具有不带PE导体的电子镇流器的发光体的改进的可用性

摘要

本发明涉及一种对于带有集成EVG的发光体的EMV改进，该发光体在没有PE引线的情况下工作，并且基于借助电容器(C3)、必要时与用于固定接触电压的另一电容器(C1)结合地、以及借助高频吸收的衰减元件(F)将EVG壳体电容性耦合到发光体的导电的隔离部分上。

说明书

技术领域

本发明涉及一种带有集成的电子镇流器(EVG)的发光体。

背景技术

术语“发光体”指的是设计用于灯的安装的照明装置或者已包含安装好的灯的照明装置，其除了灯之外还有壳体、支架或者用于灯的反射器以及用于电网导体的连接端子。术语“灯”在此指的是发光装置，例如放电灯或者卤素白炽灯或者LED或LED模块。

在此，本发明仅涉及如下的发光体：其包含带有保护接地端的集成的电子镇流器。如果这种发光体在没有保护接地的引线(PE导体)的情况下工作，则这种发光体可以具有降低的电磁兼容性(EMV)或者提高的接触电压，或者其会引起EVG的故障。

发明内容

本发明的任务是提出一种发光体，即使该发光体在没有保护接地引线的情况下工作时，该发光体在EMV方面或者在接触电压方面也提供了改进的可用性。

该问题通过如下发光体来解决：该发光体带有集成的具有保护接地端的电子镇流器EVG和不带发光体本身的保护接地端的发光体连接端子AK，该发光体的特征在于集成到发光体连接端子中的第一电容器C3，该电容器将发光体的至少一个导电的隔离部分MP与电子镇流器的保护接地端PE相连。

预先加以考虑地确定的是，本公开内容也涉及一种用于驱动这种发光体的方法，并且不同的特征也应针对方法范畴认为被公开，以下未明确地在装置范畴与方法范畴之间进行区分。

优选的扩展方案在从属权利要求中进行说明。

发明人已注意到，发光体的导电的、与驱动电压和驱动电流隔离的部分(例如导电的壳体部分、金属反射器或者发光体壳体的安装片)的寄生电容导致与在发光体内的引导驱动电流的线路的耦合。该耦合会降低发光体在抗干扰和干扰发射方面的EMV，并且也会实现达到数百伏特的接触电压的形成。这两方面均导致遵守相应标准方面的问题。此外，本发明人还注意到，在EVG中由于电压尖峰耦合输入到(尤其是集成电路的)电路电子装置中会引起在工作期间的故障。

本发明所基于的思想是，在导电的隔离的发光体部分(尤其是壳体或者安装部分)和镇流器的保护接地端之间借助电容器建立对于高频交流电流传导的连接。例如源自EVG的高频发生器的高频共模干扰将该电容器短路。在此，在发光体内的引导电流的线路和壳体部分或者安装部分之间的电流隔离并未被取消，并且双倍的或者增强的隔离段并未通过可选地使用特殊的电容器类型而受到影响。

这些部分和保护接地的电势差以下称作接触电压，与这些部分在工作期间实际是否可接触无关。接触电压可以借助在发光体部分和一个或者两个电网线路之间的一个或多个附加的电容器来固定。为此目的，所涉及的发光体部分例如可以通过仅仅一个另外的电容器附加地与相导体(L导体)或者零导体(N导体)相连。在该思想的另一变形方案中，L导体和N导体通过两个另外的串联电容器相连，其中所涉及的发光体部分附加地与电容器的共同点相连。

所使用的电容器优选具有在数千伏特范围中的耐压强度并且在故障的情况下也不失去其绝缘性能。这些条件例如由现有技术中已知的“Y”型电容器来满足。其电容应该是足够小，以便在正常工作期间保证足够小的接触电流。该电容器的电容在此也向下通过值10pF、100pF和500pF来限制，越大则越优选，而向上通过值5nF、10nF、22nF来限制，越小则越优选。理想地，电容在许多应用中在大约2nF的范围中。

