采用多信道数字处理的高频接收机

摘要

在接收子系统中，模数变换器(40)以对应于带宽采样的所选速率(F)对低噪声放大器(33)的输出进行操作。处理级包括定制电路(5)，定制电路(5)具有：输入存储器(510)，配置成包含N个相继的数字采样，所述数字采样以M个采样的块为单位以所选速率更新；选定的截止频率的复数数字低通滤波功能元件(511，512)，用来对输入存储器进行操作，以提供N个经滤波的数字采样(515)；M周期相加功能元件(531)，用来对N个经滤波的数字采样进行操作，以提供M个经滤波和相加的数字采样(533)；以及M×M离散傅立叶变换级(55)，用来对上述M个经滤波和相加的数字采样进行操作，傅立叶变换的M个输出端(559)上的数字信号表示M个其宽度由上述低通滤波器的截止频率限定的分离信道。

说明书

技术领域

本发明涉及高频宽带接收机。

背景技术

在用于不同领域的这种接收机中，接收子系统一般以低噪声前端放大器开始，它通常经天线滤波器与天线耦合。然后，有一个或多个变频，以得到较低频率的有用信号，因而更容易处理。通常，还将该有用信号数字化，以供后续处理。

当前的趋势是将模数变换尽可能在接收子系统内靠上游设置。不同的公开物都报导了这种情况。

这种趋势对于软件无线电(software radio)领域特别有用。J.Mitola的论文“Software Radios Survey，Critical Evaluation andFuture Directions”(IEEE National Telesystem Conference，Washington，DC，May 19-20，1992)揭示了软件无线电的一般原理。

已知B.Denby等人的论文“Towards a software-radio enabledbroadcast media navigator”(4th EURASIP Conference onVideo/Image Processing and Multimedia Communications，2-5 July，2003，Zagreb，Croatia)。该论文提出用专用计算机控制卡将AM频段的信号数字化，并试图恢复经解调的信号，以便区分音乐和语音成分。

这是通过使用集中在选定的调制频率的带通滤波器和通过将所得信号十中抽一来实现的。所得到的结果只是部分令人满意，因为单个电台没有真正被解码，而且还必需用PC来执行，这就限制了这种体制的自治性。

这些采用数字处理的射频接收机的设计并不是在每种情况下都能令人满意。特别是在必须同时接收许多从不同的载波中提取的轨道(track)或信道时更是这样。本发明就是为了改善这种状况而提出的。

