用于确定差分群时延和偏振模色散的方法和设施

摘要

提供了一种用于测量光路(FUT)的至少一个偏振－相关特性的方法，该方法使用被连接到该光路的近端或近端附近的光输入单元，以及被连接到该光路的近端或远端处，或近端或远端附近的光输出单元。该光输入单元将具有受控的偏振状态(I－SOP)的至少部分地偏振的光注入该FUT。该输出光单元从该FUT提取对应的光，分析并检测对应于至少一个传输轴(A－SOP)的所提取的光，并处理对应的电信号，以获得至少两组波长之每一组中的光的每个波长下的传输相干光功率，其中每个所述波长组中的低所述波长(λL)和高所述波长(λU)紧密相间。继而为所述至少两个组中的每一组计算至少一个对应于所述波长对中的每个波长的测得的功率参数中的差，该测得的功率参数与所述分析出和随后检测出的光的功率成比例，由此限定了至少两个测得的功率参数差的集合；计算所述差的集合的均方值；并且计算作为所述均方值的至少一个预定函数的至少一个与偏振－相关的FUT特性，所述预定函数取决于所述波长之间的小的光学频率差，所述波长对应于所述至少两对紧密相间的波长中的每一对的波长。

说明书

相关文献的交叉引用

本申请要求2007年3月28日提交的美国临时专利申请No.60/907,313和2007年3月28日提交的美国部分继续专利申请No.11/727,759的优先权。这两份专利申请的全部内容将通过引用纳入本专利申请文本。

技术领域

本发明涉及用于测量光路的偏振依赖特性的方法和设施，并且本发明尤其适用于测量一光路在特定波长处的差分群时延(DGD)或指定波长区间内的均方根DGD或平均DGD，所述光路主要包括光学波导，诸如光纤链路。当指定波长区间足够宽时，均方根DGD或平均DGD测量结果极接近该光路的偏振模色散(PMD)值。

背景技术

在用于光学通信系统的光纤中的正交偏振模具有不同的群时延，即所知的差分群时延(DGD)。这差分群时延将导致偏振模色散(PMD)现象，即沿光纤传播后的脉冲展宽。在涉及长光纤链路的情况下，总体PMD可足以导致(二进制)误码率的增大，这样就限制了传输率或最大传输路径长度。这在更高的比特率下尤其成问题。因此，理想的情况是能够获得光纤的PMD值。假如已知通信链路的实际PMD值就可以精确地估计(二进制)误码率或中断概率(即通信在每段给定时间内失败的概率)，或功率代价(为维持与没有PMD时相同的误码率而再需多送入的功率量)。作为表征所述PMD现象的变量或量，器件的PMD值被定义为DGD的均方根(rms)值或平均值。一个给定器件的DGD是一个随着波长和时间随机变化的变量。(出于简化的目的，在下文中，当适用rms DGD或平均DGD时，有时将使用“均DGD”。)

根据应用，常常也需要测量一个给定波长处的DGD、窄波长区间内的均DGD、以及宽波长区间内的均DGD。然而，在许多情形下，不可能测量给定波长处的DGD或宽波长区间内的均DGD，因而不可能通过给定时刻所进行的测量来实现对PMD的可靠确定。

以下情况就是如此，例如当测量一条光纤链路的一个窄的带通信道中的“PMD”时，诸如当使用可用波长宽度约70GHz(对应于100GHz DWDM信道间距)或约35GHz(对应于50GHz信道间距)的有用带宽的DWDM信道来测量时。

对信道内给定小波长区间的“带内”DGD测量或均DGD测量对使用DWDM网络的电信网络提供商而言尤为重要。例如可能需要将一个或多个极高比特率信道(例如40Gbps)添加到一个活动的已经运载了多个较低比特率信道(例如10Gbps)的电信光纤链路上的一个“暗”信道上。鉴于较高比特率下的较苛刻的PMD容限，常常有必要表征光纤链路，或至少测量将要实际使用的暗信道，来判定在充分传送这种高比特率通信方面的适宜性，并且此测量表征必须同时在不中断那些活动的较低比特率信道。

理想地，应在一个长时间段内，对单个窄信道的表征进行间歇地重复测量，因为对单个窄信道来说几乎只有很少的或没有可能对测得的DGD在波长上求平均。假如目的是测量光纤链路自身的PMD，则尽管DWDM复用器/去复用器附接到该光纤链路，理想的是，在尽可能多的可以获取的暗信道中执行带内测量。

在本领域已知数种用于测量“宽带”光纤链路中的PMD方法(端到端)以及测量光纤上的窄带信道中的DGD的方法。

Jones(US4,750,833[4])中所讲述的相移法，可以用于测量PMD。如Williams等人(Proceedings SOFM，Boulder CO，1998，pp.23-26[5])所述，其也可以用于测量窄带信道中的DGD。然而，所述方法测量本身很慢，因为其必须通过调节偏振控制器来使所测相移差最大化，因此不适宜于其中光纤可能有相对快的移动的外部线路设备应用。

PMD测量的“脉冲时延法”可以通过使短光脉冲进入光纤的快偏振模和慢偏振模测量出它们相应的输出主态中的光脉冲到达时间差来测量给定波长处的DGD，但该方法要求使用高速电子电路。使用偏振-干扰短光脉冲，基于针对该偏振-干扰短光脉冲的到达时间的检测，诸如Noe等人(J.Lightwave Technology，Vol.20(2)，2002，pp.229-235[6])所述的，可以测量或估计PMD。然而，此技术不仅要求高速电子检测系统，而且要求快速调制的光用于该测量。

如Yao(US 2005/020175 A1[7])或Boroditsky等人(US7256876)和Wang等人(J.Lightwave Technology，Vol.24(11)，2006，pp.4120-4126[8])所述的、使用远程通信实时通信流量的带内监测测量设施，允许直接确定PMD代价(即，对于特定现场通信，为补偿PMD减损而需要的额外的系统盈余)。然而，它们不能确定该链路的带内DGD或“PMD”值。其实，这些带内监测方法对于存在高比特率载波信号情况下的DOP或SOP监测具有优势。Waarts等人(US 7.203,428，4月10，2007[9])描述了在可调谐激光源下使用外差检测(heterodynedetection)来估计PMD的方法，其中来自局域振荡器(即可调谐激光源)的信号与来自该链路的光学信号结合，继而同时分析两个正交偏振模状态的拍频振幅和相位，以获得一个SOP。这样，由多个SOP的平均，可以估计“PMD”。然而，同样的是，此测量可能只给出DOP或SOP信息。此方法不仅需要附加的高相干光源用于该检测，而且需要高速电子器件。

通过使用Wielandy等人(J.Lightwave Technology，Vol.22(3)，2004，pp.784-793[10])所述的非线性检测技术，可以避免高速电子器件的使用，但非线性检测技术的应用将使该器械的设计复杂化。

应注意，上述DOP或SOP测量技术也可能受到放大自发辐射(ASE)、光纤非线性等得影响(N.Kikuchi，Journal of Lightwave Technology，Vol.19(4)，2001，pp.480-486[11])。其对ASE等的敏感性是一个重要问题，因为多数长光纤链路很可能使用光学放大器——EDFA(掺铒光纤放大器)或拉曼光学放大器。此外，使用SOP或DOP分析法可测量的DGD区间很有限。

C.D.Poole等人(J.Lightwave Technology，Vol.12(6)，1994，pp.917-929[1])所述的固定分析器(fixed analyzer)(或等价地，波长扫描)法，是首先应用于PMD测量的方法之一，但使用相对大的波长区间。在使用小波长区间测量PMD时，该技术都提供有限的精确度。此外，该方法可能不提供依赖于波长的DGD信息。因此，该方法也不适宜用于测量窄带信道。

Cyr J.Lightwave Technology，Vol.22(3)，2004，pp.794-805和US7,227,645[2，3]所述的通用干涉法(后者与本发明被共同拥有)，提供了准确的PMD测量(对应于宽带源的谱宽)，但该方法也不能够提供随波长而变化的DGD，而且不是很适宜用于窄带信道。

这样，当前潜在地可获取的、适于测量DWDM系统的窄带个别信道中的DGD或PMD的DGD或PMD测量技术，要么本身很昂贵，要么不可靠，要么具有有限的动态区间，要么可能引起快速增益均衡器中的不稳定，所述均衡器常常出现在可重构光分插复用器(ROADM)和光学放大器中。这样，它们难以作为可行的商业仪器。

据此，需要一种新的改进的方法，以使得能够对带内DGD值进行可靠测量、成本适度、且具有高准确性的测量及监测。取决于应用，此方法的实施方案应能够响应“恰当速度的”监测(更新速度约1秒)或“高速的”监测(更新速度约1毫秒)的需要。

此外，由于便利性和操作费用方面的缘故，在表征光纤时，有时理想的是能够仅从一端测量光纤的总体PMD值。但当前，多数已开发的用于现场PMD测量的方法大都是“双端的”，即必须在一端(近端)使用特定偏振源，在另一端(远端)使用分析装备[1，3]。一种可靠且实用的“单端”测量法在技术员巡视和后勤料理方面将是有利的，因为不需要将特定光偏振源或其他装备放置在远端。也将/会是理想的是，能够使用相同的技术或仪器来进行单端或双端测量。

已知的是，使用所谓的单端PMD测量技术，通过仅接入FUT一端，来测量光纤的总PMD[12-14，17]。基本上，最简单的单端PMD测量装置包括一个可调谐激CW光器[12，17]或可调谐脉冲激光器[14]——在其输出端和FUT之间具有一个偏振控制器(或偏振状态发生器)或偏振起偏器；并且具有一个分析器，以分析对应的回反射光。通常，来自该可调谐CW激光器的CW光，或来自该可调谐脉冲激光器的脉冲光被送入该FUT，并且来自该FUT远端的局域反射(诸如菲涅耳反射)的回反射光被分析，以获得该FUT的总PMD值。

虽然单端PMD测量概念和方法先前已经有了进展，但它们难以开发为可行的用于单端PMD测量商业仪器。困难在于基于这种概念的测试和测量仪器，要么不太可靠，要么非常昂贵，要么具有很长测试时间，要么要求光纤在长时间内非常稳定(即不具鲁棒性)，或者只具有非常有限的动态区间。

例如，对于多数单端PMD测量技术[12-16]，被测光纤(FUT)在测量期间不应移动。这对常规固定分析器法[13，15]也是如此，任何光纤移动都将影响极值(即极大值和极小值)，致使错误地估计PMD值。对于固定分析器法的单端方案，来自FUT回反射光的任何功率变化也可能导致对DGD(或PMD)的错误估计。不幸的是在实际的测量中不能在测量所有数据的整个时间段内保证FUT的这种稳定性，尤其是在测量已安装的光纤的DGD/PMD的情况下。

而且，参考文献[13，15]中所述的固定分析器法不仅对光纤运动有严格要求，而且在测量可靠性方面也具有一个主要的潜在缺陷，因为该方法仅使用一个检测器来测量光纤绝对损失(而不是标准化的光功率或传输)，而不考虑其他潜在因素，诸如光纤光谱衰减、用于一个仪器的相关构件的光谱损失、或该检测器的依赖于波长的增益。例如，假如不考虑光纤的光谱衰减，则将引起测量结果的误差或不确定性，尤其对于具有显著的光谱变化(相对于波长而言)的光纤而言，正如在较陈旧的光缆中所观察到的。

另外，在那些使用CW光源——不论是宽带光源还是可调谐激光器[12，13，17]——的已知技术之中，测量结果都可能不可靠，因为回反射光可能包含来自瑞利背向散射的显著贡献以及来自不位于该FUT远端的连接器等的任何虚假的局域反射。瑞利贡献随着光纤长度的增长而显著增长，而来自局域反射(诸如在FUT远端的菲涅耳反射)的反射光强度随着光纤长度而减小，因此使得该CW光源法对多数远程通信应用中所用的好几千米的FUT长度不实用。

因而，虽然目前已知的符合上述要求的技术可能允许对DGD/PMD进行合理的成功测量，但目前它们的应用范围和性能上尚不足以用作商业上可行的独立的测量仪器。

因此，所讨论的，例如在参考文献[12-17]中讨论的，已知技术和仪器，不能轻易适于开发鲁棒的、可靠的、且低本高效的商用单端PMD测试和测量仪器。为了从光纤链路的仅一端准确地测量总或总体PMD值，报道于著作中的、当前可得到的技术和概念具有如上所述的局限。

此外，如共同拥有的美国专利No.6,724,469(Leblanc)[18]中所解释的，在光通信系统中，对于特定的长光纤，该光纤链路的一个或多个短光纤段可以导致不可接受的总体偏振模色散(PMD)水平。例如在网络服务商希望提高已安装的光纤链路上的比特率，如提高到40Gb/s的情况下，重要的是能够获得分布式的PMD测量，即获得相对于光纤距离而变化的PMD信息，并定位一个或多个严重坏了的光纤段以使它/它们可以被更换，而不是更换整个光纤。

据此，Leblanc公开了一种测量PMD分布的方法，该方法使用偏振敏感OTDR，以识别高或低PMD光纤段，但不提供该FUT的真正定量的PMD值。因此，由于其自身的“定性”本性，Leblanc的技术整体上不适宜被开发为可以测量整个光纤链路的总PMD值的商用单端总体PMD测试仪器。

已知的是，使用所谓的偏振敏感光学时域反射计(POTDR；一般也被称为“偏振光学时域反射计”)来试图定位这样的“坏”光纤段。基本上，POTDR是一种对回反射信号的偏振状态(SOP)敏感的光学时域反射计(OTDR)。而常规的OTDR仅测量回反射光的强度，以确定沿着光路——例如已安装的光纤——的长度的衰减的变化，而为了监测该传输路径的偏振依赖特性，POTDR利用回反射光也展现出偏振依赖性这一事实。这样，最简单的POTDR包含一个OTDR，在其输出端和该被测光纤(FUT)之间具有一个偏振器；并且在返回路径上在其光检测器和该FUT之间包含一个偏振分析器。(应意识到，虽然典型的光学传输路径主要包含光纤，但该路径中常常有其他构件，诸如耦合器、连接器等等。然而，为了描述方便，这样的其他构件将被省略，然而应理解，用在本文中的术语“FUT”根据语境将涵盖光纤和总体传输路径二者。)

通常，这种POTDR可以被分为两类或两种。第一种POTDR在文献[19-24]中被公开。

第一种POTDR基本上测量随该沿着光纤的距离z而变化的局域双折射(1/拍长)，或换言之，分布式双折射。参照一个简单和众所周知的延迟波片实例，双折射是“慢”轴和“快”轴之间的每单位长度的相位延迟(相位差)。换言之，延迟是双折射乘以波片厚度。尽管普遍这样误解，但这不是PMD测量，。首先，在简化的图片中，DGD(z)是从0延伸至z的光纤段的总体延迟的导出物，并随着光学频率(波长)而变化，其次，长光纤表现为大量单元“波片”的级联，对每个单元波片，快轴和慢轴的取向以及每单位长度的延迟，随着距离z而随机地变化。

据此，DGD(z)是对所有落在上游的随着z的变化而展现出随机的双折射和该双折射轴的随机取向的复杂积分的结果，而双折射是在某些给定位置处每单位长度的延迟。据此，如上所述，为了获得所限定的DGD，必须应用这种积分导出物——其随着光学频率而变化。

因此，此第一种技术的总体局限是，它们不提供在所有情形下都直接、可靠、有效的以及定量的在光纤沿线距离上的PMD测量。相反的是，它们测量局域双折射(或拍长)和/或一个或多个相关参数，并从它们推出PMD——主要基于对该双折射的光纤特性以及具体模式的假定。例如，它们通常假定PMD与双折射的局域值以及其与所谓的耦合长度(或微扰长度)之间的一种关系，该关系即使在平均意义上是有效的，但也未必在局域上就是有效的。

一个实例是，这种技术假定光纤严格展现出“线性”双折射。假如确实存在圆双折射，那么因为穿过光纤的往返旅程属性(OTDR技术)，该圆双折射也会被“错过”或不被看到。值得注意的是，对现代“旋转光纤”的正确测量已经要求对它们的性能做出假定，因此对商用仪器来说是不能接受的。

第二个实例是，双折射和其他参数必须在整个长度上都被准确地测量——即使在光纤局域特性不满足所假定的模型和条件的那些段中；否则，所推导出的这些段的PMD——其是在某些长长度上的积分——即便定性地说，仍会在很大程度上被错误地估计。在实际中，虽然它们可以定量地测量双折射(见F.Corsa等人[19]，见上)，或统计地筛选高双折射段(Chen等人[23]，见上)，或获得短段的PMD的定量及相对估计，前提是认可了频繁出现的意外(Leblanc[18]，Huttner[22]，见上)，所以这第一种POTDR技术不能可靠且定量地测量PMD，尤其是现场中未知的、混合安装的光纤的PMD。此外，它们不能，即使是近似地，推导出长长度光纤——诸如10千米长的光纤——的总体PMD。

Fayolle等人[24](见上)要求保护一种公开的技术，其是“真正定量的，至少在给定的偏振模色散区间内”。然而，此技术也遇到与这一类型关联的本质局限，如上所述。事实上，通过利用带有两个轨迹变异的两个SOP(45°分开)，可能产出超越类似的第一种POTDR(例如，Chen等人的[23]，该文献的VOS基本上与Fayolle等人的[24]轨迹变异相同)的适度改善，或许改善为倍，这不会导致该FUT沿线距离上的具有可接受的准确度的真正定量的PMD测量。该技术测量一个众所周知与拍长(双折射)有关或相关的但不代表PMD系数的参数。其实，即使是Fayolle等人所公开的说明书中的模拟结果也显示了200％的不确定性余量。

理想的是，能够获得直接的、定量的PMD测量，即测量在沿着光纤的离散位置处的实际累积的PMD，如同该光纤终结在沿着其长度的一系列位置的每一个处以及如同进行经典的端到端PMD测量。这是因为确定脉冲展宽的参数是PMD，而不是双折射。假如已知通信链路的实际PMD值，那么就可以准确地确定二进制误码率或中断概率(通信在一段时间内失败的概率)，或功率代价(为维持与没有PMD时相同的误码率，再需多送入的功率量)。

(在本说明书中，术语“累积PMD”被用来区别于传统上由端到端测量的总体PMD。因为PMD不是局域量，PMD(z)是PMD从0至z的积分，其与累积概率相似，而不是与概率分布相似。当然，当距离z等于该FUT的总体长度时，累积PMD等于总体PMD。)

第二种已知的POTDR专用于PMD测量。这种类型没有遇到上述第一种POTDR的本质局限，因此表现出超越第一种POTDR的显著改善，至少在PMD测量方面。为了直接测量特定距离z处的PMD，即累积PMD，第二种POTDR使用在两个或更多个紧密相间的波长来获得的那些POTDR轨迹(OTDR trace)之间的关系，同时不需要对该光纤的双折射特性进行任何假定，也不需要在长度上的显式或隐式积分，也没有错过的段，也没有旋转光纤的问题，诸如此类。即便是圆双折射光纤或保偏光纤(PMF)的PMD也被正确地测量。与第一种类的实施不同，为定量地推导出PMD，第二种类的实施不需要引入假定和复杂模型。

这样，此第二种POTDR所能实现的对随光纤上的距离z而变化的累积PMD及其相应的斜率(PMD随距离改变的速率)的测量，促进了对上文所述的那些单独的、相对短的“坏”段的可靠识别和定量表征。