根据本发明的电容器被使用在针对不带PE引线的工作而设计的发光体中。然而其中集成有电容器的连接端子不仅可以具有两个端子接触部(用于N导体和L导体)，而且也可以具有三个端子接触部(用于N导体、L导体和PE导体)。可能的是，尽管制造商设计了不带PE引线的工作(并且相应地设计发光体保护方案)，但是由于成本原因，为了简化制造或者为了将PE导体拉至另外的用电器而使用带有三个端子接触部的连接端子，其中PE接触部于是不进一步布置在发光体内部。在此情况下，存在三个端子接触部，其中PE接触部并未形成发光体本身的保护接触部。

此外，发明人已注意到，在用于固定接触电压的电路中，通过电网线路的电感谐振提高的高频交流电流会出现在发光体部分和电网线路之间的根据本发明的电容性连接中。

接触电压固定电路的另一扩展方案因此设计为，通过高频辐射吸收来抑制在电网导体与所涉及的发光体部分之间的线路中的高频电流。对此，衰减元件由于在相关的频率范围中的特定于材料的高频衰减特性而造成高频辐射损耗并且由此降低了相应频率的交流电流的幅度。作为衰减元件在此特别是考虑具有合适的磁性特性的材料，其可以通过磁性的HF损耗来衰减。作为衰减铁氧体而已知的铁磁性的陶瓷(特别是氧化铁)特别适于此。

衰减元件优选应并不集成到引导电流的导体本身中，而是仅仅安置在其附近。优选地，衰减元件包围导体，其方式是衰减元件是具有穿通开口的物体。尤其是考虑所谓的珠，即具有孔、环或者小的小管的、类似球的小物体。

此外，经验表明，在通过电子镇流器驱动的灯接通的情况下，尤其是当镇流器在输入侧具有比较大的电容器时，会出现比较高的接通电流尖峰。这种电容器在许多镇流器类型中例如作为中间回路存储电容器而广泛使用。接通电流尖峰导致由电流尖峰所涉及的部件的负荷，并且尤其是当多个具有这种特性的镇流器共同在保险装置上驱动时还会使得保险装置进行反应。由此，对于技术上持续工作无意义的接通电流尖峰会显著地减少可共同地在保险装置上驱动的镇流器的数目。

另一方面，镇流器和发光体的制造承受明显的成本压力，使得在许多情况下实际上并未考虑附加的措施来限流，例如通过具有固有的限流功能的功率因子校正电路来限流。

作为另一扩展方案，根据本发明的电路因此与接通限流电路组合。接通限流电路在最普遍的意义上限定为其在接通阶段中接通时首先在线路中产生电压降(否则在该线路中会出现接通电流尖峰)，并且该电压降随后比较迅速地、例如在最高为500ms的时间内消失或者明显地降低。

在接通限流的一个具体的扩展方案中，该电压降通过在线路中断开的附加开关来产生，该开关延迟地闭合，更确切地说，在施加的供电电压的小的瞬时值的范围中并且优选在电压过零时闭合。当镇流器的供电以小的或者甚至接近零的供电电压值开始时，限制接通电流并且由于小的供电电压值而可以毫无问题地将尤其是在镇流器中的电容器充电。

在另一扩展方案中，通过在线路中的首先高的电阻而在接通限流电路中产生电压降。在该线路中要不然会出现接通电流尖峰。该电阻于是也应在比较短的时间内、例如最高500ms的时间内消失或降低至少50倍。最初的用于接通限流的电阻取决于布线并且例如可以在50Ω至1kΩ的范围中。

一种用于实现接通限流的有利的可能性例如在于热敏电阻或者“NTC”(“负温度系数”)，即具有在温度升高时导电性强烈增加的电阻元件。在接通时，热敏电阻首先还是冷的或者处于室温，并且由此具有比较高的欧姆值。电流这样可以限制到可接受的值，然而比较快速地加热热敏电阻并且由此使其转变至明显更低欧姆值的状态中。在持续工作中，在热敏电阻中的低的功率损耗足以维持其中足够低的电阻值。在此，必要时根据热的环境条件、热敏电阻的结构类型和负载电流来调节合适的温度平衡和电阻平衡。

