一种用于超宽带零中频接收机的信号处理方法和系统

摘要

本发明提供了一种用于超宽带零中频接收机的信号处理方法和系统，所述方法包括：对信源发出的信号进行编码；所述编码为码字中“1”和“0”的个数之差不大于2的编码；对信号进行发射预处理并将其发送至接收机；对信号进行接收预处理并解码接收预处理后的信号。通过本发明，消除单载波的零点功率谱分量，避免高通滤波器导致的跨符号干扰，同时保证不增加发射端的耗能。

说明书

技术领域

本发明涉及超宽带通信技术领域，特别是涉及一种用于超宽带零中频接收机的信号处理方法和系统。

背景技术

超宽带技术是目前最具竞争力的短距离高空间容量(通信量/平方米)的一种新型无线技术，预期在无线局域网(WLAN)、无线个人局域网(WPAN)、、无线传感器网、智能多媒体家庭网、安全和军事等很多领域都有广阔的应用前景。超宽带系统可以实现频带共享，研究认为，这种技术可以和其它窄带系统同时工作。超宽带通信技术是一种非传统的、新颖的无线传输技术，它通常采用极宽的频谱(相对带宽大于20％或绝对带宽大于500MHz)传送信息。

一般的无线通信接收机系统采用中频双转换方式，它拥有良好的镜像消除性能。然而，其中的超外差调谐器需要复杂的两级式混频：先把信号从射频波段降至高中频，再通过第二级混频电路把信号降至基带。

零中频方式的接收机仅需一次混频就能将射频信号从射频波段直接降至基带。该接收机并没有镜像干扰的问题。但是，超宽带零中频接收机也有其缺点：因为零中频下变频方式的1/f噪声会与复基带信号频谱重迭，越靠近信号基带零频(直流)点，该噪声就越强，所以1/f混频器噪声会导致接收机的基带信号的信噪比大幅下降。这个问题对于CMOS工艺的集成电路设计尤其严重，因此需要在基带模拟信号回路中采用高通滤波器来滤除该1/f混频器低频噪声。但这样做会导致信号的波形变化而产生跨符号干扰(ISI，inter-symbol interference)，从而使得传输信号的误码率性能大幅度降低。

多频带正交频分复用(MB-OFDM，Multiband Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)技术采用OFDM技术，通过子载波留空的方式，以便解决因为信号通路中加入高通滤波器而产生的ISI。由于OFDM通过在发射端采用快速傅立叶反变换((IFFT，Inverse Fast Fourier Transformer)的方式，可以把宽带信号划分为一些很窄的并行子载波进行通信。故可以在发射端的频域就把那些低频的子载波留空出来不用作信号传输，这样当采用高通滤波器时将不会对其低频基带信号(空的无效子载波)产生任何影响。

MB-OFDM超宽带标准的缺点是OFDM的硬件结构复杂，耗能也高。由于信号被割裂为非常多个子载波(设为n个)，当所有子载波信号的符号都相同的时候，总的信号的幅度就为原来的n倍。这样就会有信号的幅度叠加问题，称之为峰均功率比问题(PAPR，Peak-to-Average Power Ratio)。PAPR问题使得发射耗能增加十数倍。

总之，需要本领域技术人员迫切解决的一个技术问题就是：如何能够解决超宽带零中频接收机系统的ISI干扰问题，同时保证不增加发射端的耗能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种用于超宽带零中频接收机的基带编码方法和系统，通过消除单载波的零点功率谱分量，避免高通滤波器导致的ISI干扰，同时保证不增加发射端的耗能。

为了解决上述问题，本发明公开了一种用于超宽带零中频接收机的信号处理方法，包括：

对信源发出的信号进行编码；所述编码为码字中“1”和“0”的个数之差不大于2的编码；

对信号进行发射预处理并将其发送至接收机；

对信号进行接收预处理并解码接收预处理后的信号。

在本发明的优选实施例中，所述编码包括：5B6B编码、8B10B编码或10B12B编码。

具体的，进行5B6B编码时，根据码字正负模式切换的控制，对信源发出的信号进行编码；其中，所述正模式包括：码字中包含四个“1”和两个“0”的编码；所述负模式包括：码字中包含四个“0”和两个“1”的编码；码字中包含三个“1”和三个“0”的为平衡码，其模式与其前一码字的模式相同。