发明内容

为此，提出一种具有包括低噪声放大器后接采用模数变换的处理级的接收子系统的类型的高频接收机。

模数变换器以对应于带通采样的所选速率(F_e)对低噪声放大器的输出进行操作，而处理级包括定制电路，该定制电路具有：

输入存储器，配置成包含N个相继的数字采样，这些数字采样以M个采样的块为单位以选定的速率更新，

选定的截止频率的复数数字低通滤波功能元件，用来对输入存储器进行操作，以提供N个经滤波的数字采样，

对N个经滤波的数字采样进行操作的M周期相加功能元件，用来提供M个经滤波和相加的数字采样，

M×M离散傅立叶变换级，用来对这M个经滤波和相加的数字采样进行操作。

傅立叶变换的M个输出端上的数字信号表示其宽度由上述低通滤波器的截止频率限定的M个分离的信道。

本发明还涉及包括如上所述的接收机的雷达设备。

附图说明

通过对以下的详细说明以及附图的研究，本发明的其他特征和优点将变得明显，在这些附图中：

图1示出了雷达的总体布置图，

图2示出了雷达接收机的总体工作示意图，

图3示出了根据图2的雷达接收机的工作示意图，其中接收子系统在变频后被数字化，

图4示出了所提出的接收机的一个实施例的总体工作示意图，

图5为图4所示接收机的一个部分的更为详细的示意图，

图6为图4所示接收机的另一个部分的更为详细的示意图，其考虑到数字信号的2分量性质(I和Q)，

图7为在图4所示的接收机内所执行的部分处理的流程图，

图8为例示X-Y的示意图，示出了对一个轨道的输出处理，

图9为例示X-Y的示意图，示出了对M个轨道的输出处理，

图10为对M个输出轨道上的分量I和Q的解调的总体工作示意图，以及

图11为可以施加于来自图4所示接收机的输出信号的被动雷达处理的工作示意图。

具体实施方式

这些附图和以下说明主要含有性质明确的部分。这些部分不仅可以有助于使本发明更易理解，而且在有些情况下还可以有助于其定义。

在图1所示的雷达系统中，发射机1向天线10提供向目标2辐射的理论上经调制的射频信号。目标2反向散射的辐射由接收机3的天线30获得，接收机3还接收发射的信号19或者所发射的信号的电子表示19，电子表示19足以限定所发射的信号，至少在它的时间特征上。

根据天线30获得的信号或“回波”以及根据信号19，接收机进行处理，从而可以知道目标2的速度和/或距离。理论上，距离处理与传播时间有关，而速度处理与多普勒效应频移有关。

图2示出了雷达接收机的总体结构。在天线30和其可选射频带通滤波器后，通常有一个低噪声高频放大器33，接着是至少一个变频级35(或者是用于“中频”的IF)。接收子系统的其余部分包括解调功能元件37，后面是雷达处理级8，其提供如以上所述的可以确定目标2的速度和/或距离的处理。

详细地说：

-天线30适合所用的频带，像其带通滤波器31那样，用来选择存在雷达信号的频带，

-低噪声放大器33校正接收的信号的电平不使信号受到噪声的污染，

-变频级35是一个频率变换器。变频级35执行将所接收的信号(通常来自高频天线)移到较低的甚至为零的所谓中频(IF)的变换。变频级35需要有本机振荡器(未示出)，它通常必需与发射机同步，这意味着该本机振荡器与发射机的振荡器之间在频率和相位上的偏差必需是已知的或者可确定的；

-用于所发射的信号的基带恢复的解调器；

-用于确定关于目标的速度和距离的数据的处理部件。

现代雷达接收机被数字化，例如图3所示。在中频(IF)上的级35后，有模数变换39，被称为“复数模数变换”，因为它以复数的形式具有两个分量。最为常见的是，区分为分量I(同相分量)和分量Q(正交分量)。这两个分量可以准确地反映正弦信号的振幅和相位。

在数字化雷达接收机中，解调功能不再是那样明显地显露。这就是为什么有将模数变换39作为处理8的一部分的倾向。然后，对这些数字信号执行实际的处理过程81。而且，这些处理过程例如可以至少部分在可编程电路内执行，可编程电路可以是数字信号处理器类型(“DSP”(数字信号处理器的简称)、微处理器，或者“FPGA”(现场可编程门阵列的简称))。

在雷达发射机与接收机靠在一起(通常，使用同一个天线)时，称为单基地雷达。在发射与接收位置分离时，使用术语双基地雷达。

从另一角度来看，本身进行发射的常规雷达称为“主动”雷达。术语“被动”或机会雷达(opportunistic radar)指的是利用已经现有的用于其他用途的发射的那些雷达，这些现有的发射例如有：

-模拟无线电和电视广播信号，FM和TV，

-数字无线电和电视广播信号，DAB、DVB-S和DVB-T，

-GSM信号。

另一方面，目前尚不能利用卫星信号，因为这些信号的功率太低，不好开发利用。

被动雷达是意在同时接收若干发射的情况的例子。因此，需要使用若干接收子系统。本发明计划提出一个更为有效的方法。

图4为如在这里所提出的接收机的总体概要示意图。

如前面那样，有适合所用频带(通过其带通滤波器，未示出)的天线30，接着是低噪声放大器33。模数变换器40对低噪声放大器的输出进行操作，而没有任何先前的变频。处理的其余部分可以在可编程电路5内执行，如下面将要说明的那样。输出可以送至通信接口61接着由微型计算机63用于后处理。