接通限流电路的另一实现可能性是带有并联电阻的继电器。在继电器断开时，电阻首先预先给定起始的限流。该继电器可以通过单独的定时电路来闭合并且随后桥接电阻(或者可以通过施加的电压和时间延迟环节来闭合)，或者也可以直接通过施加的电压来激励并且随后以对继电器典型的时间延迟来闭合。于是可以根据所使用的继电器的技术数据(即其结构类型引起的吸合延迟)来添加或者不添加另一定时电路或者延迟电路。

相对于前面所描述的变形方案的优点在于，电阻值在持续工作中可以是特别低的，并且该电阻值在接通限流时可自由调节。此外，不存在如在热敏电阻的情况下那样的热惰性，使得快速的关断过程和再接通过程毫无问题。

对于所描述的由继电器和电阻构成的组合的一种替选方案在于带有并联电阻的时间控制的开关晶体管。与“传统的”继电器不同，开关晶体管实际上是无磨耗的。原理上较复杂的电路结构并非必然一定导致较高的价格。

代替开关晶体管也可以使用晶闸管、TRIAC或者IGBT，其以时间控制的方式在接通之后被启动或者接通并且由此变为低欧姆值。

在前面两个所描述的变形方案中的时间控制可以通过RC环节来实现，然而有利地也可以由在许多现代电子镇流器中本来就设置的微控制器或者镇流器的其他电子控制装置来进行。

最后，接通限流可以通过受控延迟地接通晶体管来进行。该受控的接通可以表示时间受控的缓慢接通。“缓慢”在此意味着，晶体管在接通过程中在数十毫秒的时长中达到其全部导电性。对此，晶体管例如MOSFET被相应时间控制地激励。当开关晶体管可以充分地承受负载时，则该并联电阻也可以省去。

然而优选地，附加的电路设置在晶体管的控制端和其另一端之间，该另一端响应于要限制的通过晶体管的电流对控制端的激励进行控制(即尤其是限制控制端上的电势)。这种电路于是在接通过程中限制通过晶体管的电流(要不然在该过程中会出现电流尖峰)，其方式是晶体管并不完全闭合。在实际的接通过程结束之后，当不再担心接通电流尖峰时，该电路优选可以将晶体管完全接通，然而这并非是必需的。其余参考对实施例的阐述。

最后有利的是，设置有热保险装置。在此，其可以是简单的熔融保险装置或者其他热触发的保险装置。由此可以防止根据本发明的部件在镇流器中有短路的情况下造成危险。

在本发明的所有变形方案中，基本上优选的是，除了根据本发明的电容器之外必要时将衰减元件或者必要时将接通限流电路集成到连接端子中。术语“集成到”在此表示，部件应当包含或者保持在包括其绝缘保持装置的端子中，使得它们可以由发光体制造商或者镇流器制造商来与端子一同地安装并且安装在端子中，并且可能甚至已经可以购买。

将根据本发明的电路集成到连接端子中具有如下优点：可以以特别简单的方式并且在不影响镇流器的实际电路的情况下改进照明设备的可用性。设置有该电路的连接端子可以作为单独的部分制成并且使用在其余不改变的技术环境中。尤其是，制造商不必在EVG中设置附加的保护电路和电网滤波器。这些措施始终意味着高的附加费用。