进一步，进行8B10B编码时，所述码字包括：252个“1”的个数与“0”的个数相等的码字；以及，8个“1”的个数与“0”的个数之差为2的码字。

进一步，所述发射预处理包括：将信号由基带转换到射频段；所述接收预处理包括：将信号由射频段转换到基带。

进一步，所述接收预处理还包括：通过高通滤波器过滤1/f噪声。

此外，本发明还公开了一种用于超宽带零中频接收机的信号处理系统，包括：

发射机，用于对信号进行发射预处理，将信号由基带转换到射频段后发送至接收机；

接收机，用于将接收的信号由射频段转换到基带进行接收预处理；

其中，所述发射机包括：

编码单元，用于在发射预处理之前对信源发出的信号进行编码；所述编码为码字中“1”和“0”的个数之差不大于2的编码；

所述接收机包括：

解码单元，用于解码接收预处理后的信号。

优选的，所述编码包括：5B6B编码、8B10B编码或10B12B编码。

进一步，所述编码单元进行5B6B编码时，根据码字正负模式切换的控制，对信源发出的信号进行编码；其中，所述正模式包括：码字中包含四个“1”和两个“0”的编码；所述负模式包括：码字中包含四个“0”和两个“1”的编码；码字中包含三个“1”和三个“0”的为平衡码，其模式与其前一码字的模式相同。

进一步，所述编码单元进行8B10B编码时，所述码字包括：252个“1”的个数与“0”的个数相等的码字；以及，8个“1”的个数与“0”的个数之差为2的码字。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

本发明通过对传输信号进行5B6B编码或8B10B编码，使得码字中出现“1”和“0”的几率达到平衡，能够保证了传输码型的频谱中包含较少的低频分量，并不含有直流成分量。在信号接收机上，通过一个高通滤波滤除1/f噪声干扰，由于信号在频域的零点附近并没有功率谱分量，所以不会造成接收端的附加ISI干扰，保证了传输信号的误码率性能。

此外，相比于OFDM方式，没有峰均比的问题，显著降低了无线通信的射频部分功耗，无需较大的功率回退，减少了耗能，特别适合电池供电的手持超宽带无线通信设备。

附图说明

图1是发明一种用于超宽带零中频接收机的信号处理方法实施例的流程图；

图2是本发明方法实施例中5B6B编码的正负模式切换示意图；

图3是发明一种用于超宽带零中频接收机的信号处理系统实施例的结构图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

参照图1，示出了本发明一种用于超宽带零中频接收机的信号处理方法实施例的流程图，包括：

步骤101，对信源发出的信号进行编码；所述编码为码字中“1”和“0”的个数之差不大于2的编码；

本发明实施例中的信号处理主要用在超宽带传输或者通信信道带宽超过10MHz的情形。首先，需要对所要发送的信号进行编码，所述信号为信源发出的基带信号，基带信号编码方式为“1”和“0”的个数较为均衡的编码，一般选取码字中“1”和“0”的个数之差不大于2的编码。

在本发明的优选实施例中，所述编码包括：5B6B编码、8B10B编码或10B12B编码。

本实施例以5B6B编码为例进行具体说明。如表1所示，为用于超宽带零中频信号处理的5B6B编码。

表1

在5B6B编码中，信号码流中每5位码元分为一组，然后再将这5位码变换为6位码。按照数学排列组合的理论可知，由“0”、“1”这两种二元信号组成的5位和6位码，有如下排列：5位码的排列数有2⁵＝32种，6位码的排列数有2⁶＝64种。

在64种可能的输出码字中，含有三个“1”和三个“0”的平衡码字共有20个。所谓平衡码是指在一个码字中，“0”和“1”的个数相等。显然，这样的码型有利于保持码流信号中直流分量的稳定性。

此外，非平衡码字中，含有四个“1”和两个“0”的有15种，含有四个“0”、两个“1”的有15个，共30个。如果我们把“0”看作“-1”，则20种前述平衡码的相加数字和为零，而剩余的12种为数字和“-2”和12种数字和为“+2”的码字组。一般，对于非平衡码，只选用其中的12组用于编码。

除上述两种码字外，还有14组，其“0”和“1”的个数悬殊太大，不利于稳定码流中的直流分量，因此，码字中“0”或“1”的个数为1、5或6时，不作为信号的编码形式，以保持码流信号分量的稳定。此外，在5B6B的64个码字中，有20个码字未用。这样，接收机一旦收到这20个码字中的任意一个，必定是在传输中出现了误码，以用作对系统进行误码检测。

从上面的分析可以看出码字的选用原则：首先选取码字中含有三个“0”和“1”的20个平衡码字。再选含有四个“0”或四个“1”的30个非平衡码字中的24个。

进一步，进行5B6B编码时，根据码字正负模式切换的控制，对信源发出的信号进行编码。其中，所述正模式包括：码字中包含四个“1”和两个“0”的编码；所述负模式包括：码字中包含四个“0”和两个“1”的编码。码字中“1”和“0”的个数相等时，保持当前模式不变，既可以为正模式，同时也可以为负模式。