在这里所说明的例子中，天线30和低噪声放大器33集成在ONEFORALL-SV9510天线内。模数变换器40是由Analog Devices生产的电路AD9433，而可编程电路5是Altera生产的Stratix EP2S180FPGA电路，适当地编程以包含实现上述功能的计算机代码。也可以用ASIC型的另外的专用电路来代替FPGA。也可以使用技术人员所认可的其他元件和电路。

为了有助于理解，下面将参考例子来说明可编程电路5所执行的处理。这个例子是称为FM频带的其范围大约从88MHz到108MHz的频率调制无线电频带。发射机以大约200kHz至400kHz彼此隔开。而且，每个发射机以限于100kHz左右的调制频偏(带宽为200kHz)进行发射。

在这个例子中，模数变换器40可以具有43.9MHz的采样率F_e，以14比特进行操作。因此，采样周期Te稍小于23毫微秒。

处理于是包括4个步骤S1至S4，结合图7说明如下。

S1：滤波

这个步骤由单元51执行，其中来自模数变换器40(图7中标为700)的N个相继数字采样顺序填入具有N级的FIFO存储器510(图7中的操作702)。存储器510被称为“存储器M1”。在这个例子中，存储器M1的大小为N×14比特。由于在下文中将理解的原因，还有N＝K＊M。

此外，在511内已存有N个精度与从模数变换器40得到的采样相同的系数。这N个系数对应于低通的Butterworth带通滤波器F_lp的系数。这个滤波器优选的是有限脉冲响应(FIR)类型，虽然至少在稳定性不是很关键的一些情况下可以使用其他的滤波器。

在这个例子中，每个系数的精度都是14比特，而截止频率F_lp为100kHz，即FM发射机的调制带宽。

在存储器510装满时，它所包含的N个所取得的采样由存储在511内的相应N个系数加权(操作704)。也就是说，每个滤波器系数通过乘法器512对所取得的采样进行加权。

采样与滤波器系数的乘积结果被记录在大小为N的存储器515中。为了反映信号的分量I和Q，滤波器的系数实质上是复数。因此，需将存储器515内的乘积看作具有两个分量I和Q的元素。使用实数的滤波器系数，当然只能执行实数的和非复数滤波。

S2：相加和折叠

处理的下一个部分在存储器515装满时进行，由单元53执行。于是，所考虑的是按照采样次序细分成K个各具有M个元素的块。

这K个块由加法器531彼此相加，产生具有M个值的单个最终块533(操作706)。最终块的第一个元素对应于K个块的所有的第一个元素之和。最终块的第二个元素对应于K个块的所有的第二个元素之和，以此类推。最终块的最后一个元素对应于K个块的所有的最后一个元素之和。

S3：离散傅立叶变换

在相加和折叠步骤结束时，具有M个值的块发送给M点上的离散数字傅立叶变换(“FTD”)部件55的输入端(操作708)。

这个部件的输出y(j)对应于在I和Q两个信道上的输入信号的频率分解。I对应于信号的频率分解的实部，而Q对应于虚部。这个部件的输出559对应于具有M个值的两个信号I和Q。I和Q的第一个值，I0和Q0，对应于输入信号的零赫兹分量。第二个值，I1和Q1，对应于输入信号的F_f/M赫兹分量。第三个值，I2和Q2，对应于输入信号的2＊F_f/M赫兹分量，以此类推。最后的值，IM-1和QM-1，对应于输入信号的(M-1)＊F_f/M赫兹分量。

S4：信道化(channelling)(MC)

在FTD处理结束时，信道化(MC)部件57对结果在时间上执行多路分离(操作710)。如图6所示，在时间上将与同一个频率对应的值I和Q组合在一起。这个部件的输出对应于I0、Q0、I1、Q1...、IM-1和QM-1(t)。

在信道化操作结束时，M个信道上的结果发送给下级进行解调。这个电路允许在输入端取得M个新的采样(返回到操作702)。然后，用这M个新的采样后面接着最近的前(K-1)＊M个采样填入存储器M1，而最初进入的M个最早采样消失。然后，重复步骤S1至S4。

前述的诸如510、511和515之类的存储部件用于解释处理情况。显然，在实践中，这些部件不必是分开的，而是可以是同一个存储器的一部分。类似，所述的处理可以至少部分顺序或串行执行。

在功能上，参考上述非限制性的例子，以上处理可以说明如下，其中：

N＝8192

K＝16

M＝512.

