Z源型并网逆变器的电流预测无差拍控制方法及其控制装置

摘要

Z源型并网逆变器的电流预测无差拍控制方法及其控制装置，属于电能变换领域。用于并网发电。它克服了现有的控制方法存在采样延迟的缺陷。在每个采样周期内，采用鲁棒预测算法预测下一个周期的并网电流，并根据逆变器的电压方程计算出所需的逆变电压，以实现并网电流的无差拍控制，以及具有“直通零矢量”的单相电压空间矢量调制方法用于产生直通状态和逆变电压的脉宽调制波形，以实现对直流电容电压和并网逆变电压的控制。实现装置包括中央处理单元，同步信号产生电路，电压、电流检测电路，隔离驱动电路。本发明具有控制精度高、易于数字化实现、对逆变侧电感参数变化鲁棒性较强等优点。

说明书

技术领域

本发明涉及一种Z源型并网逆变器的电流预测无差拍控制方法及实现装置，属于电能变换领域。

背景技术

在全球能源紧缺问题日益凸显的今天，以风电、太阳能发电为代表的可再生能源发电成为当前解决这一问题的有效途径。在可再生能源的利用方面，并网发电因其具有发电形式灵活、电能传输方便、便于二次转换等优点成为发电利用的主流。

在并网发电系统中，传统的并网逆变器采用DC-DC-AC的两级式电能变换结构，造成系统转换效率相对较低，同时体积较大，成本较高。围绕着适应可再生能源发电领域的先进电能变换技术的研究成为当前的研究热点。Z源逆变器是近几年提出的一种新型逆变器拓扑，它采用单级拓扑结构实现了直流电压和交流逆变电压的同时控制，相对于传统逆变器，显著提高了系统效率；另外，逆变器上下桥臂功率器件能够工作于直通状态，提高了系统的安全性。上述优良特性使得Z源逆变器在风力发电、太阳能发电等可再生发电领域具有广泛的应用前景。

由于Z源逆变器的工作特点，要求调制(PWM)方法能够产生直通状态，进而对直流电压进行控制。在目前应用于Z源逆变器的PWM方法中，对于三相电路结构，基于电压空间矢量PWM(SVPWM)方法，通过在零矢量作用区间施加直通零矢量，只需在传统SVPWM实现方法基础上，增加相应的软件程序，在不影响有效输出电压矢量的前提下能够同时实现直流电压的控制，相对于SPWM等方法，具有明显的优势。对于单相系统，近几年提出的单相SVPWM(Single PhaseSVPWM，SPSVM)方法的灵活性较高，通过合理地分割和分配各个基本电压空间矢量的作用时间可以得到不同的调制方式，有利于开关优化，减小开关损耗；此外，简单的算法使其更易于数字化实现。但是传统单相SVPWM方法没有直通状态，无法直接应用于Z源逆变器中。

在并网电流的控制策略方面，主要包括比例-积分控制、滞环控制以及无差拍控制策略。比例-积分控制中的积分环节会带来相移以及稳态误差等问题，滞环控制具有较快的动态响应，但传统方法工作频率不固定，为滤波器的设计带来困难。基于无差拍控制的电流算法是在每个开关周期末采样逆变器输出电流，计算逆变器调制系数，从而达到实时跟踪参考电流的目的，特别适合于并网电流的瞬时控制，但传统方法存在采样延迟，因此通常结合电流、电网电压的预测算法，以提高系统的控制性能。

发明内容

本发明的目的是提供Z源型并网逆变器的电流预测无差拍控制方法及其控制装置，以克服现有的控制方法存在采样延迟的缺陷。

它的控制方法包括下述步骤：一、在每个采样周期的采样时间点分别采集并网电流和电网电压信号；二、采集电网电压相位，计算其正弦值，再与给定的并网电流幅值相乘得到与电网电压同步的该采样时间点并网电流给定信号的瞬时值；三、根据步骤一获得的电压、电流信号估算出下一个采样时间点的并网电流瞬时值；四、将步骤二、步骤三的计算结果带入并网逆变器的电压方程计算出当前采样时间点的Z源逆变器输出电压给定值；五、采集直流电容电压，并与直流电容电压给定值进行闭环调节，调节器输出为Z源逆变器直通占空比；六、将步骤四、步骤五的计算结果作为具有“直通零矢量”单相电压空间矢量调制方法的输入量，计算出Z源逆变器各个开关管的占空比，从而控制Z源逆变器的电压输出量。