第二种类中，最广为人知的POTDR技术依赖于：在用少量特定输入SOP获得的OTDR轨迹和输出偏振分析器轴之间存在确定性的关系，例如美国专利No.6,229,599(Galtarossa)[16]和H.Sunnerud等人[14，15]的文章所公开的。这要求FUT在测量所有轨迹的整个时间段内在空间上是稳定的。不幸的是，这样的稳定性实际上不能被保证，尤其是测量已安装的光纤的情况下。

另外，第二种已知技术要求使用短脉冲；“短”的意思是脉冲长度短于FUT的任何段的拍长和耦合长度。为了正确地测量光纤中的PMD，而不限于具有短拍长的光纤，这些技术必须使用通常小于约10纳秒的OTDR光脉冲宽度。不幸的是，实际的OTDR对如此短的脉冲不具有一个有用的动态区间。另一方面，假如使用长光脉冲，则仅可以测量具有长拍长的光纤，这总体上限制这些技术去测量短距离和/或进行长时间地测量，或测量具有长拍长(典型地小PMD系数)的光纤。因而，虽然或许有可能使用已知技术且符合上述要求来进行相对成功的PMD测量，但在目前，其应用范围和性能尚不足以用于商业上可行的独立仪器。

另外，短脉冲的使用加重了叠加在OTDR轨迹上的所谓的相干噪声——当使用短脉冲时相干噪声将增大——由此造成的信噪比(SNR)问题。这是由于，回反射光的功率并不正好是从该光纤的每个单元(dz)发出的功率之和。对于相干光源，诸如POTDR应用中所用的窄带激光光源，在不同的背向散射源之间存在干涉。叠加在理想轨迹(功率之和)上的这种干涉或相干噪声，与脉冲宽度(或持续时间)和激光线宽二者都成反比。它也可以通过如下方式降低：通过增加等价激光线宽，即本征激光线宽等，或可通过使用“高频颤动”或在波长上对轨迹求均值，但这降低了最大可测量PMD值，因而也可能限制了最大可测量长度，因为PMD随着长度的增大而增大。粗略地说，条件是PMD·线宽＜1(其中线宽是光学频率单位)；否则有用的POTDR信号就会被去偏振作用“冲刷掉”。

因此，理想的是，有一种使用其长度大于FUT拍长的脉冲来定量地测量累积PMD(具有高动态区间，同时保持令人满意的空间分辨率)的技术，而同时对FUT的稳定性没有严格要求，也无需对光纤行为(例如强模耦合)进行假定。

总之，需要一种新的用于表征光路的这种偏振-依赖特性的方法，该方法对现场条件下出现的光纤运动和微扰本身鲁棒并且不要求昂贵和麻烦的偏振光学器件。优选地，此基础方法应奠定几种不同的实施方案，这些实施方案尤其适合对窄DWDM信道内的DGD、多个波长下的DGD、PMD以及随光纤链路上的距离而改变的累积PMD进行单端和/或双端测量。

发明内容

本发明寻求消除或至少减轻上述现有技术的缺点，或至少提供一种替代方案。

根据本发明的第一方面，提供了一种用于测量光路(FUT)的至少一个与偏振-相关特性的方法，该方法使用被连接到该光路的近端或近端附近的光输入装置，以及被连接到该光路的近端或远端处，或近端或远端附近的光输出装置；该光输入装置包含用于供应至少部分偏振的光的光源装置，以及用于控制所述至少部分偏振的输入光的偏振状态(I-SOP)并将所述光送入该FUT的装置；该光输出装置包含用于从该FUT中提取对应的光的装置，用于分析所提取的光的分析装置，以及检测装置，所述检测装置用于检测对应于该分析器装置的至少一个传输轴的分析光(A-SOP)，以提供至少两组波长的每一组中的每一波长下的传输的相干光功率，其中每一组波长中的低波长(λ_L)和高波长(λ_U)紧密相间，并且其中以下三个条件不是同时都被满足：

a.(输入)源和检测装置处于FUT的同一端；

b.在分析和检测装置中仅使用一个检测器；

c.来自光源的光主要包含瞬时脉冲，该脉冲的空间展宽超过FUT拍长的10倍；

并且其中所述组包含一个波长对，每一组中的所述波长对都对应一个小的光学频率差，并在所述波长对间限定了一个中点波长，并且其中I-SOP和A-SOP对于每个所述组中的每个所述波长基本恒定，并且其中，在各个所述组之间，中点波长、I-SOP和A-SOP中的至少一个是不同的，该方法包括以下步骤：

i.为所述至少两个组中的每一组计算至少一个对应于所述波长对中的每个波长的测得的功率参数的差，所述测得的功率参数与所述被分析的和随后被检测的光的功率成比例，由此限定了至少两个测得的功率参数差的集合；

ii.计算所述差的集合的均方值；并且

iii.计算作为所述均方值的至少一个预定函数的至少一个偏振-相关FUT特性，所述预定函数取决于所述波长之间的小的光学频率差，所述波长对应于所述至少两对紧密相间的波长中的每一对的波长；并且

iv.输出所述至少一个偏振-相关FUT特性的值。

对于双端测量，所述光输出装置可以连接到该FUT的远端处或远端附近。

优选地，对于特定波长处的DGD测量，例如，对于窄DWDM信道测量，每个所述组都包含基本具有所规定的中点波长的波长对，所述至少一个偏振-相关FUT特性是所述中点波长处的差分群时延(DGD)。

所述所测得的功率参数可以是所计算的标准化功率T(v)，所述预定函数对于小的光学频率差(δv)可以根据以下微分公式来表达：

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}$

其中常量${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{9}{2}},$v是对应于所述中点波长的光学频率。

根据本发明的第二方面，提供了用于测量光路(FUT)的至少一个偏振-相关特性的测量仪器，包含：

光输入装置，其用于连接到该光路的近端或近端附近，以及

光输出装置，其用于连接到该光路的近端或远端处，或近端或远端的附近，以提取、分析和检测已穿过该FUT的至少一部分的光，并提供对应的电信号，以及

处理装置，其用于处理来自该光输出装置的电信号，以确定所述至少一个偏振-相关特性；

该光输入装置包含：

光源装置，其用于供应在至少两个波长组中的每个波下的至少

部分偏振的光，以及

SOP控制器装置，其用于控制所述至少部分偏振的输入光的偏振状态(I-SOP)，并将所述光送入该FUT，其中每个所述波长组中的低所述波长(λL)和高所述波长(λ_U)紧密相间，所述组包含一个波长对，每个组中的所述波长对对应一个小的光学频率差，并且在所述波长对间限定一个中点波长，以及所送入的光的SOP和A-SOP对于每个所述组中的每个所述波长基本恒定，并且其中，在各个所述组之间，中点波长、I-SOP和A-SOP中的至少一个是不同的，以及

该光输出装置包含：

提取及分析装置，其用于从该FUT中提取对应的光，并分析所提取的光，以及

检测装置，其用于检测对应于该分析器装置的至少一个传输轴的分析光(A-SOP)，以提供所述的至少两组波长的每一组中的分析光在每一波长下的传输相干光功率，其中每个所述波长组中的低所述波长(λ_L)和高所述波长(λ_U)紧密相间，并且其中下面三个条件并不同时被满足：

d.输入源和检测装置处于FUT的同一端；

e.在分析和检测装置中仅使用一个检测器；

f.来自光源的光主要包含瞬时脉冲，该脉冲的空间延伸超过FUT拍长的10倍；

该处理装置被配置并可操作用于：

v.为所述至少两个组中的每一组计算至少一个对应于所述波长对中的每个波长的测得的功率参数的差，所述测得的功率参数与所述被分析的和随后被检测的光的功率成比例，由此限定了至少两个测得的功率参数差的集合；

vi.计算所述差的集合的均方值；并且

vii.计算作为所述均方值的至少一个预定函数的至少一个偏振-相关FUT特性，所述预定函数取决于所述波长之间的小的光学频率差，所述波长对应于所述至少两对紧密相间的波长中的每一对的波长；并且

viii.输出所述至少一个偏振-相关FUT特性的值，以便显示、传输或进一步处理。

根据本发明的第三方面，提供了用于连续且重复地产生两个或更多个紧密相间的波长的相干光的光源设施，该设施包含：

光学增益介质；

至少两个包括所述光学增益介质的激光腔，每个腔共享它们的各个激光腔的一部分；

至少一个输出耦合器，其允许提取对应于每个所述至少两个激光腔的腔内光的一部分；

分束器，其用于将该光分成至少两个空间上分离的部分，每个所述至少两个激光腔对应于所述至少两个部分中的至少一个；

多信道波长可调谐带通滤波器装置，其包含对应于不同的紧密相间的波长的至少两个信道，其可操作以将对应于所述至少两个空间上分离的部分中的每一个的光接收到各自的信道中，并可操作以同步方式对所述信道进行波长调谐；以及

多信道光阻挡装置，其可操作以使不超过一个空间上分离的入射到其上的所述光部分连续，并阻挡所有其他光部分，不被阻挡的光部分的选择取决于所述多信道光阻挡装置的参数。

对于美国指定有效的是，根据本发明的一个方面，提供了一种用于测量光路(FUT)的至少一个偏振-相关特性的方法，该方法使用被连接到该光路的近端或近端附近的光输入装置，以及被连接到该光路的近端或远端处，或近端或远端附近的光输出装置；该光输入装置包含用于供应至少部分偏振的光的光源装置，以及用于控制所述至少部分偏振的光的偏振状态(I-SOP)并将所述光送入该FUT的装置；该光输出装置包含用于从该FUT中提取对应的光的装置，用于分析所提取的光的分析装置，以及检测装置，所述检测装置用于检测对应于该分析器装置的至少一个传输轴的分析光(A-SOP)，以提供至少两组波长的每一组中的每一波长下的传输的相干光功率，其中每一组波长中的低波长(λ_L)和高波长(λ_U)紧密相间；

并且其中所述组包含一个波长对，每个组中的所述波长对对应一个小的光学频率差，并在所述波长对间限定一个中点波长，并且其中I-SOP和A-SOP对于每个所述组中的每个所述波长基本恒定，并且其中，在各个所述组之间，中点波长、I-SOP和A-SOP中至少有一项是不同的，该方法包括以下步骤：

ix.为所述至少两个组中的每一组计算至少一个对应于所述波长对中的每个波长的测得的功率参数的差，所述测得的功率参数与所述被分析的和随后被检测的光的功率成比例，由此限定了至少两个测得的功率参数差的集合；

x.计算所述差的集合的均方值；并且

xi.计算作为所述均方值的至少一个预定函数的至少一个偏振-相关FUT特性，所述预定函数取决于所述波长之间的小的光学频率差，所述波长对应于所述至少两对紧密相间的波长中的每一对的波长；并且

也对美国指定有效的是，根据本发明的另一方面，提供了用于测量光路(FUT)的至少一个偏振-相关特性的测量仪器，包含：

光输入装置，其用于连接到该光路的近端或近端附近，以及

光输出装置，其用于连接到该光路的近端或远端处，或近端或远端的附近，以提取、分析和检测已穿过该FUT的至少一部分的光，并提供对应的电信号，以及

处理装置，其用于处理来自该光输出装置的电信号，以确定所述至少一个偏振-相关特性；

该光输入装置包含

光源装置，其用于提供在至少两个波长组中的每个波长下的至少部分偏振的光，以及

SOP控制器装置，其用于控制所述至少部分偏振的光的偏振状态(I-SOP)，并将所述光送入该FUT，

其中每个所述波长组中的低所述波长(λ_L)和高所述波长(λ_U)紧密相间，

所述组包含一个波长对，每个组中的所述波长对对应一个小的光学频率差，并且在所述波长对间限定一个中点波长，以及

所送入的光的SOP和A-SOP对于每个所述组中的每个所述波长基本恒定，并且其中，在各个所述组之间，中点波长、I-SOP和A-SOP中至少有一项是不同的，并且

该光输出装置包含：

提取及分析装置，其用于从该FUT中提取对应的光，并分析所提取的光，以及

g.检测装置，其用于检测对应于该分析器装置的至少一个传输轴的所述分析光(A-SOP)，以提供所述的至少两组波长的每一组中的分析光在每一波长下的传输相干光功率，其中每个所述波长组中的低所述波长(λ_L)和高所述波长(λ_U)紧密相间；

该处理装置被配置并可操作用于：

xii.为所述至少两个组中的每一组计算至少一个对应于所述波长对中的每个波长的测得的功率参数的差，所述测得的功率参数与所述被分析的和随后被检测的光的功率成比例，由此限定了至少两个测得的功率参数差的集合；

xiii.计算所述差的集合的均方值；并且

xiv.计算作为所述均方值的至少一个预定函数的至少一个偏振-相关FUT特性，所述预定函数取决于所述波长之间的小的光学频率差，所述波长对应于所述至少两对紧密相间的波长中的每一对的波长；并且

xv.输出所述至少一个偏振-相关FUT特性，用于显示、传输或进一步处理。

本发明的前述五个方面的优选实施方案和类型在所附的从属权利要求中被阐述。

根据下文中对本发明的优选实施方案——其仅以实施例的方式被说明——与附图结合的详细说明，本发明的前述及其他目的、特征、方面和优点将更显而易见。

附图说明

双端PMD测量

图1是连接到被测光纤(FUT)两端的测量仪器的几个部分的简化的概括示意图，该仪器用于对该FUT执行双端测量，以确定DGD和/或平均DGD和/或rms DGD；

图1B是与图1类似的简化示意图，但图1B所示仪器使用一个可调谐激光光源、一个输入-SOP控制器(扰偏器)、一个输出-SOP控制器(扰偏器)、一个偏振器/分析器、以及一个测量分析光的检测器；

图1C是与图1B所示仪器类似的仪器的简化示意图，但图1C所示仪器使用一个耦合器、一个偏振器以及两个检测器；其中一个检测器用于测量经过偏振器后的分析光，另一个检测器用于测量与来自FUT的总输出光功率成比例的光。

图1D是与图1B所示仪器类似的仪器的简化示意图，但图1D所示仪器具有两个连接到耦合器的检测器，用以测量两个重复的功率，以便降低测量中的非相关噪声；

图1E是与图1C所示仪器类似的仪器的简化示意图，但图1E所示仪器具有单个检测器和一个光学开关，该光学开关用于将检测器选择性地连接到用于测量来自偏振器的分析光，以及测量来自耦合器的、与来自FUT的总输出光功率成比例的光；

图1F是与图1E所示仪器类似的仪器的简化示意图，但图1F所示仪器的耦合器和偏振器被替换成偏振分束器(PBS)，光学开关将单个检测器选择性地连接到该PBS的多(两)个输出端口；

图1G是与图1B所示仪器类似的仪器的简化示意图，但图1G所示仪器使用一个PBS和两个检测器；

图1H是与图1所示仪器类似的仪器的简化示意图，但图1H所示仪器具有一个偏振计，其用于分析和检测来自FUT的光；

图1I是与图1B所示仪器类似的基于宽带光源的双端PMD测量/测试仪器的简化示意图，但图1H所示仪器使用一个宽带光源来提供光，并使用一个可调谐滤波器(在偏振器和检测器之间)，以使得仅能检测以该滤波器的通带波长为中心的小频谱宽度内的光；

图1J是与图1I所示仪器类似的基于宽带光源的双端PMD测量/测试仪器的简化示意图，但图1J所示仪器使用一个色散元件(多信道滤波器)和一个多信道检测器阵列，该多信道检测器阵列同时或在一短时间内测量经过偏振器后的分析光。

单端总体PMD测量

图2与图1对应，但图2是用于单端总体PMD测量的测量测试仪器的简化示意图；

图2B至2G分别与图1B至1G对应，示出了对应的单端测量仪器，其中该测量仪器的两部分同处于FUT的近端。

单端累积PMD测量

图3是体现了本发明的一个方面的偏振敏感光学时域反射计(POTDR)的简化示意图；

图3A是体现了本发明的一个方面的偏振敏感光学时域反射计的简化示意图；

图3B是体现了本发明的一个方面的偏振敏感光学时域反射计；

图3C是体现了本发明的一个方面的偏振敏感光学时域反射计；

图4A是流程图，其图显示了图1C和1G的双端PMD测量仪器的光源和输入SOP控制器的操作；

图4B是流程图，其图显示了图1C和1G的双端PMD测量仪器的分析器及检测单元的操作；

图4C是流程图，其图显示了图4B的流程图的一组功率(数据)获取步骤；

图4D是流程图，其图显示了图4C的流程图的一功率(数据)获取步骤；

图5A显示出了图示图2C和2G的单端PMD测量的流程图的几个部分；

图5B是流程图显示了图5A的流程图的一组功率(数据)获取步骤；

图5C是流程图显示了图5B的流程图的一个功率(数据)获取步骤；

图6A是流程图，其显示了图3的POTDR的操作；

图6B是流程图，其显示了图6A的流程图的一个轨迹的获取步骤；

图7是图显示了一个可调谐调制光学光源示意图；

图7A显示了一个基于SOA的可调谐调制光学光源的示意图的一个实施例；

图8A显示了一个可以被用于单端总体PMD测量和单端累积PMD测量的带有时延的可调谐脉冲光源的示意图；

图8B显示了另一个可以被用于单端总体PMD测量的不带时延的替代性可调谐脉冲光源的示意图；

图8C显示了另一个可以被用于单端总体PMD测量和单端累积PMD测量的替代的可调谐脉冲光源；

图9A是一个激光源的简化示意图，该激光源已经被调整为确保所发出的光具有高偏振度(DOP)；

图10A和10B是可以被用于单端总体PMD测量和单端累积PMD测量的替代性可调谐脉冲光源的示意性表示。

具体实施方式

在附图中，相同或类似的构件在不同的图中具有相同的参考数字，适当的情况下带有一个指示差异的符号。

本发明的各种方面，以及它们各自的实施，都基于相同的基础理论。这些方面的实施方案可以有利地用于：针对窄光学信道或在指定的宽波长区间内的、对PMD或依赖于波长的DGD的双端测量、单端总体PMD测量、单端累积PMD测量以及其他相关变体。

在下文描述的本发明的每个优选实施方案中，将通常有三个主要部分，即(i)输入光控制器、(ii)分析器或检测单元、以及(iii)模拟及数字处理单元，连同一个或多个控制单元。在所谓的双端案例中，输入光控制器将位于FUT的近端，而分析器及检测单元以及方便的是还包括模拟及数字处理单元在内，将位于FUT的远端。处于FUT近端的第一控制单元控制输入光控制器，处于FUT远端的第二控制单元控制分析器及检测单元和模拟及数字信号处理单元。在所指的单端案例中，在该测量仪器的所有构件都处于FUT近端的情况下，这两个控制单元可以被组合成单个控制单元。

虽然体现本发明的每个仪器都将具有上述三个部分或段，但根据这三种不同的PMD测量类型，即(i)双端总体PMD测量、(ii)单端总体PMD测量、以及(iii)单端累计PMD测量，在配置方面将有许多细节上差异。

这样，输入光控制器将包含一个至少部分地偏振的光源——例如可调谐激光器或宽带光源，以及一个输入SOP控制器——其用于在来自该光源的光被送入FUT之前控制该光的SOP。除了一个输出SOP控制器以外，分析器及检测单元还可以包含一个偏振器和一个检测器，或一个PBS和两个检测器，或一个耦合器、一个偏振器连同两个检测器，诸如此类。在输入光源是宽带源的情况下，分析器及检测单元也可以包含一个可调谐滤波器，用于选择光学频率(替代性地，但稍有逊色，输入光源可以包含的一个如此的可调谐滤波器)。模拟及数字处理单元可以包含一个数字获取单元、一个采样及求平均单元以及一个数据处理器单元，在该采样及求平均单元中执行模拟-数字转换。