采样以F_c＝43.9MHz(即44MHz左右)执行。它在近似为88MHz至108MHz的FM频带上产生由下表表示的频谱折叠：

F_ini.(MHz)    2＊Fc   2＊Fc-F_ini88    87.8   0.2108    87.8   20.2

在100kHz处截止的低通滤波将所有这些与其低频变化相关联。由于采样率为43.9MHz，因此存在相当大的过采样。

因此，可以对采样进行平均。只要在形成每个平均值时考虑相同的周期性，这些平均值将是相互可比较的。公式式1给出了符合这个条件的一个例子。

$r\left(j\right)=\underset{i=0}{\overset{K-1}{\Sigma }}x(j+\mathrm{iM})*h(j+\mathrm{iM})$

                         (式1)

因此，FM频带上所含有的信息已经内压缩入低频，采样虽然不足以表示这些FM载波频率，但是足以发现它们的调制。

可以将两个相继的平均值认为是在时间上相互偏移一个采样周期Te。因此，离散傅立叶变换的工作频率为F_f，在这个例子中F_f＝51.2MHz。

在M个点上执行的傅立叶变换随时间逐步分析出在M个信道上的所需调制。在这个例子中，F_f＝51.2MHz而M＝512，在输出端得到512个100kHz的信道。

如根据前文变得明显的那样，采样频率与FTD的工作频率稍有不同。在一个变型中，可以在步骤S2前或在步骤S2期间对存储器510的采样进行内插，以考虑这个频率差异。

技术人员将认识到这是带宽采样而不是Nyquist采样，其中意图是准确反映载波的振幅和相位。

技术人员将理解，WOLA算法根据F_e相对F_lp的过采样进行工作。在考虑到存储器510的FIFO性质时，可以将公式式1看作对每个采样x(j)用低通滤波器h(j)进行循环卷积(circular convolution)，采样频率为F_e/M。

因此，在FTD的输入端，有一组M个采样，这个组以F_e/M的速率更新。另一方面，“频率灵敏度”，或者这些采样的特征频率，仍然是与初始采样率(即F_e)有关。

对所有r(j)的FTD因此可以相对于采样频率F_e区分K个频谱折叠。所得到的交叠(overlap)为(K-1)/K，因为在每个循环S1至S4上，K＊M个中只有M个被更新为新的采样。这就是可以保持良好的时间内聚(temporal cohesion)的原因。

然后，对信号进行处理，以便恢复在如以上所限定的每个信道上的信号。如图8和9所示，这个部件可以对一个特定的信道(图8)或者所有的信道(图9)上的信号解调。

解调可以通过计算机处理来执行，取决于在发射期间所用的调制的类型。

因此，对于频率调制(图8)来说，执行正切弧型处理，以便恢复数据。对于振幅调制(图9)来说，使用包括低通滤波器的包线检波器。

图10例示了解调装置的一个实施例。解调单元59包括一系列各与部件57的输出端的一个信道关联的对照表LUT(i)。通常，这些表LUT(i)可以以512个独立的表的形式或者以将所有这些表用每个表一个标识符组合成一个总表的形式来实现。或者，也可以用相应的数学公式来代替这些表。

在每个表LUT(i)的输出端，每对信号(I(i)；Q(i))对应于指明角度的一个数字值。然后，将所得到的信号发送给可以获得LUT(i)的输出端的信号频率和每个信道上的经解调的信号的旁路。

