由调度功能。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步说明。本发明的保护范围不仅局限于下列内容的表述。

图1为本发明数字直放站16选频网络结构示意图；

图2为本发明模数转换模块电路原理图；

图3为本发明数模转换模块电路原理图；

图4为本发明MCU控制模块电路原理图；

图5为本发明模拟混频模块电路原理图；

图6为本发明基于FPGA的多信道数字选频数字信号处理下变频实现结构图；

图7为本发明基于FPGA的多信道数字选频数字信号处理上变频实现结构图；

图8为本发明数字信号处理下变频算法流程图；

图9为本发明数字信号处理上变频算法流程图；

图10为本发明数控振荡器实现结构图；

图11为本发明4级抽取CIC实现结构图；

图12为本发明4级插值CIC实现结构图

图13为本发明60阶FIR滤波器幅频特性；

图14为本发明FIR滤波器实现结构；

图15为本发明AD80141功能结构图；

图16为本发明AD9779功能结构图；

图17为本发明ADF4118功能结构图。

具体实施方式

如图1所示，数字中频光纤直放站，它包括模拟混频模块、模数转换模块、数字选频模块、数模转换模块及控制单元；所述压控振荡模块的传输端口分别接模数转换模块及数模转换模块的端口；所述模数转换模块的端口接数字选频模块的端口；所述数字选频模块的端口接数模转换模块的端口；所述控制单元的端口接数字选频模块的端口；射频输入信号经模拟混频模块混频后，形成模拟中频信号；所述模拟中频信号经模数转换模块处理后，转换为数字中频信号；所述数字中频信号进入数字选频模块进行变频、滤波处理；处理后的数字中频信号由数模转换模块转换为模拟中频信号；所述模拟中频信号经模拟混频模块混频后射频输出。如图2，本发明所述模数转换模块电路原理图，本模块设计中高速模数转换器件采用ADI公司的AD80141；图15为本发明AD80141功能结构图。如图3，本发明所述数模转换模块电路原理图，本模块设计中高速数模转换器件采用ADI公司的AD9779，图16为本发明AD9779功能结构图。如图4，本发明所述控制单元采用ATMEGAL128芯片。图5为本发明模拟混频模块电路原理图。图17为本发明锁相环ADF4118芯片功能结构图。

本发明所述数字选频部分采用EP3C55F484芯片。

一种上述数字中频光纤直放站所采用的多信道数字选频数字信号处理方法，它包括下变频处理部分及上变频处理部分；

所述下变频处理部分包括：

(1)数字中频输入信号分别与数控振荡器NCO产生的同频余弦信号及正弦信号混频后得到零频信号；

(2)所述零频信号经过积分梳状滤波器CIC进行抽取；

(3)抽取后的零频信号再进行FIR低通滤波处理；

所述上变频处理部分包括：

(1)经过光传输接口传输的零频信号经FIR低通滤波器进行处理；

(2)所述零频信号经过积分梳状滤波器CIC进行插值；

(3)插值后的零频信号再进行数控振荡器NCO混频后，得到数字中频输出信号。

本发明所述数控振荡器NCO采用基于DSP算法ROM结构的数字直接频率合成器。

本发明所述积分梳状滤波器CIC包括积分器和微分器。

对于数字化结构的直放站来讲，本发明结构与模拟结构的直放站是截然不同的。如图1所示，射频输入信号经模拟混频模块混频后降为92.16MHz的模拟中频信号，模拟中频信号经模数转换器80141转换为数字中频信号后，进入到FPGA中进行变频、滤波等处理，处理后的数字中频信号由数模转换器AD9779转换为模拟中频信号，然后与模拟混频模块混频后射频输出。图2给出了模数转换模块电路原理图，图3给出了数模转换模块电路原理图，图4给出MCU控制部分电路原理图。