由此，可以将镇流器或者发光体的不变的批量生产的优点与用于改进接触电压的接触电压固定或者EMV或者用于接通限流的简单和实用的解决方案结合。

特别有利的扩展方案在从属权利要求中得到。

附图说明

此外借助实施例更为详细地阐述了本发明，其中所公开的各个特征以其他组合形式也反映本发明的本质，并且描述仅仅具有示例性的特征，即不限制本发明的主题。

图1示出了作为第一实施例的带有两个Y型电容器的发光体的示意性电路图。

图2示出了作为第二实施例的带有三个Y型电容器的发光体的示意性电路图。

图3示出了作为第三实施例的带有两个Y型电容器和一个衰减元件的发光体的示意性电路图。

图4示出了作为第四实施例的带有用于接通限流的热敏电阻的、根据图3的发光体的示意性电路图。

图5示出了作为第五实施例的带有用于接通限流的并联电阻和晶闸管的、根据图3的发光体的示意性电路图。

图6示出了作为第六实施例的带有用于接通限流的并联电阻和开关晶体管的、根据图3的发光体的示意性电路图。

图7示出了作为第七实施例的带有用于接通限流的并联电阻和继电器的、根据图3的发光体的示意性电路图。

图8示出了作为第八实施例的带有用于接通限流的线性驱动的MOSFET的、根据图3的发光体的示意性电路图。

图9示出了作为第九实施例的带有微控制器作为对用于接通限流的开关晶体管的激励源的发光体的示意性电路图。

图10示出了作为第十实施例的带有用于接通限流的平滑电路和时钟控制地驱动的MOSFET的、根据图3的发光体的示意性电路图。

图11示出了作为第十一实施例的带有用于接通限流的与电压相关地开关的MOSFET的、根据图3的发光体的示意性电路图。

图12示出了在不带根据本发明的接通限流电路的发光体中的电流时间变化过程图和电压时间变化过程图。

图13示出了在带有根据本发明的接通限流电路的发光体中的电流时间变化过程图和电压时间变化过程图。

具体实施例

在图1中以高度示意性的框图示出了在发光体中的根据本发明的电路的布线。在左边示出了用“电网”表示的带有相导体L和零导体N的电网端，该电网端通过未进一步分开的电网引线引导至发光体连接端子AK上。发光体连接端子AK是统一的塑料壳体(通过矩形示出)，其带有本身已知的嵌入的用于线路L和N的端子接触部，然而不带PE连接接触部。电容器C1和C3是电容为2.2nF或1.5nF的Y型电容器。EVG的保护接地端PE通过电容器C3与隔离的导电发光体部分MP(如壳体地连接接触部、金属反射器或者安装片或者安装板)相连。两个电容器保持在发光体连接端子中。电容器C3与安装板MP之间的线路例如可以由滑线电桥构成。电容器C1连接安装板MP和相导体L。然而电容器C1也可以容易地使用在安装板MP和零导体N之间。在图1所示的情况中，安装板MP的电势以HF技术固定在电网电压电势上。然而电容器C1也可以将保护接地端PE本身与相导体L或者零导体N相连。为了确定电容器C1的电容应注意的是，电容器C1一方面对于可能的例如通过接触安装板MP形成的接触电流是高的阻抗，而另一方面对于HF干扰电流是低的阻抗。由此，保证了电网侧所馈送的接触电流不会超过可接受的或者符合标准的值并且将HF干扰电流短路。该条件可以容易地满足，因为电网电势在HF干扰的时间标度上是准静态的。

图2示出了图1中的电路装置的一种修改方案。另一集成到连接端子中的Y型电容器C2将安装板MP与零导体N相连，其中该Y型电容器C2的电容优选大致对应于电容器C1或C3的电容，并且更优选的是其偏差不超过电容器C2的电容的50％，并且理想情况下等于电容器C2的电容。如果电容器C1的电容与电容器C2的电容相等，则安装板MP的电势固定在一半的电网电压电势上。然而，电容器C1和C2共同的点也可以在电容器C3和保护接地端PE本身之间接触。电容器C1和C2不仅实现了接触电压固定，而且其也允许将对称的干扰电压中和并且在一定程度上用作电网滤波器。

