一种隔离式高轻载效率的低输出电压大电流开关电源

摘要

本发明公布了一种隔离式高轻载效率的低输出电压大电流开关电源，包括有源钳位初级开关电路(1)、隔离变压器(2)、同步整流电路(3)、输出滤波电路(5)、输出采样电路(6)、误差放大隔离电路(7)和脉宽调制控制电路(10)，还包括辅助续流管(4)、负载检测电路(8)和隔离驱动电路(9)。本发明大大降低了开关变换器的轻载功耗，而且其结构简单，成本低，可靠性好。

说明书

技术领域

本发明涉及一种开关电源，尤其涉及一种隔离式高轻载效率的低输出电压大电流开关电源。

背景技术

目前，无论是CPU、DSP等处理器，还是其他数字集成电路，其供电电压已经越来越低，内核电压大约为1V左右，并且随着半导体工艺的进步，该电压仍有下降的趋势。由于电压的降低，在同功率情况下，必然带来电流的增加。比如一个50W功率1V供电的CPU，其电流将达到50A。所以低压大电流的开关电源目前正是一个飞速发展的研究热点。

CPU等处理器的电源，由于输入电压较低，一般为12V左右，普遍采用非隔离的多相BUCK结构。而针对通信电源等领域，一般输入电压为48V，考虑到效率等因素，一般需采用隔离式的电源结构，如有源钳位、半桥、双管正激等等。以上各种电源结构，如果是低压大电流输出情况，则一般在输出级都会采用同步整流电路以提高电源在大负荷时的效率。虽然同步整流电路能够大大提高电源重载时的效率，但是其轻载效率却很低，这也是这种结构的一个普遍缺点。之所以轻载效率低，是因为由于同步整流开关管的存在，电源始终工作在连续模式，使得轻载时输出电感会产生反方向的电流，该电流流过开关管、电感、隔离变压器等都会带来多余的损耗，因而降低效率，重载时将不会产生这种反向电流。然而，大多数数字芯片经常会处于待机等轻载状态，所以提高该类电源的轻载效率是非常有必要的。

目前，针对CPU供电的非隔离式电源，考虑轻载效率优化的设计比较多，而针对隔离式低压大电流电源，则少有提高其轻载效率的有效方法。从已有技术来看，大部分都是基于集成电路，采用专用集成电路的复杂控制，以达到轻载时开关电源模式的切换，提高轻载效率，但是一般这样的集成电路成本都比较高，外围电路复杂，只适合于高端电源的应用。

发明内容

本发明目的是针对现有技术存在的缺陷提供一种隔离式高轻载效率的低输出电压大电流开关电源。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

本发明一种隔离式高轻载效率的低输出电压大电流开关电源，包括有源钳位初级开关电路、隔离变压器、同步整流电路、输出滤波电路、输出采样电路、误差放大隔离电路和脉宽调制控制电路，其中有源钳位初级开关电路依次串接隔离变压器和同步整流电路，有源钳位初级开关电路依次串接脉宽调制控制电路、误差放大隔离电路、输出采样电路和输出滤波电路，有源钳位初级开关电路和脉宽调制控制电路公共接输入端地，输出滤波电路和输出采样电路接输入端地，还包括辅助续流管、负载检测电路和隔离驱动电路，其中辅助续流管分别与同步整流电路和输出滤波电路连接，负载检测电路分别与有源钳位初级开关电路、隔离驱动电路和脉宽调制控制电路连接，隔离驱动电路分别与有源钳位初级开关电路、同步整流电路和脉宽调制控制电路连接。