多信道选频完全在基于FPGA结构的数字信号处理器中完成，信道数的增多只需在编写的原VHDL语言程序上直接扩充即可。

多信道数字选频中数字信号处理下变频实现结构如图6所示，数字中频输入信号分别与数控振荡器NCO产生的同频余弦信号和正弦信号混频后得到零频信号，零频信号经过积分梳状滤波器CIC抽取、FIR低通滤波处理后到光传输接口进行传输，其对应的算法流程图见图8所示；多信道数字选频中数字信号处理上变频实现结构如图7所示，经过光传输接口传输的零频信号经FIR低通滤波器、以及积分梳状滤波器CIC插值，再进行数控振荡器NCO混频后，得到数字中频输出信号。对应的算法流程图见图9所示。

本发明具体实施时重点解决以下问题：

1、实现具有选频功能频率可编程的高精度NCO模块设计。

2、选取合适抽取率和插值率的积分梳状滤波器(CIC)滤波器的设计，实现带外抑制。

3、选取适当阶数的FIR数字滤波器的设计，实现带内滤波。

一、数控振荡器(NCO)的实现

数控振荡器(NCO)有基于全ROM结构，CORDIC结构，1/4ROM结构，和基于DSP算法的ROM结构等几种结构。这几种实现的结构根据使用FPGA资源的情况和达到的效果比较，基于DSP算法的ROM结构应该是比较理想的结构。

基于DSP算法ROM结构的数字直接频率合成器采用四个ROM查找表，两个ROM查找用于实现正弦波形的输出，两个ROM查找表实现余弦波形的输出，具体实现原理分析如下：

若将单位圆分成N(N＝2ⁿ)等分，每等分用Φ表示，每等分再划分为N小等分，用θ表示，则任意角度就可以为(nΦ+nθ)表示。

sin(nΦ+nθ)＝sin(nΦ)cos(nθ)+cos(nΦ)sin(nθ)

cos(nΦ+nθ)＝cos(nΦ)cos(nθ)-sin(nΦ)sin(nθ)

由上面两式可知，基于此结构的ROM表需要由四个查找表完成，sin(nΦ)，cos(nΦ)和sin(nθ)，cos(nθ)查找表，另外加两个DSP模块。基本结构如图10所示：

二、积分梳状(CIC)滤波器的实现

积分梳状(CIC)滤波器结构简单，处理速度高最大的优点是不需要进行乘法运算，可以对高速数据流进行低通滤波和抽取处理。

积分梳状(CIC)滤波器由两部分组成，即积分器和和微分器的级联。单级CIC的旁瓣电平比较大，只比主瓣电平低13.46dB，这就意味着衰减很差。为了降低旁瓣电平，在本设计中采用4级级联CIC级联的方法来解决，具有54dB左右的阻带衰减。

图11给出了4级抽取CIC滤波器的结构，上面是积分单元，下面部分是微分单元。通常M＝1，抽取率R为任意正整数。在本设计中抽取率选取R＝64。

图12给出了4级插值CIC滤波器的结构，上面是微分单元，下面部分是积分单元。通常M＝1，插值系数R为任意正整数。在本设计中插值系数选取R＝64。

三、FIR滤波器实现

在本设计中采用了一种高效的滤波器组合结构，将CIC滤波器作为第一级滤波器，实现抽取及低通滤波作用，而在第二级采用FIR实现的特殊滤波器，此时他们工作在较低的频率下，且滤波器的参数得到了优化，因此更容易用较低阶数实现，节省了硬件资源。

在本系统中，经CIC抽取滤波后FIR滤波器的数据采样率为1.92MHZ，带宽B＝120KHZ，采用60阶hamming窗设计，选用根升余弦滤波器，其幅频特性如图13所示：

由于选用FIR滤波器是线性相位的，所以滤波器的系数满足中心对称性。假设滤波器的长度为N，只需做N/2(当N为奇数时，为(N+1)/2)次而不是N次乘法就可以实现滤波器的功能，可以大大节约硬件资源的消耗，提高速度。这一点正是硬件设计所需要的。具体硬件实现结构形式如图14所示，可以根据数据的采样率(本设计为1.92MHz)和硬件乘法器的处理速度(122.88MHz)不同，采用分时复用乘法器的技术，在一个采样周期内完成60阶FIR滤波器的运算，会进一步节省硬件乘法器资源。