图3基于图1示出了根据本发明集成到发光体连接端子中的Y型电容器C1和C3以及衰减元件(在此情况下为铁氧体珠F)。电容器及其布置对应于图1中所示的情况。铁氧体珠F位于端子内部的线路段上，该线路段将安装板MP与电容器C1相连。同样，铁氧体珠也可以在端子内部安置在电容器C1和相导体L之间。如在对图1的文本中已提及的那样，电容器C1同样可以将零导体N而不是相导体L与安装板MP相连，或者将将电网导体之一与保护接地端PE相连。

衰减元件7通过高频辐射吸收将谐振高频交流电流衰减，该高频交流电流由导电的发光体部分同所提及的发光体内部的引导电流的导体的电容性耦合与电网导体的寄生电感结合地形成。在根据图2的电路装置中，根据本发明的铁氧体珠可以位于电容器C1和C2的共同点与一方面为安装板MP或者另一方面为保护接地端PE之间的、端子内部的线路段上，或者衰减元件可以分别位于电容器C1和C2的共同点与一方面为电容器C1和另一方面为电容器C1之间，或者位于电容器C2和零导体N以及电容器C1和相导体L之间。在后一种情况下，该电路于是会具有两个衰减元件。

图4-11示出了带有接通限流电路的实施例。对于图4-11中的电容器C1和C3以及衰减元件F，分别参照对图3的描述。

在图4中，热敏电阻NTC作为接通限流电路连接至相线路L中。在接通时，在相L上的电压突然施加到热敏电阻NTC上并且通过该热敏电阻由于其剩余导电能力而施加到EVG上。在EVG输入端上有二极管整流桥，通过该二极管整流桥对(未示出的)中间回路电容器充电，用于为EVG的转换器提供直流电。开始高欧姆值的热敏电阻NTC不允许大的充电电流，使得在EVG中的中间回路电容器的充电过程略微延迟。在此期间，合适设计的热敏电阻NTC被充分地加热以便过渡至低欧姆值状态。由此，充电过程结束并且实现镇流器驱动和灯驱动，其余如通常的那样。

热敏电阻NTC的剩余电阻在该实施例中并不起主要作用。在关断之后，在保护功能又可供使用之前必须等待足够长，直至热敏电阻NTC冷却。当然，在许多情况下该缺点尚可忍受，至少在快速的关断和重新接通过程仅涉及在共同的保险装置上的一个或者少数镇流器时尚可忍受。

图5示出了第五实施例并且基本上对应于图4，其中在此热敏电阻NTC通过详细示出的接通限流电路替代。该电路具有由四二极管D1-D4构建的整流桥。在该桥的两个并不与相引入线(Phasenzuleitung)或者相引出线(Phasenableitung)一致的节点之间连接有电阻R并且与其并联地连接有与二极管D1-D4极性一致的晶闸管Thy。替代地，同样可以选择TRIAC或者IGBT。晶闸管Thy通过象征性地由时间变化过程图示出的定时电路来激励，该定时电路可以通过简单的RC环节来实现。在相L的两个极性不同的半波中，紧接着接通之后且在晶闸管Thy启动之前在至EVG的电流路径中存在电阻。当晶闸管Thy被启动时，该晶闸管由于其导通的状态而将电阻R短路并且由此结束接通限流。S表示同样集成的热保险装置。

两个实施例涉及发光体连接端子AK。然而，它们也可以容易地转移到EVG连接端子。对此，仅须将端子AK设想为EVG的整体组成部分。该镇流器连接端子于是可以通过单独的线路与发光体连接端子相连或者本身已经形成发光体连接端子。

图6示出了第六实施例，其相对于图5中的第五实施例只在如下范围进行了改变：代替晶闸管使用开关晶体管即功率MOSFET M。源极接触部、栅极接触部和漏极接触部用S、G和D来表示。其余内容适用对图5的阐述。