本发明具有如下优点：

1)在不影响重载效率的情况下，大大提高隔离式有源钳位同步整流电路的轻载效率。

2)电路简单，无需专用集成电路的复杂控制，成本低，可靠性好。

3)电流检测电路不需要电阻采样，大大降低了功耗，而且其结构简单，只由一个运放、电阻、电容组成，成本很低。

4)采用肖特基二极管作为续流管可减小二极管损耗，并有效防止反向电流带来的电压尖峰而保护同步整流MOS管的安全。

5)互感隔离驱动电路结构简单可靠，方便实现S3栅极的隔离浮置驱动以及S4的栅极隔离驱动信号控制，成本低。

附图说明

图1：本发明整体结构原理图。

图2：本发明电路原理图。

图3：本发明实施例电路原理图。

图4：电流检测波形图。

图5：CCM电流，MOS管的开关信号波形图。

图6：DCM电流，MOS管的开关信号波形图。

图7：轻载时的效率比较图。

具体实施方式

下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明：

如图1所示，一种隔离式高轻载效率的低输出电压大电流开关电源，包括有源钳位初级开关电路1、隔离变压器2、同步整流电路3、输出滤波电路5、输出采样电路6、误差放大隔离电路7和脉宽调制控制电路10，其中有源钳位初级开关电路1依次串接隔离变压器2和同步整流电路3，有源钳位初级开关电路1依次串接脉宽调制控制电路10、误差放大隔离电路7、输出采样电路6和输出滤波电路5，有源钳位初级开关电路1和脉宽调制控制电路10公共接输入端地，输出滤波电路5和输出采样电路6接输入端地，还包括辅助续流管4、负载检测电路8和隔离驱动电路9，其中辅助续流管4分别与同步整流电路3和输出滤波电路5连接，负载检测电路8分别与有源钳位初级开关电路1、隔离驱动电路9和脉宽调制控制电路10连接，隔离驱动电路9分别与有源钳位初级开关电路1、同步整流电路3和脉宽调制控制电路10连接。

如图2所示，所述辅助续流管4由肖特基二极管Ds构成。

所述负载检测电路8由第一电阻R1、蓄能电容C_D和运算放大器组成，其中运算放大器的负输入端接基准电压，运算放大器的正输入端分别接第一电阻R1和蓄能电容C_D一端，蓄能电容C_D的另一端接输入端地，第一电阻R1的另一端分别与有源钳位初级开关电路1、隔离驱动电路9和脉宽调制控制电路10连接，运算放大器的输出端接隔离驱动电路9的输入端。

所述隔离驱动电路9由开关S_W和第一、第二变压器T₁、T₂构成，第一、第二变压器T₁、T₂的原边绕组分别与同步整流电路3连接，第一变压器T₁的负边绕组的异名端接输入端地，第一变压器T₁的负边绕组的同名端分别接有源钳位初级开关电路1、负载检测电路8和脉宽调制控制电路10，第二变压器T₂负边绕组的同名端分别接有源钳位初级开关电路1，第二变压器T₂负边绕组的异名端串接开关S_W后接输入端地。

模块1、2、3、、5、6、7、10构成了基本的有源钳位同步整流电源结构。其具体工作原理如下：

1)在1中，S1为主开关管，S2为辅助钳位管，两者交替开关，S1导通时，变压器TR初级绕组正向偏压，初级输入电压Vin的能量传递给次级，S2导通时，通过钳位电容Cc上的存储电压，给变压器绕组加反向偏压，帮助变压器退磁。由于S2是PMOS管，需要负压驱动，所以要通过CB和DB组成的电路将outb输出的PWM波滤除直流后钳位为负压。

2)2为隔离变压器，起到隔离变压及初次级传递能量作用。

3)3为同步整流电路，S3称为整流管，与S1同步开关，S1导通时，S3也开通，传递能量至输出滤波电路5，S4为续流管，与S2同步开关，S2导通时，S1、S3肯定是关断的，初级电压的能量无法传递过来，靠5中的Lo，Co所储存能量为负载供电，此时S4导通，为该回路提供续流通路，由于S4是MOS管，其导通电阻比续流二极管小很多，所以同步整流电路在大电流的重载情况下，功耗很低。

4)5为输出滤波电路，由电感Lo及电容Co组成，两者都有储能作用，当S1关断时刻，负载电流及电压由这两者来保证。

5)6为输出电压采样电路，由R2和R3分压而来，采样信号通过7进行误差的隔离放大，提供给脉宽调制控制电路10，由10产生对应的脉宽调制信号outa和outb，用来控制开关管的导通及截止，形成闭环控制，保证输出电压的稳定。