对于处理给定的一系列采样来说，以上说明为迭代的形式。然而，接收机可以至少部分以并行方式进行操作，例如通过在对源于经折叠和相加部件处理的采样的信号进行信道化和解调的同时，折叠和相加部件可以处理随后的采样。

申请人已经证实在可编程电路5的输出端得到的信噪比(“S/N”)处于能对经解调的信号执行雷达处理的水平。例如，S/N水平在已进行的这些实验中达到了60dB，确定了将根据本发明的接收机应用于用于FM频带的被动雷达的价值。

这个电路的输出是数字式的，并通过接口61连接到计算机63用于雷达处理，以向其给出其适当的标题。

被动雷达是双基地雷达，因为雷达接收的是目标对来自一个或多个为其他原因而设在地面上的发射机的发射的后向散射的结果。雷达接收机会地利用这些在这里将称为“无意识(involuntary)(雷达)发射机”的发射机。

通常，雷达接收机和无意识发射机不在同一个位置。此外，雷达接收机并不直接具有无意识发射机的时间基准：它只是知道它接收到所发射的信号的时间，并且它还知道自身的位置和发射机的位置，从而知道其与发射机的距离和电波在两者之间的传播时间。

我们来考虑在一方面由雷达天线接收到的由目标反向散射的信号与另一方面也由接收机接收到的从无意识发射机直接传播来的信号之间的给定时间差DT。众所周知，目标位于由DT参数化的椭圆上，椭圆的焦点是无意识发射机和雷达接收机。目标在这个椭圆上的位置可以根据接收机接收的信号的接收方向(即天线轴的方向)确定。

目标运动具有使参数DT改变的效应。此外，运动还对反向散射信号有影响，这个影响技术人员称之为多普勒效应。因此，众所周知，与接收机之间相对运动的发射机向接收机发射的信号受到与发射机和接收机的相对速度成比例的频移的作用。更确切地说，这个相移取决于速度在发射机-接收机轴上的仿射投影。

在双基地雷达的情况下，随着目标相对无意识发射机和相对接收机的运动，信号受到公知为双基地效应的多普勒效应的作用，这种效应具有两个分量，包括目标的速度向量一方面在径向无意发射机-目标轴上的仿射投影和另一方面在目标-接收机轴上的仿射投影。

在实践中，参数DT通过将无意识发射机直接发射的信号与目标反向散射的信号相关来确定。实际上，由于无意识发射机发射的信号的性质，这些信号只能与它们本身相关。因此，目标反向散射的信号必需予以修改，以考虑双基地多普勒相移，因此允许用与无意识发射机发射的信号的相关性来确定参数DT。

在Howland等人的论文“FM radio based bistatic radar”(lEEProceedings online no.20045077，IEE 2005)中揭示了一种通过试误法确定这些参数的方法。

简单地说，该论文揭示了利用考虑了无意识发射机的使用情况的有些专用的应用对双基地雷达的处理。在不同的公开物内揭示了一些被动雷达。

首先，这适用于华盛顿大学的Manastash项目，该项目的说明可以用以下链接访问：

http://klickitat.ee.washington.ed/Proiects/Manastash/

在这个项目中，华盛顿大学电气工程系教授John Sahr开发了一种专用于监视电离层内的起伏的环境应用的被动雷达。

(它也适用于Y.Zhao等人的论文“Adaptive BasebandArchitecture for Software-Defined Radar Application”(in Proc ofIEEE CCECE 2003，Montréal，May 2003)。该论文报导了关于一种雷达接收机，这种雷达接收机的结构包括用于接收雷达信号的模拟射频级、模数和数模变换器、用于处理信号设计的处理器(DSP)以及计算机接口。这种体制的开发主要是为接收支持各种类型的FSK、BPSK、PSK和CHIRP编码的雷达信号。发射的信号的特性是在DSP上计算机编程的。同样的体制用于发送雷达信号。