图7示出了第七实施例，其可以与图4对比最为容易地进行阐述。热敏电阻NTC在此通过常用的欧姆电阻R替代，该欧姆电阻此外如在第二和第三实施例中那样典型地具有220Ω。电阻R可以通过用Rel表示的传统继电器来桥接，该继电器以所示的方式用其控制接触部连接在相导体L和零导体N之间并且由此以接通过程来激励。继电器的用X标记的部分在此应象征性地代表吸合延迟，其或者是由于结构引起的或者是通过延迟电路例如RC环节实现的。

图8示意性地示出了一种电路，其中MOSFET T1的受控的接通用于接通限流。用L和N又表示相导体和零导体；S又表示集成的热保险装置。MOSFET T1借助四个整流二极管D5-D8连接到相引入线L中，使得其始终极性正确地被流过供电电流。此外，相引入线L和零导体N连接到图4至7中未特别示出的、在EVG的输入端中的由四个整流二极管构成的常用整流桥上。EVG的中间回路电容器用CL表示并且在此为EVG的导致接通限电流尖峰的输入电容器。R1(例如10kΩ)表示欧姆电阻，其在此仅仅象征性地代表通过EVG形成的负载。

图8还示出了MOSFET T1的栅极通过两个电阻R4(例如1kΩ)和R6以及二极管D9连接到零导体上。在此示例性确定为100kΩ大小的电阻R6用于电势隔离并且与例如3.3μF的电容器CR一起形成平滑环节。电阻R7(例如1MΩ)用于使电容器C2在关断状态下放电。

通过MOSFET T1对相导体L的供电电流通过例如1Ω的小电阻R3来引导，以便产生成比例的电压降。该电压降用于对MOSFET T1的栅极电压进行监控，更确切地说，通过双极性(npn)晶体管T2，其集电极在MOSFET T1的栅极上、其基极在MOSFET T1的源极上并且其发射极通过另一电阻R5(大约22Ω)和所提及的电阻R3在其基极上并且由此在MOSFET T1的源极端上。

最后栅极电压通过具有大约18V的阈值电压的齐纳二极管ZD来限制。

在相L接通之后，通过电阻R6对电容器CR缓慢地充电并且产生对于MOSFET T1的栅极的增加的激励电压。一旦在MOSFET T1接通过程中供电电流开始流经MOSFET T1，则在电阻R3上下降电压，该电压在达到双极性晶体管T2的发射极基极阈值电压时降低MOSFET T1的栅极电压。

由此，MOSFET T1的在接通过程中增大的内阻可以用于限制由于对电容器CL充电而引起的接通电流。一旦电容器CL被大部分充电，则EVG的供电电流强烈地降低，使得在电阻R3上不再下降对于双极性晶体管T2的闭合足够的电压。在持续工作中，于是双极性晶体管T2保持断开并且由此可以通过在电容器CR上的电压完全闭合MOSFET T1，以便不产生不必要的损耗。

此外，双极性晶体管T2的具有0.7V量级的发射极基极阈值电压小到使得电阻R3相应地小并且由此可以以低损耗的方式来确定大小。

在具有类似功能的可替选的实施形式中，双极性晶体管也可以通过具有相应较小的阈值电压的齐纳二极管代替，当该齐纳二极管由于在电阻R3上的电压降而接通时，其限制在MOSFET T1上的栅极电压。然而，在此所需的阈值电压会大于双极性晶体管T2的发射极基极阈值电压，并且由此会导致将电阻R3略微更大地设计，即导致略微更大的损耗。

相反，图8中所示的电路也可以要求更高地实施，其方式是在此用于表示原理的双极性晶体管T2通过具有运算放大器的测量放大电路来代替。由此，可以避免由于温度过程和参数差异引起的波动，并且也可以进一步降低0.7V的阈值。

图9示出了另一实施例，其中如在图6中的MOSFET M不是通过在那里所示的简单的定时电路而是通过微控制器的功能来激励，该微控制器在许多情况下本来就存在于电子镇流器中，并且可以在没有附加费用的情况下获得至MOSFET M的栅极端的连接。在不带限流功能的镇流器中，于是该连接保持无功能，使得不妨碍模块化地使用根据本发明的连接端子。在将连接端子集成到镇流器中时，这一点尤其适用。此外，图5中的晶闸管也可以以相应方式通过微控制器来激励。