使用单端测量法，通过分析来自FUT远端处的强局域反射(例如菲涅耳反射、布喇格反射器等等)的回反射光，可获得总体PMD值，因此可以有利地使用一个长脉冲，因为实质上所有回反射光都源自局域反射，而不是来自沿着脉冲长度分布的瑞利背向散射。也可以优选地使用两个紧密相间的波长来进行测量。然而，为了使用单端测量法来测量累积PMD，必须分析随着光纤长度而变化的OTDR轨迹，因此可以优选的是使用一个短光脉冲，以便获得清晰的POTDR轨迹，该POTDR轨迹不遭受因PMD所致的脉冲“前沿”相对于“后沿”的SOP演化而造成的不适当的空间去偏振。

另外，典型地，对于一次获取，随着要求测量的光纤长度而变化的累积PMD“曲线”会有一个近似“连续的”增加。因为，对于一个给定的紧密相间的波长间隙，有一个最大PMD值(归因于饱和)和一个最小PMD值(归因于检测灵敏度)可以被测量，因而也优选的是，送入具有两个或更多个(例如三个或四个)紧密相间的波长的光脉冲。以此方式，在不同的紧密相间的波长间隔下所进行的测量的PMD值可以在处理中被“缝合”到一起，因而可测量的最小和最大PMD值可以被显著地加强。

对于双端PMD测量，激光器必须能够设置或调制其光学频率，以在不同时间产生两个或更多个紧密相间的波长。

现在将参照图1至3C用于本发明的双端PMD测量、单端总体PMD测量和单端累积PMD测量的三种主要的PMD测量法的优选实施方案和仪器配置，以及其修改、变更和替换，进行描述。

双端PMD测量

在下文的针对双端PMD测量的描述中，术语“调制光脉冲”指的是这样的传播光：其在限定的时间间隔内，与至少一些其他脉冲在以下的一个或多个方面区分开：特征波长、特征平均功率、特征脉冲持续时间、特征叠加振幅或在比脉冲持续时间的倒数要高很多的频率下的相位调制、其持续期间的特征消光比、在获取处理中所述光的采样的特征持续时间、或任何其他可测量的区别性属性。

在图1所示的本发明的第一优选实施方案中，用于双端DGD/PMD测量的测试/测量设施包含：输入光控制器装置42，其位于FUT 18的近端处或近端附近，并通过连接器16A连接到FUT 18的近端处或近端附近；以及分析器及检测装置44，其位于FUT 18的远端处或远端附近，并通过连接器16B连接到FUT 18的远端处或远端附近。输入光控制器装置42包含光源12和输入SOP控制器装置14A(方便地被称为I-SOP控制器或扰偏装置)，其在将来自光源12的光经由连接器16A送入FUT18之前控制该光的SOP。

在光源12的偏振度(DOP)不高的情况下，通过将偏振元件19(例如偏振器、偏振分束器等等)插入光源12下游的光路中，可以提高DOP。然而，假如光源12和偏振元件19之间没有使用保偏光纤(PMF)，那么可能有必要添加附加的偏振调节器13(通常是“在厂家里被设置好”的偏振控制器)，如图9A所示，以便使传输经过偏振元件19的功率近似最大化。应注意，偏振元件19可以与用于单侧测量的特定实施方案的偏振元件(20、20A、20C)相同，如图2B-G和3A和3B所例示。

第一(输入)控制单元30A控制可调谐激光源12A的波长，以及输入I-SOP控制器14A的设置，具体来说是用于，在来自光源12的光被送入FUT 18之前对该光的SOP进行扰偏控制。

分析器及检测装置44包含输出SOP控制器(A-SOP)14B(方便地被称为A-SOP控制器或扰偏装置)，随之是偏振鉴别器20，以及检测装置22。假如检测装置22不能够正确地测量高的光功率，那么功率控制装置(未示出)——例如光学衰减器——可以被插入，以在从FUT 18中提取的光被施加到检测装置22之前对该光进行衰减。该光学衰减器的目的是确保远端的光水平不会高至潜在地使检测装置22“饱和”或呈现非线性效应。假如，例如在短光纤链路上执行测量——其中被光纤引入的总体衰减小，就可能是这样的情形。对于长链路，光学衰减器通常将被设置为最小衰减。

模拟及数字处理单元40包含采样及求平均单元32和数据处理器装置34，可选地带有用于显示结果的显示器装置36。分析器及检测装置44的构件(除了偏振鉴别器)以及模拟及数字处理单元40被第二输出控制单元30B控制。

在控制单元30B的协同下，采样和/或平均电路32以已知方式使用内部模拟-数字转换器对来自检测器22B和22C的随着时间而变化的对应的电信号进行采样，所采样的信号是在其一部分持续时间内经时间平均的，以提供对应的数字电平。这部分被选择，以避免在所检测的功率、偏振和/或波长中的瞬态效应和/或带宽限制效应，所述的这些效应由光源装置12、I-SOP控制器14A、包含A-SOP控制器装置14B和偏振鉴别器装置20的分析装置、和/或任何由模拟电子器件带宽限制所导致的(脉冲)信号畸变所引起。

所得平均功率被数据处理器34用来得出FUT18在特定波长下的DGD值或在规定波长区间内的PMD值，如将在下文中根据本发明的特定方面更详细地描述的那样。

图1的双端仪器的各种不同配置在图1B至1J中示出，现在将简要地描述。图1至1H描绘的仪器配置的共同之处是它们都使用可调谐激光源，而图1I和1J描绘的仪器配置使用宽带光源和可调谐滤波器。

这样，在图1至1H所示的每个“双端”仪器中，光源12A包含可调谐光学调制激光源12A，它的输出，视情况而定，被耦合到保偏光纤(PMF)或单模光纤(SMF)，以便将调制光脉冲经由(输入)偏振状态(I-SOP)控制器装置14A和输入连接器16A送入被测光纤(FUT)18。从FUT 18中提取的输出光被偏振鉴别器20分析，所述被分析的光在一个时间段内被测量——在该时间段内，来自光源装置12的两个不同波长，即λ_L^(k)和λ_U^(k)下的光被接连检测，所述两个不同波长彼此紧密相间。

这些不同配置之间的主要区别在于分析器及检测装置44。对此，在图1B所示的仪器的分析器及检测装置44中，偏振鉴别器包含线性偏振器20A，检测装置包含单个检测器22A。

图1C示出了与图1B所示仪器类似的仪器，但区别在于图1C所示仪器具有两个检测器22B和22C以及一个被插在A-SOP控制器14B和偏振鉴别器(偏振器)20A之间的耦合器21。检测器22B连接到偏振器20A，并测量来自偏振器20A的所述被分析的光；检测器22C直接连接到耦合器21，并测量与从FUT 18中所提取的光的总功率成比例的光。所提取的光的SOP被A-SOP控制器或扰偏器14B转换，随之该光被耦合器21分成两部分。连接到耦合器21的两个输出端之一的偏振器再连接到第一检测器22B来测量来自偏振器的所述被分析的光；连接到耦合器21的另一个输出端的第二检测器22C，测量与来自FUT的总输出光功率成比例的功率。该光可以近似同时被检测器22B和22C检测。然而，应注意，并不总是有必要真正同时地用两个检测器22B和22C检测所分析的光，而是可以在稍许不同的时间检测所分析的光。

图1D所示仪器与图1C所示仪器类似，区别在于偏振器20A和耦合器21互换位置，两个检测器22B和22C分别连接到输出耦合器21的各(两)个输出端，以测量两个重复的功率。

图1E所示仪器与图1C所示仪器类似，它们都包含耦合器21和偏振器20A，但区别在于图1E所示仪器仅具有一个检测器22A。被控制单元30B控制的光学开关23将检测器22A的输入端选择性地连接到耦合器21的输出端和偏振器20A的输出端，以分别测量所分析的光和与来自FUT 18的总输出光功率成比例的光功率。

图1F所示仪器与图1E所示仪器类似，区别在于图1F所示仪器使用单个检测器22A和一个光学开关23，但带有PBS 20C而不是线性偏振器。控制单元30B使得开关23将检测器22A选择性地连接到PBS 20C的各(两)个输出端口，以测量来自每个端口的所分析的光。

因为光学开关23被用来将来自耦合器21和偏振器20A(图1E)或来自PBS 20C(图1F)的两个光路的输出光导入同一个检测器，所以来自这两个不同光路的光可以在不同的时间被检测。这将允许使用仅一个检测器(以及关联的电子器件)，同时保持许多与使用两个检测器关联的优点。当然，与使用仅一个检测器关联的成本的降低在很大程度上将被引入光学开关所增加的成本抵消，而且也会有测量时间上的代价。

图1G所示仪器与图1F所示仪器类似，但区别在于图1G所示仪器省略了开关，并且两个检测器22B和22C分别连接到PBS 20C的各(两)个输出端口，以测量来自该各个端口的所分析的光。来自FUT 18的远端的光的SOP被A-SOP控制器或扰偏器14B转换，随之该光被PBS 20C分解为两个分量，其具有正交的SOP，典型地为0度和90度相对取向的线性SOP。第一检测器22B连接到PBS 20C的两个输出端之一，以接收这些正交分量之一；PBS 20C的另一个输出端(相对于来自FUT 18的光)连接到第二检测器B 22C，以接收另一个正交分量。一旦经过适当校准，以将相对的检测器效率、波长依赖性等考虑在内，如下文将要描述的，分别来自检测器22B和22C的所检测的功率的总和与总入射(即未分析的)功率(常常被称为Stokes参数S₀)成比例。该光可以被检测器22B和22C近似同时地检测。

应意识到，在偏振鉴别器20包含偏振器21A和耦合器21(图1C)的情况下，连接到耦合器21的检测器22C接收非偏振相关的光。

图1H所示仪器与图1B所示仪器类似，但区别在于图1H所示仪器的分析器及检测装置44包含偏振计45，偏振计45的输入端经由连接器16B连接到FUT 18，输出端连接到采样及求平均单元32。偏振计45被控制单元30B控制，以对从FUT 18接收的光进行分析和检测。

现在将参照图1I和1J描述本发明的使用宽带光源12B而不是可调谐激光源12A的优选实施方案。图1I所示测量/测试设施与图1B所示以及参照图1B所述的测量设施类似，但区别在于图1I所示测量设施的输入光控制器装置42包含偏振宽带光源12B而不是可调谐激光源，并且图1I所示的分析器及检测装置44与图1B所示的分析器及检测装置44不同，因为前者具有插在偏振器20A和检测器22A之间的可调谐滤波器27。可调谐滤波器27被控制单元30B控制。

应意识到，可调谐滤波器27可以选择性地被置于FUT 16B的输出端和检测器22A之间的光路中的任何位置，同时保持紧邻控制单元30B，而不限于如图1I所示被置于偏振器20A和检测器22B之间。其实，更通常的是，可调谐滤波器27可以被置于宽带源12B和检测器22A之间的任何位置。然而，将该滤波器置于FUT 18近端处的输入光控制器42中会导致控制及同步的困难，因为FUT近端处的可调谐滤波器27和远端处的控制单元30B之间的通信将困难。

在图1I的实施方案中，假如该宽带光源的固有DOP不太高，那么，通过在将来自宽带光源12B的光送入FUT 18之前使该光经过偏振器，并调节该入射光的SOP，可以获得“良好地偏振的”宽带光(见图9A)。在此情形下，一个附加的偏振调节器(即偏振控制器)和一个偏振器(见图10A、10B和2D)将被插在宽带光源12B和I-SOP控制器14A之间。该偏振控制器将调节光的输入SOP，以从该偏振器获得近似最大的输出光功率。

图1J所示仪器与图1I所示仪器类似，但区别在于可调谐滤波器27被替换为分光计装置或多信道滤波器装置，具体地是色散元件27A，例如基于光栅的波长分离器，用于随角度的变化分离这些不同的光波长。单个检测器被替换为用于近似同时地检测这些波长下的光的功率的检测装置，例如多信道检测器阵列22D或类似装置。替代性地，检测器阵列可以被替换为几个光纤尾纤式光电探测器——其可以被连接到光纤阵列以检测处于不同空间位置的光，或简单地将处于不同空间位置的具有不同光学波长的光送入不同的光感探测器。虽然此设计具有较高的成本，但它可以快速地测量DGD或PMD。

优选地，在图1至1J所示的“双端”测量仪器中，在FUT18远端处的控制单元40B和近端处的控制单元40A之间没有“上行”通信。控制单元30B包含软件或固件，这些软件或固件允许控制单元30B从以下信息确定从FUT 18中提取的特定的被检测的调制光脉冲是否对应于最高、最低、或在适当时，是中等的紧密相间的波长，所述信息是输入光控制器42——适宜地，在控制单元30A的控制下——编码到光学信号上的信息。

上文描述的优选实施方案在本发明的那些原理方面是共通用的。然而，对应于这些原理方面之每一个的优选实施方案的细节，包括它们的操作细节，将在下一个子章节中被更详细地描述。

在下文的描述中，术语“调制光脉冲”指的是这样的传播光：其在限定的时间间隔内，与至少一些其他脉冲在以下的一个或多个方面区分开：特征波长、特征平均功率、特征脉冲持续时间、特征叠加振幅或在比脉冲持续时间的倒数要高很多的频率下的相位调制、其持续期间的特征消光比、在获取处理中所述光的采样的特征持续时间、或任何其他可测量的区别性属性。在下文更详细的描述的语境中，“调制光脉冲”的含义将更清晰。

特定波长处的DGD测量

在一个窄DWDM信道中，测量信道内一个以上波长(λ_mid)处的DGD往往并不切实际，因为这些紧密相间的波长的光学频率间隔可能占了可用的光学通带的一大部分，因此在另一个中点波长处的测量可能导致这两个紧密相间的波长经历过量的衰减、偏振-依赖损失以及其他可能致使测量不可靠或不可行的有害效应。(如将要在下文更详细地描述的那样，非常小的光学频率间隔可能不足以允许小DGD值的测量。)然而，大体上，当FUT的PMD相对小——例如小于0.2-0.5ps——时，一个小的带内波长区间(诸如30GHz)内的DGD可展现出小的变化，尽管常常仍期望获得每个波长处的DGD从而获得这个小的信道波长区间内的平均DGD或rms DGD。

也应注意，特定波长处的DGD测量不限于“带内”应用，诸如对整个DWDM信道中的光学链路作测试。

注意，对于“专用”DWDM信道中的DGD测量，即总是在近似相同的特定波长处进行的测量，光源装置12不是必须得大幅可调谐的或带宽光源非常宽，仅要求其能够发射以前述“特定波长”为中心的两个不同的紧密相间的波长下的相干光。然而，对于多数测量应用，期望光源装置12可调谐或光源带宽非常宽，以便对数个其他DWDM信道波长中的任何一个进行测量——例如在通信C和/或L带中。此可调谐光源或宽带光源装置的优选实施方案的操作的更详细描述，将在稍后的子章节中给出。

如在上文“背景技术”章节中描述的，DGD可以随着时间和/或环境条件变化而改变。对于许多测量应用，该测量的速度(“更新速率”)不是关键的。因此，出于成本考虑，有利的是，为输入-SOP控制器14A和分析装置选择便宜的偏振扰偏器。适宜用于I-SOP和A-SOP控制器14A和14B二者的低成本SOP扰偏器的一个实例是，在共同拥有的、2007年11月26日提交的美国临时专利申请No.60/996,578中被描述。

从输入I-SOP控制器14A出来的光的实际SOP一般是未知的，但经历“连续扫描”，即在好几组紧密相间的波长之间轻微地变动，以使在足够长的时段，通常对应于为获取可靠的DGD测量的最短时段内，该SOP将近似均匀地覆盖庞加莱球。

位于FUT 18的远端的输出A-SOP控制器14B也以类似于输入I-SOP控制器14A的方式使从FUT 18出来的光的SOP缓慢地变动，尽管整体上各自的变动速率并不相同，并且从I-SOP控制器14A和A-SOP控制器14B出来的光是不相关的。

更具体地，对于特定的测量序列k，控制单元30B使光信号——其被介入的偏振鉴别器(诸如偏振分束器(PBS)或偏振器)分析——在一部分时间内被测量——在该一部分时间内，来自光源装置12/12A的两个不同波长，即λ_L^(k)和λ_U^(k)下的光被接连检测，所述两个不同波长彼此紧密相间，在所述的一部分时间内，分别从I-SOP控制器14A和A-SOP控制器14B出来的SOP近似恒定，并形成第k个SOP对(I-SOP^(k)，O-SOP^(k))(优选地，前述部分小于“物理”脉冲长度的50％，原因将在下文解释。)。这对调制光脉冲的中点波长被限定为调制光脉冲的实际波长的平均值，即${\lambda }_{\mathrm{mid}}^{\left(k\right)}=({\lambda }_L^{\left(k\right)}+{\lambda }_U^{\left(k\right)})/2.$(为了方便和便于理解，标注L和U指的是相对于中点波长λ_mid^(k)的波长“低”和“高”值。)

所测量的分析光信号在被施加到数据处理器34以进行随后的处理之前，被采样及求平均装置32转换为电信号并接着被数字化。

在从一个紧密相间的波长转换到其他的过程中，来自光源装置12A的光被暂时地熄灭例如大约40μs，这段时间远远短于许多光学网络中的DWDM信道均衡器的典型的反应时段。此熄灭的精确时段被控制单元30B用来识别随后的脉冲是对应于高波长还是对应于低波长。

上述测量序列针对K个不同的组被重复，每个组对应于一个稍许不同的I-SOP和A-SOP。在实际中，对于连续SOP扫描方式，K应大于1000，理想地大于10,000，以获得令人满意的结果。

对应于每个紧密相间的波长处的光发射的时间段不是特别关键，但很明显，较长的持续时间将导致此方法的较长的总体测量时间。已经发现，在测量时间和光源波长切换速度限制之间的良好折衷是大约1ms的时段。

假如不能大致知晓所要测量的DGD值，那么紧密相间的波长对的光学频率差就有可能太大从而不允许精确地测量高DGD值，或者太小从而不允许精确地测量低DGD值。在这样的情形下，理想的情况是仅使用有限数目的K值执行初步粗略的DGD估计。(应注意，用连续SOP方式，对于粗略测量，K必须仍相对大，例如大于500，然而假如使用替代性的“宏观步幅(macroscopic-step)SOP选择”方式，如下文所述，K可以是一个小得多的值，例如近似等于10。)继后，取决于结果，紧密相间的波长的间隔可以被调节，同时保持中点波长处于相同的值。然而，如上所述，在窄DWDM信道——其可以例如仅具有近似等于35GHz的可用通带宽度——中，增大波长间隔并不总是可行的。

用于“适配”紧密相间的波长之间的光学频率差的另一个途径是，在每个组中使用两个以上的紧密相间的波长，波长对之间的间隔是不等的。如上所述，如果初步的DGD估计指示波长间隔应不同，那么仅需要将对应于“最优”紧密相间的波长对的中点波长偏移到对应于初始紧密相间的波长对的中点波长。这样的途径适于优选的光源装置12，其实施方案将在下文中更详细地描述。

有利地，为了估计并部分地补偿测量中的噪声的影响，针对每一组，在相同的两个紧密相间的波长处进行“重复测量”，当没有噪声时，这些重复测量原则上基本等同于“原始”测量。在实际中，这样的噪声可能源自以下各项的任何组合：ASE噪声(来自光纤链路中介入的光学放大器)、偏振噪声、光源功率波动等等。利用该技术来提高测量灵敏度将在下文加以详细描述。