Z源型并网逆变器的电流预测无差拍控制装置由并网电流检测电路1、电网电压检测电路2、同步信号产生电路3、隔离驱动电路4、中央处理单元5和电容电压检测电路6组成，并网电流检测电路1的信号输出端连接中央处理单元5的一个信号输入端以实现对并网电流值的采样，电网电压检测电路2的输出端连接中央处理单元5的另一个信号输入端以实现电网电压信号的采样，电网电压检测电路2的输出端还与同步信号产生电路3的信号输入端相连以获得电网电压同步信号，同步信号产生电路3的信号输出端连接中央处理单元5的另一个信号输入端以实现电网电压相位检测，中央处理单元5的信号输出端连接隔离驱动电路4的信号输入端以实现在中央处理单元5中运算处理后得到的调制信号通过隔离驱动电路4作用到Z源型逆变器的开关管上，电容电压检测电路6的信号输出端连接中央处理单元5的另一个信号输入端以实现Z源网络电容两端电压信号的提取。

本发明的方法和装置在每个采样周期内，采用鲁棒预测算法预测下一个周期的并网电流，并根据逆变器的电压方程计算出所需的逆变电压，从而实现了并网电流的无差拍控制。本发明的方法和装置采用预测下一周期电流变化的策略来产生逆变器的脉宽调制信号，因此克服了现有的控制方法存在采样延迟，对滤波器件参数变化的鲁棒性差等缺陷。

附图说明

图1为Z源并网逆变器电流预测无差拍控制方法的原理示意图。图2为Z源逆变器主电路的结构示意图。图3为SPSVM各电压矢量分布图。图4(a)和图4(b)为具有直通零矢量的SPSVM优化开关模式示意图。图5为本发明方法步骤一中采样与控制时序原理图。图6(a)为鲁棒电流预测无差拍控制算法原理框图。图6(b)为鲁棒电流预测无差拍控制算法的简化框图。图7为Z源逆变器与本发明控制装置的连接结构原理图。图8(a)和图8(b)为Z源并网逆变器的控制装置中的软件流程图。

具体实施方式

具体实施方式一：下面结合图1至图6具体说明本实施方式。本实施方式的控制方法包括下述步骤：它的控制方法包括下述步骤：一、在每个采样周期的采样时间点分别采集并网电流和电网电压信号；二、采集电网电压相位，计算其正弦值，再与给定的并网电流幅值相乘得到与电网电压同步的该采样时间点并网电流给定信号的瞬时值；三、根据步骤一获得的电压、电流信号估算出下一个采样时间点的并网电流瞬时值；四、将步骤二、步骤三的计算结果带入并网逆变器的电压方程计算出当前采样时间点的Z源逆变器输出电压给定值；五、采集直流电容电压，并与直流电容电压给定值进行闭环调节，调节器输出为Z源逆变器直通占空比；六、将步骤四、步骤五的计算结果作为具有“直通零矢量”单相电压空间矢量调制方法的输入量，计算出Z源逆变器各个开关管的占空比，从而控制Z源逆变器的电压输出量。

Z源并网逆变器的电流预测无差拍控制方法的算法原理图如图1所示，Z源逆变器采用直流电容电压和并网逆变电流的独立闭环控制结构。图中U_C^*为直流电容电压给定，d为直通占空比，包括具有直通零矢量的SPSVM算法，直流电容电压闭环控制算法，并网电流的预测及无差拍控制算法。

(一)下面分析SPSVM原理及“直通零矢量”产生方法：

按照三相电压空间矢量的思想，逆变器输出电压可以看作是左、右桥臂输出电压的合成电压矢量，即

$\overrightarrow{U_O}={[U_{\mathrm{ab}},U_{\mathrm{ba}}]}^T---\left(1\right)$

在图2所示的逆变器中共有4个开关管，定义开关函数

其中，p代表上管，n代表下管。与一般单相逆变器的开关状态不同的是，Z源逆变器多出了3个直通状态用于升压，其开关状态如表1所示，其中U_C为直流电容电压。

各个状态形成了不同的离散电压矢量，定义如表1所示。上面两个开关全部闭合或下面两个开关全部闭合的非直通零矢量任一桥臂上下直通状态的直通零矢量对输出电压均不产生影响。

表1

  S_ap  S_an  S_bp  S_bn  矢量  U_o  0  1  0  1  U₀  0  0  1  1  0  U₁  -U_c  1  0  0  1  U₂  U_c  1  0  1  0  U₃  0  1  1  1/0  0/1  U_zs1  0  1/0  0/1  1  1  U_zs2  0  1  1  1  1  U_zs12  0

图3给出了各个电压矢量的位置分布图，定义单相逆变器的调制比为期望输出电压幅值U_m与逆变器输出电压矢量模的比M，从图3可见，M的最大值为1，即

$M=\frac{U_m}{U_c}\le 1---\left(3\right)$

在Z源逆变器中，需要产生直通状态(直通零矢量)，以实现电容电压的升压控制，由于直通状态和传统零矢量状态均不影响输出电压，同时为了不影响交流侧输出合成电压矢量的大小，将直通零矢量安排在输出零矢量的过程。通过改变零矢量的作用时间，得到开关模式如图4所示，可以看出，任何一个采样周期，只有两个开关管动作，与正常工作模式相比，并不增加开关频率。