图10示出了另一实施例，其中如在图6和9中的MOSFET通过脉宽调制的PWM信号来激励，也即在时间上进行时钟控制。由此，产生了断续的供电电流，该供电电流通过由电感器L、整流二极管和电阻R构成的平滑电路转换成近似连续的电流。由L和R形成的时间常数由此必须与PWM信号的时钟频率匹配。二极管对应于整流桥D1-D4的极性。该实施例表明，在图8的实施例中的受控的接通过程也可以以控制技术的数字方式来实现，其中在图10的实施例中并不根据MOSFET在接通过程中在阈值电压的附近存在的内阻来设计。

图11示出了最后的实施例，其具有图6和图7中的实施例的共同点。与图6的实施例相比，MOSFET M的接通在此并不根据预先给定的时间模式来延迟，而是响应于对相L和零导体N之间的电压的检测来进行。MOSFET M在下一可能的电压过零时被切换，使得EVG的输入电容的充电过程由于首先仅以小的值升高的电压而在没有大小成问题的电流脉冲的情况下进行。因此，可以省去并联的电阻R，并且与图8中的实施例相比，MOSFET M的内阻在接通过程中同样不起主要作用。

图12和图13根据测量比较地示出了根据本发明的接通限流电路的作用。在此，水平轴在两种情况下示出了0至90ms的时间标度。垂直轴示出了分别从-350V至+350V的电压标度(绘制在左侧)，以及在图9中的从-100A至+100A的电流标度和在图13中的从-2A至+2A的电流标度(绘制在右侧)。

在曲线图的起始处的时刻对应于实际的接通时刻。在图12中，该接通时刻(大约5ms)选择为使得恰好达到相L的峰值，即具有大约350V。在相L上的电压正弦形地振荡。在上部区域中的锯齿状的曲线图(用Uz表示)示出了已提及的在EVG中的中间回路电容器上的电压。该电压实际上从开始起处于供电电压的峰值上并且与此同步地由于EVG内的负载而降低，以便以相L的任意新的峰值重新充电。在接通时刻对中间回路电容器的相应非常快的充电表现在图12中实际无限短的电流脉冲I中，该电流脉冲立即过渡至在所示的标度上实际在0处保持的电流曲线。开始的接通电流脉冲于是为100A的量级(其在图12和13中在符号上反转地示出，由此其可在电压曲线L旁看到)。

与此不同，图13示出了中间回路电容器的缓慢得很多的充电过程。在根据本发明的图13中的变形方案中，接通过程(例如在5ms时)实际上以相L的峰值来实现。在相L的起始的三角形中的略为更小的三角形在此是第一充电电流脉冲I。当然，该充电脉冲涉及在此改变的垂直的电流标度并且在幅度上保持在1.5A以下。与相L的正弦振荡同步地随后是两个在幅度和时间伸展上略微降低的类似正弦的充电电流脉冲，其具有明显更小的电流幅度。大约在60ms处出现对应于图5或图6的第五和第六实施例(或者图4中的热敏电阻NTC变得足够热，或者图7的继电器Rel接通)的时间信号。这在图13中在最下部通过矩形上升的曲线来示出。随后，充电电流尖峰由于现在省去的接通限流电阻R而在幅度上又变得更大，然而由于与切换过程无关地增加的对中间回路电容器的充电而持续地在时间上变得更短。充电电流尖峰在明显小于1A的幅度时稳定，参见图13的右半部。电压变化曲线U_Z因此在右半边示出在图12中的锯齿变化曲线，而在图13的左半边示出了以相同周期调制的并且此外在已提及的60ms的时间上分布的上升。借助本发明于是延迟数十毫秒才提供了完全的中间回路电容器电压，然而在此情况下可以将接通电流尖峰降低几乎100倍。