然而，应注意，方便的是，在该优选实施方案中，并不实际传输截然不同的“物理”重复脉冲，而是在获取过程中通过在不同于进行“初始”测量的那部分时间的时间部分内对“物理脉冲”(对应于激光发射特定波长的时段)进行采样，来执行等价的功能。因此，在一个优选实施方案中，每个“物理脉冲”包含两个“光学调制脉冲”

将在下文中更详细地描述以下计算方法：通过该计算方法，这样获取的数据可以被转换成可靠的DGD测量，包括对存在显著的ASE噪声的情况下。

使用重复的DGD(λ)测量的RMS或均DGD测量

通过在规定的波长区间内重复地应用本发明的上述测量特定波长处的DGD的方法，可以通过随波长变化的DGD来估计光纤链路的偏振模色散(PMD)(根据“rms”或“平均”PMD定义之任一或二者)。优选地，这些波长应近似均匀地分布在规定的波长区间内。

考虑到总体测量时间，有利的是，将在上文“发明内容”中描述的连续SOP扫描替换为“宏观步幅SOP选择”，即其中I-SOP控制器14A和A-SOP控制器14B以伪随机方式设置不同的输入和输出SOP，以使那些被用以使SOP常规地被表示在庞加莱球上的点均匀地分布在所述球的表面上，不论该分布是随机的还是均匀的点格。用于这样应用的适宜的可买到的控制器的一个实例是General Photonics Model PolaMight^TM(多功能偏振控制器)。

如在上文关于特定波长处的DGD测量中所提及的，情形常常是，紧密相间的波长对的光学频率差是，例如，太大从而不允许准确地测量高DGD值，或太低从而不允许测量低DGD值。在这样的情形下，可能理想的是，使用此方法，但用有限的K值(例如10)来执行初步粗略的DGD估计，继而，取决于结果，改变该紧密相间的波长的间隔。注意，在此情形下——在rms或平均DGD是在规定的波长范围内被计算的情况下，对于这个具有不同光学频率差的测量往往不必保持严格相同的中点波长。最终的在波长上的DGD平均可以考虑到这个稍许不同的波长。

现在将描述用光源装置12的优选实施方案实施此方法的一个优选方法。(为了先前描述的简单起见，我们假定没有利用上面特定波长处的DGD测量中所描述的“重复脉冲”法。这里描述的“中间波长”法可以被轻易地概括为包括“重复脉冲”法。)首先，输入光控制装置42，对于每一个有两个光脉冲的组，将具有波长(λ₁₁)——其处在该组的高和低波长(λ_1U，λ_1L)中间且与二者间隔不等——的第三附加光脉冲送入FUT 18。输入SOP 14A和输出SOP 14B对于所有这三个光脉冲分别近似恒定。所有这三个所分析的脉冲被检测系统装置22检测，并通过它们各自的“熄灭期”被识别，如上文在特定波长处的DGD测量中所述。这三个前述光脉冲对应于三个不同的光学频率差组合(与之形成对比的是，两个不同的紧密相间的波长当然对应于仅一个可能的光学频率差)，因而总体测量时间仅增加了大约50％。使用下文更详细描述的计算方法，可以在规定的波长区间内，在不同的近似均匀地相间的(中点)波长处进行噪声和/或灵敏度优化的DGD测量。

应注意，假如使用相同的DGD(λ)数量的显著不对称的分布，那么，通过对本领域普通技术人员显而易见的方式直接修改该方法，PMD值仍可以被计算，但此PMD值一般将不如用近似均匀地分布的波长获得的PMD值可靠。

为了避免在输入光控制器装置42和分析器及检测装置44之间必须使用复杂的通信，理想的是，对于规定的波长区间(例如C带，从1530至1565nm)，对可调谐激光源12A(图1(B-H))或可调谐滤波器27(图1I)生成的紧密相间的波长所限定的中点波长的选择可以是预定的。以此方式，不需要明确地通信告知所送入波长的数字值，因为这些值可以由控制单元30B从熄灭时间内的简单的编码信息中得出，如上文所述。然而，理想的是，初始“准备好的”信号被从输入光控制器装置42发送，以开始测量序列。同样，该信号可以经由熄灭期被编码到送入FUT的光中，或通过其他简单的脉冲频率调制。

一旦一组DGD(λ)值已经被如上所述地获得，那么就很容易使用标准统计定义从规定的波长区间内所获取的不同的DGD值来计算rms DGD和平均DGD之任一或二者。注意，这样的测量特别有用，因为多数当前商业途径不允许使用rms和平均定义二者来直接地测量PMD。

RMS DGD测量(不带个体DGD(λ)测量)

下面的测量方式可以被应用于对一规定波长区间内的rms DGD(即根据rms定义的PMD)的直接测量。假如不需要测量DGD随波长变化的信息，那么本发明的此方面实现了比前述使用重复的DGD(λ)测量的RMS测量法要快得多的PMD测量方法(对于相同的总体精确水平而言)。另外，由于分析及检测光控制器装置44不需要“知晓”正在被传输的波长的实际值(仅需要知晓该波长是否对应于“高”，“低”或者一个或多个“中间”波长)，所以不需要使用预定波长或该测量的确切的“开始”信号，由此简化测量过程。

用以将这样获取的数据转换成可靠的DGD测量(包括在存在显著的ASE噪声的情况下)的计算方法，除了在近似均匀地分布在所规定的区间内的“中心波长”上(中心波长的定义稍后见)，在不同的输入SOP和输出SOP上，以及对每一个紧密相间的波长组所做的个体测量求平均之外，与上述在特定波长处的DGD测量大致相同。理想地，但不是必要地，中点波长的选择是准随机的，或至少不是按波长递增或递减排列的。计算细节将在下文中描述。

对于上述使用重复的DGD(λ)测量的rms或平均DGD测量，有利的是，在每个波长组中送入两个以上的不同的紧密相间的波长，以使在计算处理中可以使用最优光学频率间隔。

在更详细地描述以上这些方面的测量过程之前，为了促进和理解这样的操作，将解释理论基础，应注意这样的理论不是限制性的。

使用快速波长扫描的RMS DGD测量

测量规定的波长区间内的rms DGD的一个替代性方式是，使用快速扫描可调谐激光器(或偏振宽带源/可调谐窄通滤波器的组合)，其中I-SOP和A-SOP之任一或二者在扫描过程中几乎保持不变化或完全不变化。假如检测电子器件足够快速，那么这个“光谱获取步骤”将提供随着光学频率而变化的准连续的检测的偏振-分析的传输相干光功率数据。在随后的数据分析中，可以选择任何所需的紧密相间的波长步幅，并以与上文所述类似的方式选择从不同的波长对确定的平均DGD值。当然，假如I-SOP和A-SOP在扫描过程中变化，那么这将进一步提高该测量的精确度，只要在该扫描中，在任何两个紧密相间的波长之间，I-SOP和A-SOP都保持不显著变化。此外，用多个扫描重复此过程当然会进一步提高精确度。

对双端PMD测量装置的各种修改

本发明囊括了对图1-1H所示的双端PMD测量实施方案的各种修改。例如，假如来自光源装置12的光不是良好地偏振的，即不同的波长有不同的SOP，那么使该光经过一个偏振调节器(即偏振控制器)13(见图9A)，以通过调节光的入射SOP而从偏振器产生最大输出光，从而使最大光功率经过I-SOP控制器14A，所述偏振调节器通过非保偏光纤分别连接到可调谐脉冲激光源12和偏振器19。

虽然这些修改可以被分立地应用，但本发明的特定实施方案可以包括几个这样的修改。

本领域普通技术人员无需过度的实验技能就能够将该过程用于校准两个检测器22B和22C的相对敏感度，包括由上文所述的介入的耦合器等等引起的损失，其中可参考图1G的实施方案所用的基于偏振光源的双端PMD测量。即是说，应意识到，在图1C的实施方案中，不要求校准平均相对增益；测得的总功率独立于SOP，并且不需要“绝对”校准来直接测量绝对传输值；它们可以被获取为带有一未知常数因子。随后的对在SOP上求平均的平均功率的标准化，如上文所述，消除了未知因子。

在检测装置22包含单个检测器22A的情况下(例如图1B)，通过计算第一和第二功率组中的所有功率的平均值，并将每个功率除以所述平均功率，以获得第一和第二组标准化功率，如下文所详述。

图1B示出了一种适合借助于以此方式获得的标准化功率来获得DGD或PMD的PMD测量仪器。图1B所示PMD测量仪器与图1C所示测量仪器类似，但图1B所示测量仪器省略了耦合器21和检测器B 22C。数据处理器34将简单地使用不同的标准化等式。

在使用了偏振计45的情况下(见图1H)，从FUT 18出来的光的几个(通常是三个)不同的偏振分量可以根据偏振计的设计，同时或不同时地被测量到。

应注意，图2的单端测量仪器可以被适配为，在它的分析器及检测装置44中使用偏振计45。

在图1I所示的基于偏振宽带光源的双端PMD测量中，可调谐滤波器27被用来选择光波长。该可调谐滤波器可以被置于偏振器20A(图1I)之后或之前。应注意，该可调谐滤波器必须是对偏振不敏感的滤波器，且该可调谐滤波器可以在不同的时间选择不同的波长。

在上述实施方案之任一中，输入SOP控制器14A和输出SOP控制器14B以这样的方式运作：对于在它的输入端接收到的光的给定SOP(其可以是庞加莱球上的任何SOP)，离开它的输出端(无论对输入SOP 14A或输出SOP 14B)的光的SOP将是庞加莱球上多个基本均匀分布的SOP中的任何一个其他SOP，不论该分布是随机还是确定的。典型地，输入和输出偏振状态的数量是大约100至100,000，但该数量可以是任何能够合理地覆盖庞加莱球的可行的数量。然而，对于输入和输出SOP两者，也可以使用一个。应注意，这些SOP的分布不需要是并且通常不会是真正地随机的。因此在为了方便而确实使用随机分布时，“伪随机”可能是更适当的术语——因为它比均匀SOP点格实施起来更容易也更便宜(在测量过程中，后者不管怎样总是易于受到FUT 18的移动的影响)。

检测系统装置22，不论是单个检测器、一对检测器、一个滤波器加检测器、或一个检测器阵列，以及采样或采样及求平均电路单元32，一如本领域普通技术人员公知的标准商业功率计中所用的。

有利地，控制单元30B可以是分立的计算机。然而，应注意，单个计算机可以执行数据处理器34和控制单元30B的功能。

在本发明的范围内可以做出对上述实施方案的各种其他修改。例如，可调谐调制光源12、输入SOP控制器14A以及分析及检测装置14B、20和22可以用其他能够使进入FUT 18的调制光源具有不同偏振状态，并能分析离开FUT 18的远端的最终信号或功率的装置。

图1H所示仪器中使用的偏振计(典型地是一些分束器，其带有并行的三个或四个分析器以及光感测器)近似同时测量该信号或功率的一个以上的偏振分量，但其他类似的配置也是可行的。替代性地，I-SOP控制器14A可以送入三个或更多个预定的输入光SOP，例如具有本领域公知的Mueller设置(Mueller set)的，并且偏振计可以被用作分析器及检测装置，如图1G所示。

应注意，每个组不限于一对调制光脉冲或一对调制光脉冲系列。其实，可以每一组功率使用三个或更多个不同的紧密相间的波长，而不是最低限度的两个紧密相间的波长λ_L和λ_U。

然而，也应注意，对于双端总体PMD测量，假如可以知晓该FUT的粗略PMD值，往往不要求一对以上的调制光脉冲和一对以上的光脉冲。否则，如上文针对自动预扫描所述，一对以上的调制光脉冲或一对以上的光脉冲系列可以被用于该获取过程。

也应注意，给定中点波长处的单个DGD可以通过在给定的恒定中点波长的大量随机输入和输出SOP上求平均来获取，所述给定的恒定中点波长具有两个紧密相间的波长。因此，通过测量给定波长区间内的不同中点波长处的许多单个DGD，也可以给出在给定波长区间内的随波长变化的DGD，由此，通过在该给定波长区间内的不同波长处的所有或大多数DGD上进行平均，可以进一步计算平均DGD和RMS DGD。或者，也可以由均方差——其通过在波长和/或SOP上进行平均而获得——来计算RMS DGD。

也应意识到，中点波长被定义为两个紧密相间的波长的平均值，并且尤其有用于帮助描述基本的一个波长对下的实施方案。并不是在该计算的每一处都确切地需要中点波长，而且实际激光波长也并不“设置”在中点波长处。仅需要知晓步幅——即用在累积PMD计算中的任一对波长之差，不论中点波长如何，即使中点波长是随机的和未知的。(当每个组使用一个以上的波长对时，如上所述，引入“中心波长”的概念作为对应于特定组的波长“标签”是有用的。这将在下文中进一步讨论。)

虽然上述操作方法针对每个SOP改变其中点波长，但这不是本发明的必要特征。尽管通过覆盖大波长区间——为了获得DGD的最佳可能平均值(按照PMD的定义)——可以获得优良测量结果，用恒定的中心波长，或甚至是，既用恒定的输入和输出SOP又用一个带预定的波长步幅(或频率差)的恒定的中心波长，本发明的PMD测量仍将不偏置地工作，并且可以提供可接受的PMD测量。

单端总体PMD测量

如上文所述，假如要从FUT 18的一端测量DGD/PMD，那么分析器及检测单元44和模拟及数字信号处理单元40可以与输入光控制器42，以及与双端实施方案中用于执行控制单元30A和30B的控制功能的单个控制单元30，一起位于FUT 18的近端。而且，因为这些部件位于一处，所以特定部件可以被组合，它们的构件可以在适当时被修改。现在将参照对应于图1至1G(双端测量仪器配置)的图2至2G来描述单端测量仪器配置。

这样，图2示出了一种可调谐的基于OTDR的单端总体PMD测量设施，该设施与图1的双端测量仪器类似，但在该设施中，输入光控制器装置42和分析及检测装置44共同位于FUT 18的近端并共享回反射提取器52，回反射提取器52经由连接器16将输入I-SOP控制器14A和输出A-SOP控制器14B连接到FUT18。回反射提取器52是双向的，因为，其将光从I-SOP控制器14A运送到FUT 18，并将回反射光从FUT 18运送到A-SOP控制器14B。正如图1中可调谐脉冲光源12通过PMF 29A连接到I-SOP控制器14A那样。

带有PC(FC/PC或FC/UPC)连接器或光纤尾纤式镜50的光纤接插线被连接到FUT 18的远端，以在FUT 18的远端形成一个局域反射器。事实上，可以使用任何类型的反射器，如果其可以将光从FUT 18的远端反射回到测量仪器中。

与图1相比的另一个改变是，图2所示仪器具有单个控制单元30，其控制可调谐脉冲光源12、两个SOP控制器14A和14B、采样及求平均单元32和数据处理器34。除此以外，图2所示测量单元的构件与图1所示测量仪器的构件类似或相同，并以类似的方式运作。然而，信号处理器必须被适于应对以下事实：当所提取的光包含来自光源12的经过了FUT 18的至少一部分长度并接着被回反射并经过相同的路径回到回反射提取器的光。

应注意，上文在单端总体PMD测量的语境中提及的术语“可调谐OTDR”不限于全功能性的商业型OTDR，而是指这样一种设施：其可以提供用于送入光纤的光学脉冲，并且随后可以仅对以下的那些脉冲进行探测和执行时间门(time-gate)平均：与对应于特定时延(即对应于光纤端部的距离)的反射相对应的脉冲。尽管如此，OTDR的使用允许FUT端部被识别，并允许FUT长度被测量，由此使得时间门窗口被正确地选择。

应注意，参照图1至1H的双端测量仪器而描述的各种修改和替代大部分可以应用于图2所示的单端测量仪器中。现在将参照图2B至2G简要地描述如此修改后的单端测量仪器配置。

在图2B所示仪器中，输入光控制器42和分析器及检测单元44共用同样的偏振鉴别器(偏振器)20A和I/O-SOP控制器14，偏振鉴别器20A和I/O-SOP控制器14都是双向的，它们经由连接器16朝着FUT 18运送输入光，并沿反方向回反射从FUT 18返回的光。因而，I/O-SOP控制器14组合了分立的I-SOP 14A和A-SOP 14B的功能，但其中，对于沿两个方向之一穿过I/O-SOP控制器14的光，扰偏必定高度相关。回反射提取器包含循环器(circulator)/耦合器52A，其通过PMF 29A连接到光源12，并通过第二PMF 29B连接到偏振鉴别器(偏振器)20A的输入端。循环器/耦合器52A将回反射光运送到检测系统，该检测系统在图2B中被示为单个检测器22A。偏振鉴别器(偏振器)20A的输出端通过常规光纤连接到双向I/O-SOP控制器的输入端。其他构件与图2中相同。

PMF 29A和29B的对准在工厂中以这样的方式被确定：基本所有来自可调谐脉冲激光源12的光功率都被保持在光纤29A和29B的两个轴的其中一个轴上(常规地在“慢”轴上)。由于循环器/耦合器52A是偏振保持的，所以此对准持续至其与PBS或偏振器的附接点。在PMF 29A和29B的每一端附接到有关构件的过程中，调节该PMF的方位定向，以确保光脉冲最大量地传输至FUT 18。

在使用中，在图2G所示仪器中，来自光控制器42的输入光经由光纤连接器16被送入FUT 18，并且由任何局域反射(诸如来自FUT 18的远端50的菲涅耳反射)导致的回反射光经由光纤连接器16返回分析器及检测装置44，在反方向上进入I/O-SOP控制器14。该光的SOP被SOP控制器(或扰偏器)14转换，随之该光被偏振鉴别器20——具体是PBS——分解成具有正交的SOP的两个分量，典型地是0度和90度相对取向的线性SOP。第一检测器22B连接到PBS 20的两个输出之一，以接收这些正交分量之一，回反射提取器52(例如循环器/耦合器)连接到另一个输出端(相对于来自FUT 18的回反射光)。第二检测器22C进而连接到回反射提取器52中传输来自PBS 20的光的输出端，以接收另一个正交分量。一旦经过适当校准，以将相对的检测器效率、波长依赖性、循环器损失等等考虑在内，如下文将要描述的，来自检测器22B和22C的所检测的功率之和与总的回反射功率(S₀)成比例。回反射光可以近似同时地被检测器22B和22C检测到。

在图2C所示仪器中，输入光控制器装置42包含可调谐脉冲光源12，并与分析器及检测装置44共用回反射提取器、偏振器20A和I/O SOP控制器装置14。回反射提取器被示为循环器/耦合器52A。与前面一样，来自光控制器装置42的输入光经由光纤连接器16被送入FUT 18，通过FUT 18的远端50的任何局域反射(诸如菲涅耳反射)而反射的回反射光返回分析及检测光控制器装置44，并沿反方向进入I/O-SOP控制器14，随之该光返回偏振器20A。检测器22A连接到循环器/耦合器52的输出端。

在图2D所示仪器中，通过FUT 18的远端50的任何局域反射而反射的回反射光沿反方向返回I/O-SOP控制器14，随之该光返回偏振器20A，继而被耦合器21划分为两部分。检测器22B和22C连接到耦合器21的两个输出端，以产生两个被重复测量的功率。

应注意，并不总是有必要用两个检测器22B和22C同时检测回反射光。也可以在稍许不同的时间检测回反射光。

也应注意，也可以使用一个具有一个光学开关23的检测器。在此情形下，两个检测器22B和22C可以被替换为一个检测器22A加上一个光学开关23(图2E和2F)。该光学开关被用来将来自不同的光路的回反射光——其来自循环器(或耦合器)52A或PBS 20C(图2F)或者耦合器21(图2E)——转换到同一个检测器，由此来自不同光路的回反射光在不同时间被检测。