还有R.Walke等人的论文“An FPGA based digital radarreceiver for soft radar”(Signals，Systems and Computers，2000.Conference Record of the Thirty-Fourth Asilomar Conference onVolume 1，29 Oct.-1 Nov.2000 Page(s)：73-77 vol.1)。该文章揭示了专用于通过计算形成波束的雷达系统的体制。系统由N个天线组成，配有模拟滤波器、模数变换器和数字接收机。后者用本机振荡器和低通滤波器执行基带变换。数字接收机的输出是没有解调的基带信号。

在本发明的范围内，如图11所示，从无意识发射机直接接收到的经信道化的信号(或者说直接信号)和从目标接收到的信号(或者说反向散射信号)由计算机63或任何其他适当的处理装置处理，以确定每个信道上的时间差ti和多普勒移动Φi。

差ti可以通过逐信道将经解调的直接信号与经解调的反向散射信号相关得到。多普勒移动可以通过逐信道比较调制的直接信号与调制的反向散射信号的频谱确定。

从理论的角度，所有的ti应该是相同的，因此可以用单个计算得出。然而，为了获得更高的精度，可以确定几个甚至所有的ti，再取它们的平均值。也可以一方面将经解调的直接信号相加，另一方面将经解调的反向散射信号相加，再将这两个信号和相关，以便得到这个相同平均值。

由于所有的Φi/fi比(其中fi为信道i的调制频率)在理论上是相等的，因此可以将同样的平均原则用于多普勒移动。然而，在这种情况下，不能在单个操作中得到平均值，因为首先所有的Φi必需逐个计算。

在JJ.Julié和R.Sapienza的“Traitement numérique du signalradar”(Digital processing of the radar signal)(Editions Hermes，2004)、Schuster J.等人的“Digital processing of radar signals detailed”(Joint Publications Research Service in its East Europe Report(JPRS-EER-860010)，p.129-141(SEE N86-20665 11-32)，1986)或M.I.Skolnik的“Radar HandBook”(2nd Edition，McGraw-HillProfessional Publishing，1990)这些出版物中揭示了可应用于经解调的信号的雷达处理的其他一些例子。也可以使用其他后处理，这些后处理在这里就不必说明了。

关于雷达应用，描述了以上提供的说明。然而，技术人员将认识到，上述情况可以在几乎任何电波传播的“当前的”应用中实现。

因此，上述的接收机可以用于搜索清洁频率(clear frequency)，即搜索空闲的可供雷达发射的信道。其他应用包括沿海雷达，其形式为设置在浮标上的在HF/VHF/UHF范围内工作的接收机，用来检测海军舰艇和游艇。最后，上述接收机还可以用于OFDM雷达和其他一些特殊应用。

技术人员将注意到，在这些应用的范围内时间的精确度是关键性的。因此，必需以所谓的“复数”形式将信号数字化，即具有标为(I)的相位分量和标为(Q)的正交分量，以便应用随后的复数处理。

其他应用对时间精度方面的要求较低，允许直接实数处理，这种处理可以可选地辅之以如所说明的复数处理。

这些应用包括“无线电点播(Radio On Demand)”的概念，即用单个接收机同时对在不同的位置广播独立信道的整个FM频带解调。可以在汽车内发现一种应用，使得每个乘客都可以从单个接收机各自收听不同的电台。当然，这也可以使用RDS。

另一个应用是“认知无线电(cognitive radio)”的观念，其目的是测试可用于实际广播的不同无线电信道或者只是用于检测。最后，接收机也可以用作AIS接收机，其在频带157-162MHz内88个25kHz的信道上工作，以防止冲突。

如前面所提到的，技术人员将认识到，这些应用并不要求同样的时间精度，并可以实现地更简单一些。

本发明还涵盖作为产品在任何计算机可读“介质”(载体)上提供的所说明的软件成分。术语“计算机可读介质”包括磁、光和/或电子的数据存储载体以及诸如模拟或数字信号的传输载体或载波。