由傅立叶变换可知：

$F\left(\Omega \right)=\underset{n=-\infty }{\overset{\infty }{\Sigma }}x\left[n\right]e^{-\mathrm{jn\Omega }};$

其中，F(Ω)为信号由离散傅里叶变换得到频谱；Ω＝2πf/f_s是归一化频率；x[n]为离散信源信号的输出值(编码为“1”时取值为+1，为“0”时取值为“-1”)。

$F\left(0\right)=\underset{n=-\infty }{\overset{\infty }{\Sigma }}x\left[n\right]$

可见F(0)取决于x(n)的数字和，如果保持数字和为0，则F(0)的数值为0。而5B6B的编码思想是使数字和为0。则，只要传输码型中正电平和负电平的持续时间相等，就能够保证传输码型的频谱中不含有直流成分，并保证包含较少的低频分量；其中，“1”为正电平，“0”为负电平。本发明实施例中，正模式、负模式交替使用，从而保持了信码流中“0”、“1”出现的总概率相等。

步骤102，对信号进行发射预处理并将其发送至接收机；

信号编码后，进行发射预处理，其包括：进行正常的信道编码和信号的调制(将数字信号转换为模式信号)，如单载波二相相移键控(BPSK，BinaryPhase Shift Keying)调制等等。然后进行发射端的射频上变频，将信号从基带转换到射频段，在通信中，由于基带信号具有频率很低的频谱分量，出于抗干扰和提高传输率考虑，一般直接传输，需要把基带信号变换成其频带适合在信道中传输的信号，件基带信号转变为射频信号。信号经过超宽带的多径信道之后，在接收机进行射频的放大接收。

步骤103，对信号进行接收预处理并解码所述信号。

在接收机，采用零中频下变频方式将射频信号变换到基带信号，需一次混频将射频信号从射频波段直接降至基带，实现零中频接收。此外，为了滤除1/f噪声，采用了高通滤波器来滤除1/f低频噪声。由于本发明实施例中的编码后的信号没有功率谱频域零点的分量，所以不受消除1/f噪声的高通滤波器的影响，降低了由此造成的ISI干扰，提高了码型的传输性能，减少了误码率。

进一步，由于该基带信号此时是模拟信号，在经过模数转换器(ADC，Analog to Digital Converter)采样后，成为数字信号。之后，进行常规的信道均衡和信道解码的处理，最后进行符号判决，判决完毕得到二进制的比特级符号“1”或“0”。此时，根据发射端的编码做相应的5B6B解码或8B10B解码，或者，按其它形式的编码进行相应的解码。本发明实施例中，根据表1使用二进制编码映射的方式进行发射端的数据还原得到发射端发送的信源信号。

需要说明的是，在本发明实施例中，超宽带零中频信号处理中传统的滤波成形方法仍然可以实施，以便于降低信号的频域旁瓣，减低对相邻信道中信号的相互干扰。因此在接收端和发射端都可以进行限带的无ISI的奈奎斯特(Nyquist)滤波成形，这样本基带编码方式对传统的通信系统的改动将很少，有利于通信系统的设计。

如图2所示，为本发明实施例中5B6B编码的正负模式切换示意图。在发端基带编码中，采用下述的正负模式的状态机跃迁切换的方法来切换正负模式码组，以保证发射端的数据保持正负的数字和相等。这样发射信号功率谱的频域零点将被置零，保证在接收端的高通滤波器之后无ISI干扰。

下面，给出一组5B6B编码的实施例进行具体说明，

由发出的基带信号为：

01010 01001 01011 01101 01111 01110......

根据表1所示，其对应的序号为10、9、11、13、15、14

相应的，进行5B6B编码后码流信号为：

010111 010101 011000 011110 110100 010001......