(二)直流电容电压闭环控制策略：由图2所示的Z源逆变器的工作原理可知，直流母线电压是脉动的，但其在一个采样周期中的平均值与电容电压相等，因此通过控制直流电容电压就可以控制直流母线电压平均值。根据直通占空比d与升压因子之间的关系可知，通过控制直通占空比的大小即可控制直流电容电压，本实施例采用比例-积分的调节方式，输入为直流电容电压采样值，输出为直通占空比。

(三)并网逆变电流闭环控制策略：并网电流控制环应实现与电网同相位，并以正弦波形运行。其工作原理是，给定电流幅值，采集电网电压相位经过软件锁相环生成与电网电压同相位的标准正弦波，再通过无差拍控制算法产生逆变电压给定。下面详细阐述无差拍控制算法原理。

对于单相并网逆变器，交流侧电压方程为

$\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_g\left(t\right)=\frac{1}{L_g}{u}_o\left(t\right)-\frac{1}{L_g}{e}_g\left(t\right)---\left(4\right)$

将其离散化，得

$i_g(k+1)\approx i_g\left(k\right)+\frac{T_S}{L_g}{u}_o\left(k\right)-\frac{T_S}{L_g}{e}_{g\_\mathrm{av}}\left(k\right)---\left(5\right)$

其中k为采样点标号，如图5所示，i_g(k)、i_g(k+1)分别为第k个和第k+1个采样点的逆变电流值，u_o(k)，e_{g_av}(k)分别为第[k，k+1]个周期的逆变器平均输出电压以及电网平均电压。若希望在第(k+1)个采样点的逆变电流值i_g(k+1)等于参考电流i_gref(k+1)，即有i_g(k+1)＝i_gref(k)，带入式(10)可计算出第[k，k+1]个周期的逆变器平均输出电压为

$u_o\left(k\right)=\frac{L_g}{T_S}[i_{\mathrm{gref}}(k+1)-i_g\left(k\right)]+e_{g\_\mathrm{av}}\left(k\right)---\left(6\right)$

上式即为无差拍控制的基本原理。对于数字系统，采样原理如图5所示，由数字控制芯片的工作原理可知采样时刻与控制时刻之间存在一个采样周期的延迟，在第k个采样点计算获得的逆变器输出电压在第[k+1，k+2]个周期才作用。为消除这一延迟，式(6)中的电网电压以及并网电流值应采用下一个周期的值，同时有i_g(k+2)＝i_gref(k)，相应的控制方程变为

$u_o\left(k\right)=\frac{L_g}{T_S}[i_{\mathrm{gref}}\left(k\right)-{\hat{i}}_g(k+1)]+{\hat{e}}_{g\_\mathrm{av}}(k+1)---\left(7\right)$

即需要预测第[k+1，k+2]个周期的电网平均电压以及第(k+1)个采样点的并网电流对于电网电压，由于采样周期远小于电网频率，采用线性化估计方法，获得第[k+1，k+2]个周期的电网平均电压估计值为

${\hat{e}}_{g\_\mathrm{av}}(k+1)=\frac{5}{2}{e}_g\left(k\right)-\frac{3}{2}{e}_g(k-1)---\left(8\right)$

其中e_g(k-1)为第(k-1)个采样点的电网电压值。对于电网逆变电流，若仍然采用线性化估计方法，由于电感饱和等原因造成实际电感值发生变化，当实际值与模型中的值相差2倍以上时，系统将不稳定，为此采用一种具有较高鲁棒性的电流预测方法，考虑第k个采样点逆变电流实际值与预测值之间的误差，引入滤波因子L₀，其预测方程为

${\hat{i}}_g(k+1)=(1-L_0){\hat{i}}_g\left(k\right)+L_0{i}_g\left(k\right)$

$+\frac{T_S}{L_m}[u_o(k-1)-{\hat{e}}_{g\_\mathrm{av}}(k+1)]---\left(9\right)$

其中为第k个采样点的并网电流预测值，L_m为模型中计算用的电感值，保持不变，以区别于实际电路中的电感变化值L_g。

将式(8)、(9)带入式(7)得逆变电压表达式为

$u_o\left(k\right)=u_o(k-1)-\frac{5}{2}{e}_g\left(k\right)+\frac{3}{2}{e}_g(k-1)---\left(10\right)$$+\frac{L_m}{T_S}[i_{\mathrm{gref}}(k+1)-(1-L_0){\hat{i}}_g\left(k\right)-L_0{i}_g\left(k\right)]$