也应注意，在这些配置中——诸如图2(B、C和D)中的基于偏振器20A的设计以及图2G中的基于PBS 20C的设计中——也可以在来自可调谐光源的光穿过偏振器或PBS之前，通过对该来自可调谐光源光的入射SOP进行调节来获得偏振光。即是说，假如可调谐(脉冲)光源没有良好地偏振，或不同波长下有不同的光SOP，不要求任何附加的偏振器，但仍要求在可调谐(脉冲)光源12和循环器/耦合器52A之间插入附加的偏振控制器。对于此情形，29A和29B优选地被SMF替换。

在控制单元30——其也控制可调谐激光源20——的控制下，采样及求平均电路32以已知方式使用内部模拟-数字转换器来对来自检测器22的随着时间而变化的相应电信号进行采样，以获得对应的电响应信号，对应的电响应脉冲信号继而可以被采样及求平均，以为特定光脉冲系列提供平均响应脉冲，以及为该系列提供回反射光功率，通过对所述平均响应脉冲在其持续时间的大部分时间上求平均来提供所述系列的回反射光功率，最后得到多个光回反射功率。这个平均“时间”窗口(或“时间门”)可以取决于采样及求平均电子器件的预滤波。所得的平均功率被数据处理器34用来得出DGD或PMD值，即来自FUT 18的远端或任何其他连接器的差分群时延(DGD)或偏振模色散(PMD)。应意识到，应用惯常的转换，根据光纤的折射率将时延转换成距离，以获得光纤的长度。

除了控制采样及求平均电路32，控制单元30还控制可调谐脉冲激光源12的波长以及被I/O-SOP控制器14选择的I/O-SOP。更具体地，对于I/O-SOP控制器14的每个设定k，控制单元30使得分别在至少一对彼此紧密相间的波长λ_L^(k)和λ_U^(k)处测量回反射光功率。这对光脉冲系列的中点波长被定义为该光脉冲系列的实际波长的平均值，即${\lambda }_k=({\lambda }_L^{\left(k\right)}+{\lambda }_U^{\left(k\right)})/2.$(为了方便和便于理解，标注L和U指的是相对于中点波长λ_k的“低”和“高”波长)。

应意识到，在该组包含一对或一对以上光脉冲系列时，如上定义的中点波长实际上对于该组中的每一对都是不同的。

一个组中的一对或一对以上波长也可以被用来测量来自FUT远端处的局域反射的回反射的功率，继而为FUT 18提取PMD值。然而，对于单端PMD测量可以不必使用一对以上波长，除非为了自动的预扫描获取PMD大约值(详见下文关于自动预扫描的讨论)。一优化的波长对应可以满足，其中$v_L^{\left(k\right)}-v_U^{\left(k\right)}=\mathrm{\delta v},$并且v_L^(k)和v_U^(k)在v＝c/λ下对应于波长对λ_L^(k)和λ_U^(k)，其中c是真空中的光速。

也应意识到，中心波长仅是概念性的定义，仅是为了当一个组包含两个以上波长时便于描述而定义的。在一个组仅包含两个波长的情况下，中心波长当然等价于上文定义的“中点波长”。并不是在计算的任何地方都需要中心波长，并且也不需要精确地使组集中围绕于某个目标中心波长，因为该目标中心波长被定义为中点波长，并且不需要将激光波长设置在中心波长处。仅需要有关的波长步幅——即在累积PMD计算中使用的任何波长对之间的差——的信息，而不管中心波长如何。

I/O-SOP控制器14以伪随机方式设置不同的I-SOP和A-SOP，以使那些通常表示的庞加莱球上的SOP的点能均匀地分布在所述球的表面上，不论该分布是随机的还是均匀的点格。

在更详细地描述基于可调谐OTDR的单端总体PMD测量过程之前，为了促进对这种操作的理解，将解释理论基础，应注意这样的理论不是限制性的。

单端PMD测量装置的各种修改

本发明囊括了对图2所示的单端总体PMD测量仪器的各种调整。例如，在可调谐脉冲光源装置12中，PMF 29A可以被替换为偏振调节器14(见图10A)，其通过非保偏光纤分别连接到可调谐脉冲激光源12并连接到回反射提取器52的输入端。

假如可调谐脉冲光源装置12的输出端和偏振鉴别器20(例如图2中的PBS)的输入端之间的光路是偏振保持的，那么偏振保持循环器52，例如在图2中，可以被替换为偏振保持耦合器(例如50/50耦合器)。然而，循环器具有优越性，因为它比50/50耦合器多给出了大约3dB的动态区间。

也可想到，偏振鉴别器20可以是偏振器和耦合器，如图2B所示。在此情形下，检测器B 22C将被连接到耦合器21，以接收非偏振相关的回反射光。

假如可调谐脉冲激光源12的输出端和偏振鉴别器20的输入端之间的光路不是偏振保持的，那么回反射提取器——即耦合器或循环器52——就不需要是偏振保持的。

带有FC/PC(或FC/UPC)连接器或光纤尾纤式镜的接插线可以被用来连接在FUT远端，以制造用于测量来自该FUT的总体PMD的局域反射。

来自可调谐OTDR的光脉冲长度或持续时间优选地是长的，例如1至20μs以上，但也可以应用短的脉冲长度或持续时间。

虽然这些修改可以分立地实施，但图2、2(B-G)所示的本发明的实施方案包括了几个这样的修改。具体地，可调谐脉冲激光源12和I/O-SOP控制器14之间的光路不是偏振保持的，即图2的PMF 29A和29B被替换为偏振状态调节器，该偏振状态调节器通过基于单模光纤(例如，Corning，Inc.营销的名为SMF-28的非PMF光纤)的构件(诸如循环器和偏振分束器20)连接，继而偏振状态调节器使得经过I/O-SOP控制器14的脉冲激光光功率最大化。

取代图2G中的PBS 20，偏振鉴别器20包含偏振器20A和耦合器21组合(图2C)，对于50/50耦合器情形，以丢失近似3dB的动态区间为代价。第二检测器B 22C(图2G)连接到耦合器21的其中一个臂上，以检测一部分回反射光用于处理，从而推导出这些脉冲的总回反射功率。

本领域普通技术人员无需过度的实验就能够使上文描述的过程适于用来校准这两个检测器A和B(22B和22C)的相对灵敏度，包括由于介入循环器或耦合器等等而引起的损失，以便应用于图2G的单端总体PMD测量仪器。应意识到，在图2C的实施方案中，不要求校准平均相对增益；测得的总功率独立于SOP，并且不需要“绝对”校准来直接测量绝对传输值；绝对传输值可以被获取为带有未知常数因子。随后的对在SOP上求平均的平均功率的标准化，如上文所述，消除了未知因子。

可设想，在检测装置22包含单个检测器22A的情况下(图2B)，通过计算第一和第二功率组中的所有功率的平均值，并将每个功率除以所述平均功率，以获得第一和第二组标准化功率，如下文所详述的。

图2B显示出了一种适合借助于以此方式获得的标准化功率来获得PMD的单端PMD测量。图2B所示的单端总体PMD测量与图2C所示相类似，但省略了耦合器21和检测器B 22C。数据处理器34将简单地使用不同的标准化等式。

在上述任一实施方案中，I/O-SOP控制器14以以下方式运作：对于在它的输入端接收到的光的给定SOP(其可以是庞加莱球上的任何SOP)，离开它的输出端的光的SOP将是庞加莱球上多个基本均匀分布的SOP中的任一个，不论该分布是随机还是确定的。典型地，输出偏振状态的数量是大约100至500，但该数量可以是任何可行的数量。然而，也可以使用一个I/O-SOP控制器(而不是图1所示的双端PMD测量所用的两个SOP控制器)。应注意，这些SOP的分布不需要是并且通常不会是真正地随机的；因此在为了方便而确实使用随机分布时，“伪随机”可能是更适当的术语——因为它比均匀SOP点格实施起来更容易也更便宜。

检测器装置22——不论是单个检测器还是一对检测器，以及采样及求平均电路单元32，一如本领域普通技术人员公知的标准商业功率计中所用的。

在偏振鉴别器20包含PBS 20C或者包含偏振器20A与耦合器21的组合的情况下，对于50/50耦合器的情形，将有丢失大约3dB动态区间的代价，其中第二检测器22C连接到耦合器21的其中一个臂上，以检测一部分光，用于处理，从而推导出总光功率，然而，如此减少的功率对该测量可能不是关键的。

有利地，控制单元30可以是分立的计算机。然而，应注意，单个计算机可以执行数据处理器34和控制单元30的功能。

单端累积PMD测量

图3所示的偏振敏感光学时域反射计(POTDR)包含都由控制单元30控制的可调谐脉冲光源装置12、双向偏振控制器装置14(方便地被称为I/O SOP控制器装置)、采样及求平均单元32和数据处理器装置34，以及包含检测装置22，该检测装置包含第一检测器A 22B和第二检测器B 22C的。可调谐脉冲光源装置12耦合到保偏光纤(PMF)29A，用于产生一些经由I/O偏振状态(I/O-SOP)控制器装置14从连接器16送入到被测光纤(FUT)18中的光脉冲，而I/O偏振状态(I/O-SOP)控制器装置也如下所解释的，将经由连接器16从FUT 18接收对应的回反射光。

输入光控制器装置42和分析器及检测装置44包含：回反射光提取器——具体是图3中的偏振保持循环器52；偏振鉴别器(PD)装置20——具体是图3中的偏振分束器(PBS)；以及输入及输出SOP控制器(或扰偏器)14。循环器52通过第二PMF 29B耦合到PBS 20的输入端，以使从可调谐激光源12到PBS 20的光路保持偏振。优选地，利用单模光纤将PBS 20耦合到I/O-SOP控制器(或扰偏器)14。

PMF 29A和29B的对准在工厂中以这样的方式被确定：基本所有来自可调谐脉冲激光源12的光功率都被保持在光纤29A和29B的两个轴之一上(常规地被保持在“慢”轴上)。由于循环器52是偏振保持的，所以此对准被保持，直到PMF 29B的远端，其附接到PBS 20的那点为止。在PMF 29A和29B的每一端附接到有关构件的过程中，该PMF 29A/B的方位定向被调节，以确保光脉冲最大量地传输至FUT 18。

由来自FUT 18的瑞利散射光和在某些情形下的离散(菲涅耳)反射所导致的回反射光，沿反方向进入I/O-SOP控制器14。该光的SOP被SOP扰偏器14转化，随之该光被PBS 20分解成具有正交的SOP的两个分量，典型地是0度和90度相对取向的线性SOP。第一检测器22C连接到PBS 20的两个输出端之一，以接收这些正交分量中的一个，循环器52连接到另一个输出端(相对于来自FUT 18的回反射光的)。接下来，第二检测器22B进而连接到循环器52中传输来自PBS 20的光的输出端，以接收另一个正交分量。一旦经过适当校准，以将相对的检测器效率、波长依赖性、循环器损失等等考虑在内，如下文将要描述的，来自检测器22B和22C的所检测的功率之和与总的回反射功率(S₀)成比例。

在控制单元30——其也控制可调谐激光源12——的控制下，采样及求平均电路32以已知方式使用内部模拟-数字转换器对来自检测器22B和22C探测信号的随着时间而变化的对应的电信号进行采样，以获得对应的电冲击响应信号，继而对对应于特定光脉冲系列的冲击响应信号进行采样及求平均，以产生针对该系列的OTDR轨迹。所得的OTDR轨迹被数据处理器34用来得出累积PMD曲线PMD(z)，即，随着FUT 18沿线上离开FUT 18近端的距离z而变化的偏振模色散(PMD)。所述FUT18的近端为耦合到分析器及检测装置44的那端。应意识到，将应用惯常的转换，根据光纤折射率将时延转换成距离。

除了控制采样及求平均电路32，控制单元30还控制可调谐脉冲激光源12的波长以及I/O-SOP控制器14来选择I-SOP及A-SOP对。更具体地，对于I/O-SOP控制器14的每个设定的k，控制单元30使得分别在至少一对彼此紧密相间的波长λ_L^(k)和λ_U^(k)处测量回反射光功率。这对光脉冲系列的中点波长被定义为该光脉冲系列的实际波长的平均值，即${\lambda }_k=({\lambda }_L^{\left(k\right)}+{\lambda }_U^{\left(k\right)})/2.$(为了方便和便于理解，标注L和U指的是相对于中点波长λ_k的“低”和“高”波长)。

应意识到，在该组包含一对以上光脉冲系列时，如上定义的中点波长实际上对于该组中的每一对都是不同的。也必须意识到，中心波长仅是概念性的定义，仅为了便于描述基本的一对波长下的实施而定义的。并不是在计算的任何地方都需要中心波长，并且也不需要精确地使该对波长集中围绕于某个目标中心波长上，因为该目标中心波长被定义为实际波长对的平均值。也不需要将激光波长设置在中心波长处。仅需要关于波长步幅——即在累积PMD计算中使用的任何波长对之间的差——的信息，不论中心波长如何，也即便其是随机的或是未知的。

I/O-SOP控制器14以伪随机方式设置不同的(I-SOP及A-SOP)对，以使那些通常表示与该对的每一成分对应的SOP的点均匀地分布在所述庞加莱球的表面上，不论该分布是随机的还是均匀的点格。

在更详细地描述POTDR的运作之前，为了促进对这种操作的理解，将解释理论基础，应注意这样的理论不是限制性的。

单端累积PMD测量装置的各种修改

本发明囊括了对图3所示的实施方案的各种修改。例如，在可调谐脉冲光源装置12中，PMF 29A可以被替换为偏振调节器14(见图10A)，该偏振调节器通过非保偏光纤分别连接到可调谐脉冲激光源12以及连接到回反射提取器52的输入端。

假如可调谐脉冲光源装置12的输出端和偏振鉴别器20(例如图2中的PBS)的输入端之间的光路是偏振保持的，那么图3中的偏振保持循环器18可以被替换为偏振保持耦合器(例如50/50耦合器)。然而，优选应是循环器，因为它给予了比50/50耦合器更多的大约3dB的动态区间。

假如可调谐脉冲光源装置12的输出端和偏振鉴别器20(例如图2中的PBS)的输入端之间的光路不是偏振保持的，那么回反射提取器——即耦合器或循环器52——不需要是偏振保持的。

虽然这些修改可以分立地实施，但图3所示的本发明的实施方案包括了几个这样的修改。具体地，可调谐脉冲激光源12和I/O-SOP控制器14之间的光路不是偏振保持的，即，图3的PMF 29A和29B被替换为偏振状态调节器14，该偏振状态调节器通过基于单模光纤(例如，Corning，Inc.营销的名为SMF-28的非PMF光纤)的构件(诸如循环器52和偏振分束器20)连接，该偏振状态调节器使得经过I/O-SOP控制器14并进入FUT18的脉冲激光光功率最大化。

取代PBS 20，偏振鉴别器20可以包含偏振器20A和耦合器21的组合，如图3B所示，对于50/50耦合器的情形，以损失近似3dB的动态区间为代价。第一检测器26A连接到耦合器20A的其中一个臂上，以检测一部分回反射光，通过处理，从而推导出这些脉冲的总回反射功率。

在图3的POTDR中，继而可以执行与上述针对图3所描述的实施方案类似的过程，尽管不要求如上所述的对两个检测器22B和22C的相对灵敏度，包括由介入的循环器或耦合器等等引起的损失进行校准。

本领域普通技术人员无需过度的实验就能够使上文参考图3的POTDR所描述的校准过程适于用到图3的实施方案中。应意识到，在图3B的实施方案中，不要求校准平均相对增益；测得的总功率独立于SOP，并且不需要“绝对”校准来直接测量绝对传输值；绝对传输值可以被获取为带有未知常数因子。随后的对在SOP上求平均的平均功率的标准化，如上文所述，未知因子将被消除。

可设想，检测装置22可以包含单个检测器，通过计算第一和第二组OTDR轨迹中的所有OTDR轨迹的平均值，并将每个OTDR轨迹除以所述平均功率，以获得第一和第二组标准化OTDR轨迹，如上文所详述。

图3A示出了一种适合借助于以此方式获得的标准化OTDR轨迹来获得PMD的POTDR。图3A所示的POTDR与图3B所示类似，但省略了耦合器21和检测器B 22C。数据处理器34将简单地使用上文所提供的操作方法中给出的不同的标准化等式。

在上述任一实施方案中，I/O-SOP控制器14以以下方式运作：对于在其输入端接收到的光的给定的SOP(其可以是庞加莱球上的任何SOP)，离开其输出端的光的SOP将是庞加莱球上多个基本均匀分布的SOP中的任一个，不论该分布是随机还是确定的。典型地，为获取高品质结果，I-SOP和A-SOP各自的数量是大约100至200，但可以是任何可行的数量。应注意，I-SOP和A-SOP每一个的分布不需要，也通常不会，是真正地随机的；因此在为了方便而确实使用随机分布时，“伪随机”可能是更适当的术语——因为它比均匀的I-SOP和A-SOP点格实施起来更容易也更便宜。

尽管优选地是使用两个检测器来同时地获得两个正交偏振光的分量，但也可想到，图3和3B的实施方案的这两个检测器可以被替换为一个检测器加一个光学开关。该光学开关被用来引导回反射光的两个正交偏振分量(图3)，或者(例如选择性地)引导一个来自偏振器的输出以及另一个直接来自耦合器的输出(图3B)，进入同一个检测器，从而使回反射光的两个正交偏振分量，或者一个来自偏振器的输出和另一个直接来自耦合器的输出，可以被同一个检测器依次检测。

通过将对应于该系列的两个被检测的不同的偏振分量的OTDR轨迹中的至少一个除以对应于该系列的两个被检测的不同的偏振分量的OTDR轨迹之和，可以获得针对该光脉冲系列的标准化OTDR轨迹。这个替代性的方案可以被使用，不论分析器及检测器单元包含PBS还是耦合器。可以预计，对标准化和处理的任何修改都是微小的，且在本领域普通技术人员的常识范围内。

替代性地，利用这种一个检测器加上一个光学开关的配置，可以通过同一检测器来依次检测一个偏振分量和总光功率。和此前一样，该光学开关被用来将一个偏振分量和总的参考光功率导入同一检测器，并且，通过将该系列的OTDR轨迹除以该系列的对应于总功率的OTDR轨迹，将获得对应于该特定光脉冲系列的标准化OTDR轨迹。也值得注意的是，不利的是，比起使用两个检测器的实施方案，使用带有一个光学开关连同一个检测器来取代两个检测器，至少使总的测量时间加倍。

也可想到，旋转偏振鉴别器(PD)——不论是偏振器还是PBS——可以被用来依次获取两个正交分量，例如经由将偏振鉴别器旋转90°以从检测P_x切换到检测P_y，或从检测P_y切换到检测P_x。检测器装置22——不论是单个检测器还是一对检测器——以及采样及求平均电路单元232，一如本领域普通技术人员公知的标准商业OTDR中所用的。

有利地，控制单元30可以是一个分立的计算机。然而，应注意，单个计算机可以执行数据处理器34和控制单元30的功能。

在本发明的范围内可以对上述实施方案做出各种修改。例如，可调谐脉冲激光源12和I/O-SOP控制器14可以被替换为其它某些能够提供进入FUT 18的脉冲的不同偏振状态，并能够分析最终的离开FUT 18的由瑞利散射和/或离散反射所引起的回反射光信号。

这样，可以使用偏振计(一些分光计，其带有并行的三个或四个分析器以及光感测器)——其同时测量回反射信号的一个以上的偏振分量——或某些其他配置，以使到达光感测器的功率取决于回反射光的偏振状态(SOP)。