其相应的模式切换为：

正模式、正模式、负模式、正模式、正模式、负模式。

下面，对上述编码进行具体说明：

初始5B码为“01010”，本发明实施例规定初始为正模式，进行数字和为“+2”的编码，6B码为“010111”；

第二个5B码为“01001”，其正负模式编码相同，为“010101”(数字和为“0”)，依旧处于正模式，此时，前两个码字总的数字和为“+2”；

第三个5B码为“01011”，则切换到负模式下，编码为“011000”(数字和为“-2”)，此时，前三个码字总的数字和回归到零；

第四个5B码为“01101”，则切换到正模式下，编码为“011110”(数字和为“+2”)，此时，前四个码字总的数字和为“+2”；

第五个5B码为“01111”，其正负模式编码相同，为“110100”(数字和为“0”)，依旧处于正模式，此时，前五个码字总的数字和为“+2”；

第六个5B码为“01110”，则切换到负模式下，编码为“010001”(数字和为“-2”)，此时，前六个码字总的数字和回归到零。

之后的编码以此类推，通过在正负模式之间的不断切换，保证信号编码码字的数字和正数、负数相等，这样发射信号功率谱的频域零点将被置零。

进一步，在接收机的5B6B解码时，由于正负模式的码字和原始信源二进制数据的唯一映射，可以不做正模式和负模式的判决，无论正负模式的6B码字都统统对应到相应的唯一原始信源二进制数据。

即相应的解码为01001 01010 01011 01101 01110。

可以理解，其它“1”和“0”的均衡编码方法(如10B12B等)与5B6B类似，只需要根据信源信号，保持编码后的各个码字中“1”的个数与“0”的个数相等。以8B10B为例，其可以选择的码字为“1010101010”、“1101010100”、“1100101010”、“1011010100”、“1010110100”、“1010110010”等，码字中“1”的个数、“0”的个数为5个的编码形式有C⁵₁₀种，即252种，此处不再一一给出。需要说明的是，由于8B编码的形式有256种，为了能够使10B编码与8B编码相映射，还需要选取“1”和“0”的个数之差为2的8个码字来组成4组正负模式的码字，与8B的4个码字相对应。在编码中，有足够的编码形式可供选择，只需要保证1和0的个数相等即可。一般的，为了保证不含有直流分量，通常在编码时尽量避免出现长连“1”和长连“0”。

通过本发明上述实施例采用的5B6B(或8B10等)这种码型来去除信号零点功率谱的分量，可以方便用于超宽带零中频方式的1/f噪声滤除。在使用了高通信号滤波器滤除1/f噪声后，信号的功率谱包络并没有改变，所以导致无ISI干扰产生。这使得低PAPR的单载波调制应用到超宽带零中频系统中成为可能。可以大大改进超宽带无线通信系统的功率效率和复杂度的问题。此外，相比于OFDM方式，显著降低了无线通信的射频部分功耗，无需10dB的功率回退，减少了耗能。

在发射端，5B6B(或8B10等)的编码置于信道编码和调制之前，在接收端，5B6B(或8B10等)的编码置于信道解码的符号判决之后，故对无线通信系统的改动非常小，可以方便地应用于超宽带无线通信系统中。

参照图3示出了本发明一种用于超宽带零中频接收机的信号处理系统实施例的结构图，包括：

发射机31，用于对信号进行发射预处理，将信号由基带转换到射频段后发送至接收机；

接收机32，用于将接收的信号由射频段转换到基带进行接收预处理；

其中，所述发射机31包括：

编码单元311，用于在发射预处理之前对信源发出的信号进行编码；所述编码为码字中“1”和“0”的个数之差不大于2的编码；

所述接收机32包括：

解码单元321，用于解码接收预处理后的信号。

在本发明的优选实施例中，所述编码包括：5B6B编码、8B10B编码或10B12B编码。

优选的，所述编码单元进行5B6B编码时，根据码字正负模式切换的控制，对信源发出的信号进行编码；其中，所述正模式包括：码字中包含四个“1”和两个“0”的编码；所述负模式包括：码字中包含四个“0”和两个“1”的编码，码字中包含三个“1”和三个“0”的为平衡码，其模式与其前一码字的模式相同。

优选的，所述编码单元进行8B10B编码时，所述码字包括：

252个“1”的个数与“0”的个数相等的码字；以及，8个“1”的个数与“0”的个数之差为2的码字。

通过本发明实施例的编码单元，通过“1”和“0”码的均衡比例，使得传输码型中正电平和负电平的持续时间相等，能够保证了传输码型的频谱中不含有直流成分，并包含较少的低频分量。

进一步，在接收机上通过高通滤波器过滤1/f噪声。由于本发明实施例中的编码后的信号没有功率谱频域零点的分量，所以采用高通滤波器消除1/f噪声时，其信号的波形变化较小，降低了由此造成的ISI干扰，提高了码型的传输性能。此外，接收机的解码单元根据发射机的编码做相应的5B6B解码、8B10B解码或其他解码，按照二进制编码映射的方式还原得到发射机发送的信源信号。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其它实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。对于系统实施例而言，由于其与方法实施例基本相似，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

以上对本发明所提供的一种用于超宽带零中频接收机的信号处理方法和系统，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。