对上式进行z变换，并绘出系统的闭环控制框图如图6(a)所示，进一步化简得如图6(b)所示的控制框图。

下面进行稳定性分析，由图9(b)可得电流环的开环传递函数为

$G_I\left(z\right)=\frac{L_m{L}_0}{L}\frac{1}{(z+L_0)(z-1)}---\left(11\right)$

其闭环系统传递函数的特征方程为

P(z)＝z²+(L₀-1)z+L₀(L_m/L-1)＝0    (12)

由Jury稳定判据可知，若保持系统稳定，应有

$\left(\begin{array}{c}\left|L_0(L_m/L-1)\right|<1\\ P(z=1)>0\\ P(z=-1)>0\end{array}\right)---\left(13\right)$

由此可求得电感值的允许变化范围

$0<\frac{L_m}{L}<\frac{1+L_0}{L_0}---\left(14\right)$

由上式可知，由于L₀＜1，L_m/L的最大允许值大于2，随着L₀的减小，电感偏差允许值可以取得很大，说明实际电感值在较大范围内变化时该预测算法均能保证系统稳定。

本实施方式所具有的优点是：(1)从直流电源端并入电网的电流采用无差拍控制算法，无幅值和相位误差，控制精度高，动态响应快；(2)对并网电流进行鲁棒预测，预测结果对逆变侧电感变化鲁棒性较强，具有更宽的稳定性裕度。(3)采用具有“直通零矢量”的单相电压空间矢量调制方法，易于数字化实现；(4)Z源型并网逆变器采用一级电路实现了直流电压和交流并网电流的同时控制，结构更加紧凑，效率和可靠性更高。本发明进一步提高了并网逆变器的性能，具有较大的实用价值。

具体实施方式二：下面结合图7具体说明本实施方式。Z源型并网逆变器的电流预测无差拍控制装置由并网电流检测电路1、电网电压检测电路2、同步信号产生电路3、隔离驱动电路4、中央处理单元5和电容电压检测电路6组成，并网电流检测电路1的信号输出端连接中央处理单元5的一个信号输入端以实现对并网电流值的采样，电网电压检测电路2的输出端连接中央处理单元5的另一个信号输入端以实现电网电压信号的采样，电网电压检测电路2的输出端还与同步信号产生电路3的信号输入端相连以获得电网电压的同步信号，同步信号产生电路3的信号输出端连接中央处理单元5的另一个信号输入端以实现电网电压相位检测，电容电压检测电路6的信号输出端连接中央处理单元5的另外一个信号输入端以实现Z源网络电容两端电压信号的提取，中央处理单元5的信号输出端连接隔离驱动电路4的信号输入端以实现在中央处理单元5中运算处理后得到的调制信号通过隔离驱动电路4作用到Z源型逆变器的开关管上。

本实施方式的中央处理单元5选用型号为dsPIC40F4011的芯片。电容电压检测电路和电网电压、并网电流检测电路用于将Z源型逆变器上电容两端电压、电网电压和电流转化为隔离的弱电信号。同步信号产生电路将电网电压信号转化为与电网电压同步的方波信号，并与dsPIC40F4011的捕获输入接口相连。隔离驱动电路将dsPIC40F4011输出的PWM信号转化为全桥逆变器中各个功率器件的驱动信号。Z源网络7，全桥逆变器8及输出滤波器9组成了功率电路用于电能变换。

本实施例的所有算法均在dsPIC40F4011中实现，包括直流电容电压闭环控制、并网电流的鲁棒预测算法及其无差拍控制算法，即基于逆变器数学模型的逆变器电压输出计算；单相电压空间矢量调制算法及直通零矢量的产生算法；电网相位同步模块；与电网电压同步的电流给定计算模块。

其中直流电容电压闭环控制模块，并网电流的鲁棒预测算法及其无差拍控制算法，单相电压空间矢量调制算法及直通零矢量的产生算法以及与电网电压同步的电流给定计算模块均在定时器中断子程序中实现，其软件流程图如图8(a)所示。捕获中断子程序(图8(b))中负责实现电网相位的同步模块。其工作流程是，在捕获中断子程序中对电网电压角度进行强制同步，即在上升沿中断时角度为0度，而在下降沿中断时角度为180度。

在定时器中断子程序中，首先对直流电容电压进行AD转换，进行闭环控制获得直通占空比，并用于更新死区寄存器，以输出直通状态。对电网角度进行累加，并计算其正弦值已获得与电网电压同步的标准正弦波，再乘以电流幅值给定值即获得并网电流给定值；对并网电流、电网电压进行AD转换，再根据式(10)计算逆变电压，然后经过SPSVM算法获得各个功率器件的占空比，由此完成了整个系统的控制过程。