应注意，每个组不限于一对光脉冲系列。其实，有利的是，对于在共同的SOP下获得的每一组轨迹，使用三个或更多个不同的紧密相间的波长，而不是最低限度的两个紧密相间的波长λ_L和λ_U。(于是每一组包含2·N_λ个OTDR轨迹，而不是四个，在具有两个光感测器的实施方案中，为两组2·N_λ个轨迹，其中N_λ是一组光脉冲系列中的波长的数量)。例如，在使用了三个紧密相间的波长的情形下，可以选择在最低和中间波长处的光脉冲系列作为一对，选择在中间和最高波长处的光脉冲系列作为第二对，从而使一对光脉冲之间的波长步幅大于另一对光脉冲之间的波长步幅，或许大出几倍。

由于对应于三个波长有三个波长组合(即N_λ(N_λ-1)/2)，所以可以在以下时间内同时获得对应于两个显著不同的波长步幅的数据：所述时间仅为执行一步幅式测量所要求的时间的1.5倍。因此，利用每一组三个波长(或更多个)来进行操作，被证明是高度有利的，因为累积PMD值沿着FUT 16的长度可以显著地增大(从0至该FUT的总体PMD)，因而，使用两个、三个或更多个不同的波长步幅使得可以在该光纤的所有位置上都保持令人满意的相对测量精度(例如以百分比表示)。应意识到，也可以选择在最低和最高波长处的光系列作为第三对，其具有比第一对和第二对都大的波长步幅。使用仅一个步幅，给出了一个给定的绝对不确定度，例如±0.1ps，其在PMD的值增长到10ps的距离处表示了一个较小的百分比不确定度，但在PMD例如仅0.2ps的短距离处，在测量精度的百分比方面并不好。为了对于较小的PMD值得到较小的测量不确定度，必须选择较大的波长步幅。因而，明显有利的是，实施其中每一组使用两个以上波长的替代性实施方案。它不改变如上所述的本发明的设置和原理，却节省了整体测量和处理的时间。

虽然上述实施方案改变了每个SOP的中心波长，但这不是本发明的必要特征。尽管通过覆盖大的波长区间——为了获得DGD的最佳可能平均值(按照PMD的定义)——可以获得优良测量结果，但用恒定的中心波长，本发明的POTDR仍将不偏倚地工作，并且可以提供可接受的PMD测量。

基础理论、数据处理以及计算方法

虽然申请人不希望被理论约束，但提供了下述基础理论，以促进对本发明的各种实施方案的理解。

对DGD或rms DGD(即PMD)的计算——其基于随机输入和输出偏振状态扰偏分析(SSA)法的PMD测量原理——利用现有技术有关PMD的测量理论，包括庞加莱球分析(PSA)和扩展干涉法(GINTY)，经适当调整，得出下面给出的等式。应用于本发明的各种方面的具体理论与国际专利申请No.PTC/CA2006/001610和上述美国部分继续申请No.11/727,759中描述的理论紧密相关，这两个文献的全部内容通过引用纳入本说明书。

在整个说明书中，使用了波长λ——其中λ是光在真空中的波长——和光学频率v，但它们当然具有公知的关系λ＝c/v。虽然光学频率的使用在本理论中是更“自然”的，但在实际中，对于紧密相间的波长，波长可以被使用，应理解，适当的转换因子被应用于本说明书中的等式。

应回想起，PMD是差分群时延DGD(λ)的统计RMS值，其通过以下方式来估计，即在大波长区间上或在一段时间内——理想地是二者上——进行平均来评估，以使尽可能多的DGD随机情况被观察到，以获得它的RMS值。

基础理论

用于PMD测量的随机输入/输出SOP扰偏分析

在本章节，我们将描述“用于偏振模色散测量的随机输入和输出偏振状态扰偏分析(SSA)法”的基础理论，以及其在通过接入FUT的两端或一端而进行的PMD测量上的应用。这三个主要应用是：(1)“用于确定光学链路的DGD和PMD的双端PMD测量方法和设施”(简称为“双端PMD测量”)；(2)“使用可调谐OTDR的单端总体PMD测量以及其确定PMD的方法”(简称为“单端总体PMD测量”)；和(3)“偏振敏感光学时域反射计(POTDR)以及其检测随着光纤长度而变化的累积PMD的方法”(简称为“单端累积PMD测量”)。这些应用中的操作方法、数据处理和计算方法将在以下章节详细描述。

假如可调谐激光器和偏振控制器被用来发送和控制在FUT的一端入射的输入光，并且偏振状态分析器和功率计被用来测量来自该FUT(来自该FUT的同一端或另一端)的两个紧密相间的光学频率v_U和v_L下的K个大量输入/输出偏振态的功率，所述光学频率v_U和v_L围绕着给定中点频率v_mid，所述K个大量输入/输出偏振态的功率，即包含大量的“SOP对”(I-SOP_k，A-SOP_k)，每个SOP对既涉及输入SOP又涉及被所接收到的光“看到”的偏振分析器轴。I-SOP和A-SOP值都应以随机方式被选择，以使常规地在表示庞加莱球上的SOP的点均匀地分布在所述球的表面上，不论该分布是随机的还是均匀的点格。已经发现，通过在所述“SOP对”的足够大的均匀分布数K上进行平均，在v_U和v_L处观察到的标准化功率之间的均方差与中点频率v_mid(v_mid＝(v_U+v_L)/2)处的DGD之间具有简单的关系，该关系在所有情形下对于任何类型的实际FUT都有效，不论它的随机程度或它的偏振耦合率如何，其中包括PMF光纤这一极端情形，即

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}\right)---\left(1\right)$

其中<>_SOP代表在K个SOP上的平均值，δv＝(v_U-v_L)是“频率步幅”，α_ds是理论常量，其取决于测量安排上的配置，即两个或一个端测量配置。ΔT(v)是在v_U和v_L处分别观察到的所分析的标准化功率(即传输)的差，其均方差是

${<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}={<{(T_U-T_L)}^2>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }{(T_U^{\left(k\right)}-T_L^{\left(k\right)})}^2$

其中，对于如图1B、2C和3A所示的基于偏振器的一个检测器的情况下的实施方案，标准化功率是

$T_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{P_L^{\left(k\right)}}{{<P_L>}_{\mathrm{SOP}}}$$T_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{P_U^{\left(k\right)}}{{<P_U>}_{\mathrm{SOP}}}$

其中参考均值u₀是理论常量，其取决于测量安排上的配置，即双端(图1B)或单端(图2C和3A)测量配置，并且平均功率被定义为

${<P_L>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }{P}_L^{\left(k\right)}.$${<P_U>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }{P}_U^{\left(k\right)}$

此外，对于规定的波长区间，在本发明的优选实施方案中，公式(1)所示的平均值优选地既在许多“SOP对”上又在许多中点波长上求得，更优选的一组紧密相间的两个波长所对应的SOP和其中点波长将不断从一个变化到下一个，以此求得了规定的波长区间上的rms DGD(也即：PMD)，表示为：

$\mathrm{PMD}=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}\right)---\left(2\right)$

其中<>_SOP；λ是既在SOP上又在波长上求平均，或是在规定波长区间内的波长上进行平均。

在紧密相间的波长之间的足够小的光学频率差(“频率步幅”)的限制下，等式(1)和(2)被简化为更简单的微分公式如下

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}---\left(1a\right)$

$\mathrm{PMD}=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}---\left(2a\right)$

从上述等式(1)和(2)得出的DGD和PMD对于双端和单端测量配置都是有效的，并且它们代表输出端口和输出端口之间的所测得的值。对于双端测量配置，理论常量α_ds是

${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{9}{2}}---\left(3\right)$

而对于单端测量配置，假如使用共同的(相同的)偏振状态控制器(扰偏器)作为输入和输出光SOP的控制，诸如对于图2、2C-G，理论常量α_ds是

${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{15}{4}}---\left(4\right)$

对于不同的测量配置，参考均值u₀也是不同的。对于双端测量配置，参考均值u₀是

$u_0=\frac{1}{2}---\left(5\right)$

而，对于单端测量配置，假如光的入射偏振状态(I-SOP)平行于分析器轴，例如在图2C中，参考均值u₀是

$u_0=\frac{2}{3}---\left(6\right)$

注意，等式(1)中的关系对于双端测量配置是在DGD·δv＜³/₄条件下成立，对于单端测量配置是在DGD·δv＜¹/₂条件下成立，这样就澄清了“紧密相间的波长”的含义。

应注意，分别从等式(1)和(2)算出的DGD(v)和PMD，是在FUT的输入连接器(16A)和输出连接器(16B)之间确切测量的DGD和PMD值，并且它们可以不代表该FUT的单向(向前)DGD或PMD，例如，对于单端测量配置，测得的DGD和PMD值是FUT的往返值，但是，对于双端测量配置，从等式(1)和(2)得出的测得的DGD或PMD是该FUT的单向(向前)DGD或PMD。对于单端PMD测量配置，要求在等式(2)得出的测得的往返PMD上乘以一个往返因子$({\alpha }_{\mathrm{rt}}=\sqrt{\frac{3}{8}}),$以得到FUT的单向(向前)PMD值。

在各个实施方案中，标准化功率的获取事实上是不同的，即通过数据处理器34的适宜编程。该理论的解释是为图1B、2C和3A的基本的一个光感测器实施方案所提供的，在这些实施方案中，在平均功率上的标准化既是必要的又是充分的，假定总功率在(I-SOP，A-SOP)对和随着时间改变时是稳定的。应注意，针对双端测量配置(图1B)和单端测量配置(图2C和3A)的标准化过程是非常类似的，但参考均值(u₀)(见等式(5)和(6))是不同的。也应注意，对于单端累积PMD测量，随着距离z而变化的标准化功率轨迹(T(z))被算出。此标准化过程的详细描述在下文中提供。

应注意，等式(1)产生了在给定中点波长——其被定义为用在该测量中的特定的紧密相间的波长的平均波长——处的DGD值，并且给出了随着光学波长/频率而变化的DGD。等式(2)产生了针对规定的波长区间的PMD值。该PMD被定义为在波长上进行平均的DGD均方根(rms)值。

双端PMD测量

本领域中所用的多数可得到的PMD测量技术通常是双端PMD测量。上述随机输入和输出SSA法的基础理论可以被应用于双端PMD测量，其中测试链路可以包括或不包括光学放大器。当光学放大器被用在测试链路中时，来自放大器的ASE光将被混合到所送入的偏振相干光中，因此，ASE和所送入的光都将被光感测器22A(图1B)测量。

下面我们描述如何通过接入FUT的两端，将我们的SSA基础理论应用于对测试链路中带有和不带有光学放大器这两种情形都适用的双端PMD测量方法。

在测试链路中不带有光放大器的DGD测量

假如可调谐激光源——其可以通过阶跃式调谐(step tuning)、或频率扫描、或频率调制、或类似方式选择其光学频率——或者假如使用偏振宽带光源，那么可用可调谐滤波器来选择光学频率(波长)，并且输入偏振控制器被置于FUT的近端，而且偏振状态分析器——通常是输出偏振控制器、偏振器(或PBS)和功率计(与可调谐滤波器结合——假如所用的是偏振宽带光源，而非可调谐激光源)——被置于FUT的另一端，用于测量来自该被测光纤的两个紧密相间的光学频率v_U和v_L下的K个输入/输出偏振态的光功率，所述光学频率v_U和v_L围绕着给定中点频率v_mid，所述K个大量输入/输出偏振态的光功率，即包含大量的“SOP对”(I-SOP_k，A-SOP_k)，每个SOP对既涉及输入SOP又涉及被所接收到的光“看到”的分析器轴。I-SOP和A-SOP都应以伪随机方式被选择，以使常规地表示在庞加莱球上的SOP的点基本均匀地分布在所述球的表面上，不论该分布是随机的还是近乎均匀的点格分布。已经发现，通过在所述“SOP对”的足够大的均匀分布数K上进行平均，在中点频率v_mid(v_mid＝(v_U+v_L)/2)处的向前DGD可以通过等式(1)算出，为

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}\right)---\left(7\right)$

应注意，等式(7)产生了该FUT在给定的中点频率(波长)处的单向(向前)DGD值(即DGD)。

如已提及的，PMD被定义为在波长上求平均的DGD均方根(rms)值(应注意，在时间上求平均的DGD可以给出rms DGD(而不是平均DGD))。在规定的波长区间上的rms DGD(即PMD)现在可通过等式(2)算出，为

$\mathrm{PMD}=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}\right)---\left(8\right)$

需要再次注意的是，在等式(7)和(8)中，对于双端PMD测量配置，必须使用${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{9}{2}}.$在“频率步幅”满足关系DGD·δv＜3/4的条件下，这样就澄清了“紧密相间的波长”的含义。

在紧密相间的波长之间的足够小的光学频率差(“频率步幅”)的限制下，等式(7)和(8)被简化为更简单的微分公式如下

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}---\left(7a\right)$

$\mathrm{PMD}=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}---\left(8a\right)$

应注意，等式(7)和(8)能直接适应式(1)和(2)中的基础理论，以计算FUT的向前DGD和PMD。

在测试链路中带有放大器的DGD测量

在许多现场应用中，光学放大器(典型地是掺铒光学放大器)已被插入该链路。即FUT 18可以在FUT 18中以各种间隔(例如60km)包含至少一个，也可以是好几个，光学放大器。当存在光学放大器时，位于FUT 18的远端的功率计除了检测到光学发生器装置发射的信号以外，还将可能检测到(基本非偏振的)放大自发辐射(ASE)光。自发辐射光相当于通过用一个因子去“缩小”均方差<ΔT(v)²>_SOP的值，而将检测信号中ASE的存在考虑在内，所述因子可以用同一原始数据而算出。此因子σ_r²(v)是标准化功率的相对方差，定义为

${\sigma }_r^2\left(v\right)={\left(\frac{1}{{\sigma }_{20}}\right)}^2[{<T{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}-{<T\left(v\right)>}_{\mathrm{SOP}}^2]---\left(9\right)$

其中参考方差是${\sigma }_{20}^2=1/12.$<T(v)²>_SOP和<T(v)>_SOP²指的是v_U和v_L处的标准化功率的平均(应注意，对于在充分数量的随机扰偏SOP上取平均的标准化功率T(v)，${<T\left(v\right)>}_{\mathrm{SOP}}^2=\frac{1}{4}).$继而，通过将均方差除以等式(9)中的相对方差，可以获得在给定的中点波长处的向前DGD(单向)，为

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}{{\sigma }_r^2\left(v\right)}}\right)---\left(10\right)$

此外，指定的波长区间的向前rms DGD(单向)可以被表达为

$\mathrm{PMD}=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_r^2}}\right)---\left(11\right)$

其中，等式(10)中的在SOP上的平均现在表现在对SOP和波长二者上的平均，而标准化功率的相对方差现在被表达为

${\sigma }_r^2={\left(\frac{1}{{\sigma }_0}\right)}^2[{<T{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<T\left(v\right)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]---\left(12\right)$

在小步幅的限制下，等式(10)和(11)被简化为微分公式，为

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}{{\sigma }_r^2\left(v\right)}}---\left(10a\right)$

$\mathrm{PMD}=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_r^2}}---\left(11a\right)$

应注意，假如“紧密相间的波长”的两个发送功率是相等的以及，对于这些“紧密相间的波长”，来自FUT的光谱衰减是可忽略的，那么测得的针对“紧密相间的波长”的功率可以直接应用于等式(10)和(11)，即对于所测得的功率不需要任何标准化(应注意，在此情形下，<T(v)>_SOP²可能不再等于1/4)。这是因为，在此状况下，上述标准化过程可仅产生一个被乘在测得的功率上用以获得标准化功率(在0和1之间)的“常量因子”，但是通过使用等式(10)和(11)来计算DGD和PMD时，该常量“因子”最终被消去，因为均方差和相对方差二者上都乘有确切相同的“因子”——它们都直接从测得的功率算出。换言之，假如使用等式(10)和(11)，仅仅要求获得与标准化功率成比例的相对功率以计算DGD和PMD。

应注意，等式(10)和(11)可以应用于测试链路中带有或不带有放大器“噪声”的情形。

在本发明的一个替代性方法中，可以通过在一个光学频率区间上对等式(7)或(10)所指示的不同的中点波长处的所有单个DGD(v)值求均方根或求平均，获得对PMD(即在一个光学频率区间上的rms或平均DGD值)的估计。

单端PMD测量

单端PMD测量对于现场应用是非常重要的测量技术。上述SSA基础理论也可以应用于单端PMD测量。这里描述的单端PMD测量被划分为两种情形：第一种情形是，通过分析来自FUT的一个远端的回反射光，测量该FUT的所有总体PMD；第二种情形是，测量随着FUT长度而变化的累积PMD。这两种情形都仅需接入FUT的一端。

单端总体PMD测量

对于使用来自光纤远端的回反射光的单端PMD测量，可能常常涉及不带光学放大器的测试光纤。下面我们描述应用的我们的基础SSA理论来对通过仅接入FUT的一端来进行单端总体PMD测量。

假如一反射镜(诸如光纤尾纤镜)被连接在该FUT的远端，并且假如可以忽略瑞利背向散射，和任何沿着该FUT的伪离散反射(例如，来自任何连接器或接头的处)，可调谐OTDR可以被替换为可调谐CW激光器(无脉冲)和功率计，该功率计用于测量FUT远端的反射镜子所反射的两个紧密相间的光学频率v_U和v_L下的K个大量(I-SOP_k，A-SOP_k)对的光功率，所述光学频率v_U和v_L围绕着给定中点频率v_mid，所述(I-SOP_k，A-SOP_k)对即为与输入SOP以及被回反射光“看到”的偏振分析器轴有关的设置(注意，λ＝c/v，其中λ是光在真空中的波长。虽然在此理论中，使用光学频率更“自然”，但在实际中，对于紧密相间的波长，可以使用波长，应理解，适当的转换因子被应用于此处呈现的这些等式。)。从上述基础PMD测量理论已经发现，在足够大的均匀分布的K个所述(I-SOP，A-SOP)对上进行平均时，在v_U和v_L处观察到的标准化功率(即传输)之间的均方差，与其中点频率v_c(v_c＝(v_U+v_L)/2)处的往返DGD(v)存在着如等式(1)所示的简单关系，该关系对于任何类型的实际FUT都有效，不论该FUT的随机程度或其偏振耦合率如何，其中也包括PMF光纤这一极端情形，该关系如下

${\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}\left(v\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}\right)---\left(12\right)$

其中，对于单端往返DGD测量，理论常量值${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{15}{4}},$<>_SOP代表在K个(I-SOP，A-SOP)对上的平均值，δv＝(v_U-v_L)是“频率步幅”，ΔT是在v_U和v_L处分别观察到的标准化功率的差。

该关系对于DGD_RoundTrip·δv＜1/2的条件下成立，这样就澄清了“紧密相间的波长”的含义。

由等式(12)得出的往返DGD(v)不是向前DGD(v)的加倍。从一个波长区间上的rms DGD(v)提取的往返DGD_RMS也不是加倍。然而，对于后一种情形，当在波长或时间上进行平均时，PMD值(统计平均)(即rmsDGD)通过一个简单因子与往返PMD(即rms DGD_RoundTrip)相关，该往返因子${\alpha }_{\mathrm{rt}}=\sqrt{3/8},$即DGD_RMS＝α_rt·DGD_RoundTripRMS  或$\mathrm{PMD}=\sqrt{3/8}·{\mathrm{PMD}}_{\mathrm{RoundTrip}},$其中PMD被定义为DGD的均方根(rms)值。