6)加入4辅助续流管的作用是，当电源进入轻载情况下，通过8、9的控制，关断续流管S4，利用肖特基二极管Ds进行续流，这样由于Ds的反向阻断作用，使得电源从连续模式进入断续模式，输出电感Lo不会产生反向电流，从而消除了由此产生的轻载损耗。

7)8是电流检测判断电路，outa输出的是有源钳位主开关管的PWM控制信号，在低压大电流情况下，其占空比是随输出电流Io的变化而变化的，而且输出电压越低，变化越明显，推导如下：(Vin-Io*R3-Vo)*D＝(Vo+Io*R4)*(1-D)，化简后得：D＝(Vo+Io*R4)*n/Vin，由于输出电流Io能够判断电源负载的情况，所以根据所推导公式也可以通过outa的占空比D来判断负载电流。Outa的PWM信号经过R1和Cd的RC充电回路，可在运放的正输入端产生VIo，该电压的大小就代表了当时负载电流的情况。Vcri是预先设定好的一个基准电压，当检测电压小于Vcri后，Vctr信号置低，关断Sw开关，从而关闭S4管。让电源通过Ds续流。

8)9是互感隔离驱动电路，原边的控制信号不能直接驱动副边功率管S3、S4，需要进行电气隔离，所以采用T1、T2的互感进行隔离驱动，同时该电路中T1也能方便地实现S3所需要的栅极浮置驱动功能。T2在原边串接了一个开关Sw，用以接通与关断S4的栅极驱动信号。

本发明工作过程如下：

重载时，S1、S2交替导通，S3与S1同时导通，S4与S2同时导通，实现有源钳位同步整流的功能，电源工作在连续模式下。S1关断后，S2导通，S4导通进行续流，此时由于Ds的导通阻抗远大于S4，所以大部分电流都是从S4流过，S4起主要续流作用。由于S4导通阻抗很小，所以采用其续流，在大电流(重载)情况下，比采用Ds续流功耗低很多。但是当轻载情况下时，输出电感Lo的电流会下降直到反向，此时S4仍然是导通状态，于是便会产生Lo和S4组成的反向电流通路，这样对于Lo及TR等部分都会带来额外的损耗，使得其轻载效率大大降低。

本发明中，与S4并接了一个肖特基二极管Ds，当电源进入轻载情况下，输出电流检测电路8通过判断outa的占空比，可检测出输出电流Io的大小，即可检测出当时的负载情况，VIo与outa的占空比，也即输出电流Io成正向比例关系，Vcri是预先设定好的一个基准电压，当检测电压VIo小于于Vcri后，Vctr信号置低，关断隔离驱动电路9中的Sw开关，关闭S4管，不让S4起续流作用，让电源通过Ds续流。这样由于Ds的反向阻断作用，Lo的电流降到0后，则不会反向，电源工作在断续模式下。断续模式没有反向电流，则不会增加额外的损耗，由于此时输出电流比较小，DS比S4续流过程中所多出来的损耗相比于反向电流所带来的损耗小很多，这样整个电源电路的轻载效率便得到了提高。

下面以图3所例，描述本发明：

参数及说明如下：

Vin＝48V，n＝12，Vo＝1.2V，Ro＝3(轻载时的输出电阻，轻载电流为Vo/Ro＝0.4A)

如图4所示为电流检测波形图，由图可见在本发明的电流检测电路中，随着占空比的不同，电压VIo的值会随之变化，当其低于VCri参考电压后，比较器输出VCtr信号置低，可关闭续流管S4。

如图5所示，CCM电流，MOS管的开关信号波形图。可见在没有采用本发明情况下，轻载时的电感电流ILo会出现负值，及电流反向，这会给电路带来较大的损耗，降低效率。

如图6所示，DCM电流，MOS管的开关信号波形图。可见采用本发明后，在轻载情况下，电感电流ILo由于二极管Ds的反向截止作用，而不会出现反向电流，从而没有多余的损耗，提高了效率。

如图7所示，为轻载时的效率比较图。可见采用本发明电路的电源轻载效率比不采用时得到较大的提高。