应注意，假如使用了PMD的替代性定义——即DGD的平均值，而不是RMS-DGD这一定义，那么会有不同的往返因子。

典型地，为了可靠地测量总体PMD，应使用可调谐OTDR。可调谐OTDR将相对长的脉冲发送到FUT中，继而，该OTDR中的至少一个的光感测器检测FUT远端处的局域反射的回反射光功率。

被包含在该仪器的输出端和选定的反射之间的FUT部分的往返DGD如前所述从等式(12)获得，其中针对给定的(I-SOP，A-SOP)对观察到的功率，现在，例如是从选定的反射处回反射的脉冲的功率在该脉冲持续时间的一预定部分上求平均而获得的。

值得注意的是，通过对每个响应脉冲在其持续时间的相当一部分上进行平均，可以获得上面定义的回反射功率，因此优选的是，对于此单端PMD测量技术，可施加长的OTDR脉冲(例如1至20μs)。

此外，在本发明的优选实施方案中，假如期望测量总体的总PMD，那么优选地是所对应的I-SOP，A-SOP和中点波长所对应的的波长对的组应不断从一个改变到下一个，等式(12)是将在这三者上进行所示的平均，从而获得往返PMD，而不是一个特定波长处获取一个特定DGD。在规定的波长区间上的往返rms DGD(即往返PMD)被表达为：

${\mathrm{PMD}}_{\mathrm{RoundTrip}}=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}\right)---\left(13\right)$

此外，通过对等式(13)乘以上述往返因子${\alpha }_{\mathrm{rt}}=\sqrt{3/8},$可以获得向前PMD值，

PMD＝α_rt·PMD_RoundTrip                    (14)

在紧密相间的波长之间的足够小的光学频率差(“频率步幅”)的限制下，等式(12)和(13)被简化为更简单的微分公式，如下，

${\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}---\left(12a\right)$

${\mathrm{PMD}}_{\mathrm{RoundTrip}}=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}---\left(13a\right)$

基于等式(13)测得的PMD具有测量时间短这一优势。然而，也可以从测得的很多不同的中点波长处的DGD_RoundTrip(v)，通过等式(12)或(12a)在规定的波长区间上的均方根或平均，来获取rms DGD_RoundTrip或平均DGD_RoundTrip，例如$\mathrm{rms}{\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}=\sqrt{{<{{\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}}^2>}_{\lambda }}$和平均DGD_RoundTrip＝<DGD_RoundTrip>_λ。继而，通过简单地分别对rms DGD_RoundTrip和平均DGD_RoundTrip乘以往返因子和2/π，获得向前rms DGD和平均DGD。

单端累积PMD测量

通过对FUT长度上的每个距离(z)分析瑞利背向散射光，上面针对单端总体PMD测量而描述的等式(12)和(13)可以用于测量随着距离z而变化的单端累积PMD。这样，就有必要使用短的光脉冲，例如来自可调谐OTDR的光脉冲。注意，使用太短的光脉冲可能会限制可测FUT长度，但太长的脉冲可能不能够处理光纤的拍长。

其实，假如使用了非常短的光脉冲，那么，OTDR“轨迹”，或随着距离z而变化的回反射功率是相同的，一如上述单端总体PMD测量被重复了无限次数，而端部反射器在各次测量之间移动距离增量dz。倘若脉冲非常短，并且忽略“相干噪声”总是添加到OTDR轨迹这个事实，就能获得与等式(12)相同的结果，除了该结果是在一个步骤中获取为随距离z而变化外。用不同的(I-SOP，A-SOP)对获得的不同的ΔT(v，z)值现在在整个OTDR中随着z的变化而有所不同，而不是仅仅一个数不同，并给出DGD_RoundTrip(v，z)。注意T(v，z)是随着光纤长度z而变化的标准化轨迹。

然而，在本领域，使用非常短的脉冲通常是不切实际的，因为地到地有用的动态区间要求极长的测量时间。而且，由于使用短脉冲而引起的高水平的相干噪声的减小可能要求一个大到不可接受的等效激光线宽，其导致小的最大可测量PMD量。本发明考虑到如下的发现：用大的长脉冲，均方差<ΔT(v，z)²>_SOP被简单地“缩小”一个因子，该因子可以从独立于相同的原始数据中计算出。(注意，在这里，下标SOP表示在(I-SOP，A-SOP)对上的平均。)因子σ_r²(z，v)是这些轨迹的相对方差，其是z的函数——取决于该光纤的局域特性，定义为，

${\sigma }_r^2(z,v)={\left(\frac{1}{{\sigma }_{10}}\right)}^2[{<T{(z,v)}^2>}_{\mathrm{SOP}}-{<T(z,v)>}_{\mathrm{SOP}}^2]---\left(14\right)$

其中，参考方差是${\sigma }_{10}^2=4/45.$继而，通过将等式(12)中的均方差除以等式(14)中的相对方差，获得在给定中点波长处的往返DGD，即

${\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}(z,v)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\mathrm{\Delta T}{(z,v)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}{{\sigma }_r^2(z,v)}}\right)---\left(15\right)$

此外，在本发明的优选实施方案中，优选地，在(I-SOP，A-SOP)对和中心波长所所对应的两个紧密相间的波长组应不断的改变，然后对等式(14)和(15)进行所指示的平均，由此获得往返PMD，而不是一个特定波长处仅获得的一个特定DGD。

${\mathrm{PMD}}_{\mathrm{RoundTrip}}\left(z\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\mathrm{\Delta T}{(z,v)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_r^2\left(z\right)}}\right)---\left(16\right)$

此外，由于一般用户更倾向于将向前PMD值而不是往返值显示出来，所以该结果被乘以上述往返因子${\alpha }_{\mathrm{rt}}=\sqrt{3/8}.$这样，向前PMD为，

PMD(z)＝α_rt·PMD_RoundTrip(Z)            (17)

其中等式(14)中在(I-SOP，A-SOP)对上的求平均也被替代为在(I-SOP，A-SOP)对和波长二者上的求平均，即

${\sigma }_r^2\left(z\right)={\left(\frac{1}{{\sigma }_{10}}\right)}^2[{<T{(z,v)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<T(z,v)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]---\left(18\right)$

应注意，通过对给定中点波长处的往返DGD在规定的波长区间上求均方根或平均，也可以获得往返rms DGD或往返平均DGD(mean DGD_RoundTrip)(即往返PMD)，为

$\mathrm{rms}{\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}\left(z\right)=\sqrt{{<{\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}{\left(z\right)}^2>}_{\lambda }}$

以及

mean DGD_RoundTrip(z)＝<DGD_RoundTrip(z)>_λ

继而，通过分别对rms DGD_RoundTrip和平均DGD_RoundTrip简单地乘以一个往返因子和2/π，可以获得向前rms DGD(z)和平均DGD(z)。

在紧密相间的波长之间的足够小的光学频率差(“频率步幅”)的限制下，等式(15)和(16)简单地被简化为下列微分公式，

${\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}(z,v)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\mathrm{\Delta T}{(z,v)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}{{\sigma }_r^2(z,v)}}---\left(15a\right)$

${\mathrm{PMD}}_{\mathrm{RoundTrip}}\left(z\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\mathrm{\Delta T}{(z,v)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_r^2\left(z\right)}}---\left(16a\right)$

应注意，另一种可能性是(虽然不是非常理想的替代方案)，还可以想到，在上述等式(8)、(11)、(13)和(16)中，在(I-SOP，A-SOP)对和波长上的求平均可以被替代为仅在大区间的光学频率上(即波长)的求平均，其中(I-SOP，A-SOP)对保持恒定。然而，在这个“恒定SOP”情形下，该方法失去了其对所有FUT类型的适用性，即，假如仅中点波长被扫描，而不对所用的(I-SOP，A-SOP)对进行扰偏，那么这些关系就不再普遍有效，测量的可靠度和/或精确度明显较低——即使仍粗略地有效。通常，假如不执行扰偏，则该方法只有当FUT是“理想”或“近乎理想”，以及当选择了大的PMD·Δv值(典型地大于10)——其中Δv是光学频率区间的宽度——时才有效，所述“理想”或“近乎理想”即为光纤展现出卓越的随机耦合，并具有有限的或“近乎有限的”偏振耦合率。因此，实际上，不能在一个合理的不确定度下测得小的PMD值。另外，人们常常希望对较早期安装的光纤进行测量，这些光纤与大约2001年以来的光纤相比通常较不“理想”。

应注意，对于紧密相间的波长之间的足够小的光学频率差(“频率步幅”)这一限制，上述以及下述用于计算的DGD或PMD的等式——如简单微分公式——是基础等式，并且，为了获取该仪器的最佳表现，从简单微分公式获得大“频率步幅”反正弦公式。

也应注意，上述以及下述使用相对方差来计算DGD或PMD的等式，可适用于标准化功率(包括标准化OTDR轨迹)和相对功率(包括相对OTDR轨迹)。也应注意，相对功率(或相对OTDR轨迹)与标准化功率(或标准化OTDR轨迹)成比例。

操作方法、数据处理和计算

双端PMD测量、单端总体PMD测量和单端累积PMD测量的共同基础是“用于PMD测量的随机输入和输出偏振状态扰偏分析(SSA)”，但它们对所设计的那些仪器的详细操作是不同的。例如，双端测量必须将输入光控制器装置放置在FUT的一端，而把分析器及检测装置放置在FUT的另一端。所应用的光源也可能不同，例如，双端PMD测量既可以使用连续波光源又可以使用脉冲光源——如果可以选择，或调制光的光学频率，以便为该测量产生两个或三个紧密相间的波长；但对于单端PMD测量，则有必要用脉冲光源(通常是可调谐OTDR)，以解决来自FUT远端的反射。即使对于总体PMD和累积PMD的单端PMD测量，它们在脉冲长度、紧密相间的波长的数量、所获取的数据以及数据处理方面仍具有稍许不同的操作。

因此，下面我们将在三个不同章节中针对双端PMD测量、单端总体PMD测量和单端累积PMD测量描述操作方法、数据处理和计算。

操作方法

针对双端PMD测量的操作方法

现在将参照图4A、4B、4C和4D所示的流程图，更详细地描述图1所示的双端PMD测量仪器的在测量DGD和/或PMD上的操作方法。在步骤4.1和4.2中，用户首先安装应用软件，并将测试模块插入平台，继而启动测试软件以使得该系统初始化测试模块，具体来说，是初始化波长偏振光源12(可调谐激光源12A或宽带光源12B)、输入SOP控制器14A、分析装置14B和20、以及检测器22和处理部件34。继而，被测光纤(FUT)18的一端将被连接到相干源模块，在输入SOP控制器14A之后，并且FUT 18的远端将被连接到分析器模块，并且具有PC或APC连接器(诸如FC/PC或FC/APC)的接插线被用来使这些模块与该FUT连接。大多数仪器参数通常根据顾客要求在工厂里被设置，但用户可以分别通过步骤4.1c和4.3，手动地为光源和分析器选择参数。假定用户选择了手动参数设置，那么该程序前进到手动参数设置步骤4.1c和4.4，并提示用户如下：

(a)为可调谐激光源12A或可调谐滤波器27设置中心波长。

(b)为那组中心波长设置一个被涵盖在光源12内的区间[λ_min，λ_max]，条件是该区间对应于FUT 18的可接入波长区间。

(c)设置成对的紧密相间的光学频率v_U和v_L(或波长)之间的步幅或差δv(或δλ)，如果可以的话(即未在工厂固定)。替代性地，用户可以输入该FUT的预期PMD值，留待处理器计算，继而选择波长(即光学频率)步幅。举例说，该步幅可以被方便地设置为δv＝α_δv·PMD^-1，其中α_δv约等于0.15至0.2，这样就可以从δλ≈(c/v_c²)·δv得出δλ，其中v_c＝(v_U+v_L)/2。(注意：对于给定PMD值，存在最佳步幅，其应尽可能大以使信噪比最大化，但足够小以满足上述条件，即PMD·δv小于0.15至0.2。也应注意，紧密相间的光学频率(或波长)也可以多于两个，这对其中FUT的DGD或PMD可能随时间而变化的测试和监测尤其有意义。)

(d)设置中心波长和/或通过I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B选择的偏振状态的数量K，即待获取的数据组的数量(K)。例如，K可以被设置为1000至100,000。或，可选地，对于连续扫描输入和输出SOP模式，仅需要设置中心波长的个数K，以及接着为输入SOP控制器和分析装置14B和20设置扫描时间。或者，可选地，如果只选择了一个中心波长，仅需设置被I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B选择的偏振状态的数量K，或I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B二者连续扫描的扫描时间。

(f)可选地，假如在FUT中设置了一系列调制光脉冲，设置要被平均的持续脉冲的个数，以获得每个个体功率(例如2或大于100)。假如仅有一个调制光脉冲被发射到该FUT中，则不要求任何设置。

(g)为每个个体PMD测量设置总体的总获取时间和PMD测量次数，以及其在任何两个测量之间的等待时间。

(h)选择调制的光脉冲的持续时间Tp。典型地，为测量选择长的脉冲长度，因为它导致高的动态区间和高信噪比，尽管短脉冲仍可以使用。(典型地，调制光脉冲被选择在100μs至1s之间，尽管这个区间以外的脉冲长度也可行。)

(i)可选地，设置可调谐光源装置的输入功率。

(j)可选地，通过该光路上的——例如就在分析器模块的输入端之后的一个位置处的——光学衰减器来调节从FUT进入分析器模块的功率。但这通常被该仪器自动地设置。

(k)可选地，输入光缆或光纤的名称和/或相关信息。

(l)将所有测量参数保存到数据文件，该数据文件将被数据处理器34取得以用于数据处理。

假如，在判定步骤4.3，用户选择自动参数设置，那么该程序启动步骤4.5的自动参数设置过程，并执行以下步骤：

(a)选择预先确定的特定的默认测量参数，即

(1)被光源12覆盖的中心波长区间[λ_min，λ_max]，

(2)对于一PMD数据获取，I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B所致的SOP和/或中心波长的数量K，或替代性地，I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B的扫描时间，

(3)用于每次个体获取(测量)的时间、任何两次个体获取之间的等待时间、以及重复获取的次数，

(4)可调谐相干源的频率脉冲持续时间Tp(或长度)，以及

(5)所送的光功率和所接收的功率。

(b)测试模块也可以被设计为具有预扫描过程——使用较少的组数，诸如K＝50至100，以获得对两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(或波长λ_U和λ_L)之间的最佳波长步幅频率差δv(或δλ)的估计。从执行预扫描获取的数据，以找到两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(或波长λ_U和λ_L)之间的适宜步幅或差δv(频率)或δλ(波长)。例如，这种数据获取可以通过以下方式来执行：对每一组，通过使用四个不同的激光波长，来获取总共6个不同的频率或波长步幅组合。在此情形下，可能要求该FUT两端之间有适当的通信。

(c)也可以设计自动模式，来自动地产生光缆或光纤名称和/或相关信息；

一旦测量参数已经被输入，不论是手动地还是自动地，该程序前进到步骤4.6，并计算波长步幅δλ(或频率差δv)——假如该FUT的预期的总PMD已经被指定或通过上述自动设置过程被估计，并基于该参数设置计算适当的波长次序λ_s。优选地是使用三个或四个(甚至更多)不同的激光波长来产生三个或六个(甚至更多)不同的波长步幅，以覆盖宽的可测量PMD区间。

最终，所有这些测量参数，不论是直接指定的还是如上所述算得的，被存储在数据文件的报头中或仪器中(步骤4.7)。

应注意，可调谐相干源的线宽通常在工厂中或通过设计设置在相对小的水平(例如小于1到2GHz)，以确保测量来自FUT的高PMD(例如大于50ps)的能力。

应注意，常规上，在每个SOP和/或中心波长处，两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(波长λ_U和λ_L)之间的频率差δv(或波长步幅δλ)可以保持相同或相近。每个SOP和/或波长可以仅被设置在一个短的时间段内。

图4(C)更详细地示出了用于获取第k组功率的数据获取步骤4.10。预先确定的波长步幅δλ可以被用来计算波长次序λ_s，如在步骤4.6已经讨论的。频率v_L^(k)和v_U^(k)被算出，满足v_L^(k)-v_U^(k)＝δv，其中δv是频率差(或者当波长差δλ被使用时，满足λ_U^(k)-λ_L^(k)＝δλ)。对应于给定步幅δv的最大可测量PMD，即PMD_max，可以被估计为PMD_max～α_rt(πδv)^-1，而δv可以从$\mathrm{\delta \lambda }=({\lambda }_0^2/c)·\mathrm{\delta v}$得出，其中λ₀＝(λ_min+λ_max)/2。控制单元30控制测试模块，以获得第k组功率如下：

●通过I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B设置SOP_k(图4(C)的步骤4.3.1)——假如宏观SOP步幅选择被应用于扰偏器14A、14B之一或二者；或者假如连续SOP扫描被应用于扰偏器14A、14B之一或二者，则为输入和输出扰偏器14A、14B设置扫描时间，其中输入和输出SOP可以被缓慢地连续地随机地扫描，以均匀地覆盖庞加莱球。

●控制光源12或可调谐滤波器27，以将低波长设置为λ_L^(k)(图4C的步骤4.3.2)。检测和处理单元34将获取功率数据如P_xL和P_yL(图4C的步骤4.3.3)。图4D所示的该数据获取过程的更多细节将在下面描述。相同的数据获取过程被重复，以获得第二份或重复的功率P_xL″和P_yL″(图4C的步骤4.3.4)

●针对高波长λ_U^(k)(其中λ_U^(k)也通过光源12或可调谐滤波器27设置)重复相同的数据获取过程，同时为I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B二者控制保持近似相同的输入和输出SOP。继而，检测和处理单元36获取功率数据P_xU和P_yU，以及重复的P_xU″和P_yU″(图4C的步骤4.3.5、4.3.6和4.3.7)，或替代性地，可以从一个短的时间段获取该数据，但将该数据分割为出现于不同时间段的两个数据。

图4D给出了图4C所示的用于获取第k组功率中的P_xL和P_yL的步骤4.3.3的数据获取过程的更多细节。来自光源12的所发送的调制光脉冲被送入FUT 18，输出调制光脉冲从FUT18的远端出来。继而，出来的调制光脉冲被送入仪器的测试分析器模块，以被PBS 20或20C或耦合器21，例如3dB耦合器——其两个输出臂之一与线性偏振器20A连接——分割为两路，y和x。进入路y和路x的分割光脉冲被两个光感测器——例如两个APD，诸如22B和22C(或20)——检测(图4D的步骤4.4.1和4.4.2)。替代性地，入射到测试分析器模块的所述出来的调制光脉冲被直接发送到线性偏振器。该光脉冲直接被一个光感测器——例如一个APD，诸如22A——检测(图1B)，或者被耦合器21——例如3dB耦合器——分割为两路，y和x，该光脉冲进入路y和路x，被两个光感测器——例如两个APD诸如22B和22C——检测(图1H)。来自FUT远端的调制光脉冲的“持续”响应信号被采样或采样并平均，以获得“响应脉冲信号”，诸如P_y(t)和P_x(t)(图4D的步骤4.4.3和4.4.4)。继而，通过对所述先前获取的响应脉冲信号进行平均——在其持续时间的围绕脉冲响应信号的脉冲中心的一大部分时间上求平均——获得最终采样或采样并平均功率P_xL和P_yL(图4D的步骤4.4.5和4.4.6)。待平均的脉冲持续时间的长度通常取决于电子器件的预滤波。

一旦第k组功率已经在步骤4.10中(见图4B)如上所述地被获取，则在步骤4.11中，第k组的数据被保存到数据文件中。继而，步骤4.12使组数寄存器增值。

根据手动参数设置步骤4.4或通过自动参数设置步骤4.5或默认参数设置，对不同的中心波长和/或I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B所选择的输入和输出SOP，重复数据获取步骤4.10和组存储步骤4.11，直到K个功率组都已经被获取并存储在数据文件中。

步骤4.9将决定这次个体获取是否已完成。假如判定步骤4.9给出了肯定结果，则该程序在步骤4.11存储数据。假如未完成，则该获取过程将再次执行步骤4.10和4.11。

步骤4.8将决定是否启动一次新的个体测量获取。假如整个测量获取已结束，则步骤4.15将保存所有个体数据，用于总体的完整获取。假如未结束，则处理器将重置k＝0，以启动一次新的个体获取，用于步骤4.9、4.10、4.11和4.12。步骤4.16将决定是否启动另一次获取。

在这个阶段，测量参数和所有功率组已经被保存在适当的文件中。

判定步骤4.17可以起动数据处理器；步骤4.18可以从数据文件加载当前可得到的所获取的数据；步骤4.19可以处理这些数据，以估计该FUT在给定中心波长处的DGD值，或在一个波长区间上的平均DGD或rms DGD；步骤4.21可以将它显示。可选地，步骤20可以允许用户保存所处理的结果，诸如DGD或平均DGD或rms DGD值与时间的关系。

继而，从步骤4.16开始的可选判定可以给予用户一个机会来发起对同一FUT的另一次获取处理。假如用户决定这样做，那么该程序返回到参数设置步骤4.3。如果不决定这样做，判定步骤4.17允许用户选择退出获取过程，在这情况下，存储在数据文件中的数据将被保持以用于稍后的处理，或判定步骤4.17允许用户发起对已经被获取并被存储的功率数据的处理。

假如处理被发起，则步骤4.18允许用户在常规的“打开文件”对话框中选择待处理的数据文件，数据处理器34通过该数据文件访问先前保存的获取数据(其包含所检测的功率以及关联的测量参数)，并且使用该数据来计算该FUT的DGD或平均DGD或rms DGD。

应注意，上述步骤可以获得rms DGD(即PMD)以及获得在给定终点波长处的DGD或随着波长而变化的DGD，并且可以以下面的章节要描述的方法计算rms DGD或均DGD，该方法也可以被包括在数据处理步骤4.19中。

注意，对于K＝1的情形，即，对于仅仅一个具有相同的输入和输出SOP以及相同的中心波长的组，光的功率可以以类似的方式被获得，对于此情形也可粗略地估计PMD，尽管这个简单的情形可能不能够提供足够精确和有意义的结果，因为测得的结果可能存在显著的不确定度。

针对单端总体PMD测量的操作方法

现在将参照图5A、5B和5C所示的流程图，描述图2G和2C所示的基于可调谐OTDR的单端PMD测量的操作方法。在步骤5.1中，用户首先安装应用软件，并将测试模块插入平台，继而启动测试软件以使得该系统初始化测试模块，具体来说，是初始化可调谐脉冲光源12、I/O-SOP控制器14、以及OTDR检测及处理部件34。继而，被测光纤(FUT)18将被连接到测试模块(即仪器)，并且具有PC连接器(诸如FC/PC或FC/UPC)的接插线或者光纤尾纤镜50被连接到该FUT的远端。这将在FUT的端部造成局域反射，该反射用于进行PMD测量。

判定步骤5.2提示用户选择手动参数设置或自动参数设置。假定用户选择手动参数设置，则该程序前进到手动参数设置步骤5.3，并提示用户如下：

(a)对组中心波长设置将被可调谐脉冲激光源12覆盖的波长区间[λ_min，λ_max]。

(b)设置两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(或波长)之间的频率步幅或频率差δv(或δλ)。替代性地，用户可以输入针对该FUT的预期PMD值，并留待处理器34选择波长步幅。举例说，该步幅可以方便地被设置为δv＝α_δv·PMD^-1，其中α_δv约等于0.1至0.15，这样，δλ可以从δλ≈(c/v_c²)·δv得出，其中v_c＝(v_U+v_L)/2。(注意：对于一个给定PMD值存在最佳步幅，其尽可能大以使信噪比最大化，但足够小以满足上述条件即PMD·δv小于0.1至0.15。)

(c)设置中心波长的和/或通过I/O-SOP扰偏器14选择的偏振状态的数量K，即待获取的数据组的数量(K)。例如，K可以被设置为200。

(d)设置每个个体功率的平均时间Δt(例如，Δt等于0.05或0.10秒)，或设置从该FUT远端反射的持续脉冲数量(例如50或100)。注意，在设置中心波长的的平均时间Δt和数量K和/或偏振状态之后，也可以获得PMD测量的总获取时间。

(e)选择OTDR的脉冲持续时间Tp(诸如等于275、1000、2500、5000、10000、20000纳秒)或脉冲长度。为了使反射自选定反射的脉冲在时间上不与反射自另一个反射的脉冲的某些部分重叠，该脉冲长度L_p应被选择为L_p＜Δz，其中Δz是沿着该FUT、在选定反射和最近的任一个反射或全部其他反射之间的距离。典型地，为单端PMD测量选择长的脉冲长度，因为它具有使动态区间高和/或使信噪比高和/或使求平均的时间短(由此使总体获取时间短)的优点，尽管短脉冲仍可以被使用。

(f)设置FUT长度，通常是该FUT的完全有效光学长度。

(g)可选地，根据光纤长度选择高动态区间或低动态区间。典型地，在通常操作中，测试模块提示用户选择高动态区间，但也可以允许用户通过选择用于获取的低动态区间以测试非常短的光纤。使用低动态区间模式，所起动的OTDR脉冲的输出峰值功率被减小，或者通过在光路中插入光学衰减器，例如，刚好在测试模块的输出端之前的位置，或者电学地，例如，通过减小该可调谐脉冲激光器的增益介质的偏置电流。

(h)可选地，输入光缆或光纤的名称和/或相关信息。

(i)将所有测量参数保存到数据文件，该数据文件将被数据处理器34取得以用于数据处理。

假如，在判定步骤5.2，用户选择自动参数设置，则该程序在步骤5.4中启动自动参数设置过程，并执行以下步骤：

(a)选择预先确定的特定默认测量参数，即

(6)将被可调谐脉冲激光源12覆盖的中心波长区间[λ_min，λ_max]，

(7)有待被I/O-SOP控制器14设置的用于实际的单端PMD数据获取过程的(I-SOP，A-SOP)对和/或中心波长的数量K(例如200)，

(8)每个个体功率的求平均的时间Δt(例如，Δt等于0.05或0.1秒)或从该FUT远端反射的持续脉冲的数量(例如50或100)，以及

(9)OTDR的脉冲持续时间T_p(或长度)。

注意，在(1)、(3)和(4)中设置的这些默认参数也将被用于预扫描获取。

(b)测试模块将使用减小的组数，诸如K＝50，来进行预扫描获取，以估计出FUT长度、来自FUT的总损失、以及两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(或波长λ_U和λ_L)之间的最佳波长步幅频率差δv(或δλ)。OTDR将发射标准OTDR脉冲(例如1或10微秒)，以检测该光纤的端部(或用户限定的局域反射)，以使可以获得FUT长度，还可以通过经过该光纤长度的往返时间推导出脉冲重复周期(T_r)。从这个OTDR获取，也可以估计出FUT的损失，否则可以观察到光感测器上的饱和状态——如果存在的话。继而，可以自动地决定是否减小该OTDR光源的输出峰值功率。预扫描数据获取被执行，可以找到两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(或波长λ_U和λ_L)之间的适当的频率步幅δv(频率差)或δλ(波长差)。例如，这种数据获取可以通过以下方式来执行：对每一组，通过使用四个不同的激光波长，来获取总共6个不同的频率或波长步幅组合。通过处理这些预扫描获取功率数据，可以找到待用在实际单端PMD测量数据获取中的最佳适宜波长步幅。将全部自动选定的测量参数保存到数据文件的报头，该数据文件将被取得以供数据处理器34进行数据处理。

(c)也可以设计自动模式，来自动地产生光缆或光纤名称和/或相关信息；

一旦测量参数已经被输入，不论是手动地还是自动地，该程序前进到步骤5.5，并计算波长步幅δλ(或频率差δv)——假如该FUT的预期的总PMD已经被指定或通过上述自动设置过程被估计；并根据经过该光纤长度的往返时间的计算重复周期Tr；以及基于该参数设置计算适当的波长次序λ_s。

最终，所有这些测量参数，不论是直接指定的还是如上所述算得的，被存储在数据文件的报头中(步骤5.6)。

应注意，可调谐脉冲光源的线宽通常在工厂中设置，设置在相对小的水平(例如1-2GHz或更小)，以确保测量来自FUT的高PMD的能力。

在组数寄存器被初始化为k＝0时，判定步骤5.7确定总的功率组数是否已经被获取。假如没有，则该程序前进到步骤5.8，以获取第k组功率。

应注意，常规上，在每个SOP和/或中心波长处，两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(波长λ_U和λ_L)之间的频率差δv(或波长步幅δλ)可以保持相同或相近。每个SOP和/或波长可以仅被设置在一个短时间段内。

图5B更详细地示出了用于获取第k组功率的数据获取步骤5.8。预先确定的波长步幅δλ可以被用来计算波长次序λ_s，如在步骤4.5已经讨论的。频率v_L^(k)和v_U^(k)被算出，满足v_L^(k)-v_U^(k)＝δv，其中δv是频率差(或者当波长差δλ被使用时，满足λ_U^(k)-λ_L^(k)＝δλ)。对应于给定步幅δv的最大可测量PMD，即PMD_max，可以被估计为PMD_max～α_rt(πδv)^-1，而δv可以从$\mathrm{\delta \lambda }=({\lambda }_0^2/c)·\mathrm{\delta v}$得出，其中λ₀＝(λ_min+λ_max)/2。控制单元30控制测试模块，以获得第k组功率如下：

●通过I-SOP控制器设置SOP_k(图5B的步骤5.3.1)。

●控制可调谐脉冲激光12，以将低波长设置为λ_L^(k)(图5B的步骤5.3.2)。检测和处理单元36将获取功率数据如P_xL和P_yL(图5B的步骤5.3.3)。图4C所示的该数据获取过程的更多细节将在下面描述。相同的数据获取过程将被重复，以获得第二份或重复的功率P_xL″和P_yL″(图5B的步骤5.3.4)

●针对高波长λ_U^(k)(其中λ_U^(k)也通过可调谐激光12设置)重复相同的数据获取过程，同时保持相同的(I-SOP，A-SOP)对。继而，检测和处理单元36获取功率数据P_xU和P_yU，以及重复的P_xU″和P_yU″(图5B的步骤5.3.5、5.3.6和5.3.7)。

图5C给出了图5B所示的用于获取第k组功率中的P_xL和P_Y的步骤5.3.3的数据获取过程的更多细节。来自OTDR的所发送的调制光脉冲被送入FUT 18，一小部分(或多数)脉冲光从局域反射器反射——例如，通过使用接插线的PC连接器或连接在FUT端处的光纤尾纤镜。继而，反射光脉冲被返回到测试模块或仪器中，以被PBS或耦合器，例如3dB耦合器——其两个输出臂之一与线性偏振器连接——分割为两路，y和x。进入路y和路x的分割光脉冲被两个光感测器——例如两个APD，诸如22′B和22′C检测(图5C的步骤5.4.1和5.4.2)。来自FUT远端的或来自光纤上任何其他位置的反射光脉冲的“持续”响应信号被采样并平均，以获得“经过平均”的平均响应脉冲信号，诸如P_y(t)和P_x(t)(图5C的步骤5.4.3和5.3.4)。继而，通过对所述先前采样并经平均的响应脉冲信号进行平均——在其持续时间的围绕脉冲响应信号的脉冲中心的一大部分时间上求平均——获得最终平均功率P_xL和P_yL(图5C的步骤5.4.5和5.4.6)。待平均的脉冲持续长度通常取决于电子器件的预滤波。

一旦第k组功率已经在步骤5.9中(见图5A)如上所述地被获取，则第k组的数据被保存到数据文件中。继而，步骤5.10使组数寄存器增值。

根据手动参数设置步骤5.3或通过自动参数设置步骤5.4，对不同的中心波长和/或I/O-SOP控制器选择的(I-SOP，A-SOP)对，重复数据获取步骤5.8和组存储步骤5.9，直到K个功率组都已经被获取并存储在数据文件中。

在这个阶段，测量参数和所有功率组都已经被保存在相同的数据文件中，该文件与测量参数的报头信息关联。

在数据获取步骤5.20(可选)中，可以加载当前可用的已从数据文件获取的数据，并处理它们，以估计FUT 18的rms DGD(即PMD)值，步骤5.21可以显示它以及该获取耗去的时间、该FUT的长度和损失。注意，所估计的PMD值可以频繁改变，直到数据获取结束。可选地，步骤5.22可以允许用户保存处理结果。

也是在这个阶段，判定步骤5.7给出了肯定结果，并且在步骤5.11中，该程序保存并关闭数据文件。

继而，从步骤5.12开始的可选判定可以给予用户一个机会来发起对同一FUT的另一功率组K的获取的机会。假如用户决定发起，则该程序返回到参数设置步骤5.2。如果不决定这样做，判定步骤5.13允许用户选择退出获取过程，在这情况下，存储在数据文件中的数据将被保持以用于稍后的处理，或判定步骤5.13允许用户发起对已经被获取并被存储的功率数据的处理。

假如处理被发起，步骤5.14允许用户在常规的“打开文件”框中选择待处理的数据文件，于是，在步骤5.16中，数据处理器34从该数据文件访问先前保存的获取功率数据以及关联的测量参数，并使用该数据来计算该FUT的总rms DGD(即PMD)。另一方面，方框5.15——其不是类似的“步骤”——指示，用户可以在任何时间独立地起动数据处理软件，以处理任何先前获取的数据文件。在步骤5.17中，数据处理器34将算得的PMD值结果和测量参数保存在文件中，在步骤5.18中，显示或输出测得的PMD值，还可以有其他结果诸如该FUT的长度和损失。

注意，对于K＝1的情形，即，对于仅仅一个具有相同的(I-SOP，A-SOP)对以及相同的中心波长的组，光反射功率可以以类似的方式被获得，也可粗略地估计PMD，尽管这个简单的情形可能不能够提供足够精确和有意义的结果，因为测得的结果可能存在显著的不确定度。

数据处理步骤5.16处理所存储的数据的方式将在下面的章节描述。

应注意，上述步骤可以获得rms DGD(即PMD)，但也可以获得随着波长而变化的DGD，继而可以以下面的章节描述的方法计算rms DGD或平均DGD，该方法也可以被包括在数据处理步骤5.16中。

针对单端累积PMD测量的操作方法

现在将参照图6A和6B所示的流程图，描述图3所示的用于测量随FUT的长度而变化的累积PMD的POTDR操作方法。在步骤6.1中，用户使该系统初始化POTDR，具体来说，是初始化可调谐脉冲光源12、I/O-SOP控制器14和OTDR检测及处理部件。判定步骤6.2提示用户选择手动参数设置或自动参数设置。假定用户选择了手动参数设置，则该程序前进到手动参数设置步骤6.3，并提示用户如下：

(a)对组中心波长设置将被可调谐脉冲激光源12覆盖的波长区间[λ_min，λ_max]。

(b)设置成对的紧密相间的光学频率v_U和v_L(或波长)之间的频率步幅或差δv(或波长差δλ)。替代性地，用户可以输入该FUT的预期PMD值，并留待处理器34选择波长步幅。举例说，该步幅可以方便地被设置为δv＝α_δv·PMD^-1，其中α_δv约等于0.1至0.15。应注意，该POTDR可以被配置为允许用户选择大于1个的步幅数目M；继而，该控制程序将基于该FUT的预期的总PMD选择M个步幅，这些步幅之间有适当的比率(注意：对于给定PMD值存在最佳步幅，其尽可能大以使信噪比最大化，但足够小以满足上述条件，即PMD·δv小于0.1至0.15。但这里所述的设施必须执行挑战性的任务，即同时测量大区间的随着z而变化的累积PMD值，从z＝0时的PMD＝0，到z＝FUT长度时的FUT的PMD＝总PMD。这就是为何需要很多在不同步幅下的测量，以便以得到相似的相对测量精确度(例如以百分比来表示)来测量FUT的所有不同的“段”，或者如这里或上文所述，每组使用多于两个的紧密相间的波长，每组N_λ个波长导致了每次扫描中理论上有M＝N_λ·(N_λ-1)/2对不同步幅，从而节省时间。)

(c)设置中心波长的和/或通过I/O-SOP控制器14选择的偏振状态的数量K，即待获取的轨迹组的数量(K)。

(d)设置每个个体轨迹的求平均的时间Δt(例如，Δt等于1或2秒)，或设置待平均的电脉冲响应信号的数量(例如1250或2500)，以获得每个个体轨迹。

(e)设置脉冲持续时间(如T_p＝50、100、200、300纳秒)，或长度。

(f)指定FUT长度，通常是该FUT的完全有效光学长度。

假如，在步骤6.2中，用户选择了自动参数设置，则该程序前进到步骤6.4，并执行以下步骤：

●选择特定的默认测量参数，即

(1)将被可调谐脉冲激光源12覆盖的中心波长区间[λ_min，λ_max]，典型地是实际可调谐激光可以获取的整个波长区间，

(2)由I/O-SOP控制器14设置的用于最终POTDR数据获取的中心波长的和/或(I-SOP，A-SOP)对的数量K，例如100或200，

(3)每个个体POTDR轨迹的求平均时间Δt(例如，Δt等于1或2秒)，或待平均的电脉冲响应信号的数量(例如1250或2500)，

(4)脉冲持续时间(例如T_p＝50、100、200、300纳秒)或脉冲长度，以及

(5)可调谐脉冲激光的线宽(可选)。

注意，在(1)、(3)、(4)和(5)中设置的这些默认参数也将被用于预扫描获取。

该POTDR使用减小的组数——诸如K＝20——进行预扫描，以粗略地估计出FUT长度、两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(或λ_U和λ_L)之间的优化的波长步幅δλ(或频率差δv)。这样，该OTDR将起动标准OTDR脉冲(例如1μs)以检测光纤端部，以使可以根据经过光纤长度的往返时间获得FUT长度以及推导出脉冲重复周期。继而，OTDR轨迹的获取将被执行，以经由对该FUT的总体PMD的快速估计，找到两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(或λ_U和λ_L)之间的最佳适宜步幅或差δv(或δλ)。例如，这种数据获取可以通过以下方式来执行：对每一组，通过使用四个不同的激光波长，来获取总共6个(M＝6)不同的波长步幅组合。通过处理这些预扫描数据，可以找到待用在实际POTDR数据获取中的最佳适宜波长步幅。

一旦测量参数已经被输入，不论是手动地还是自动地，该程序前进到步骤6.5，并计算波长步幅δλ(或频率差δv)——假如该FUT的预期的总PMD已经被指定或通过上述自动设置过程被估计；并根据经过该光纤长度的往返时间的计算重复周期T_r；以及基于该参数设置计算适当的波长次序λ_s。

最终，所有这些测量参数，不论是直接指定的还是如上所述算得的，都被存储在数据文件的报头中(步骤6.6)。

图6A示出了一可选的用于根据先前输入的参数来设置激光线宽——假如激光源12允许的话——的步骤(跟随步骤6.5)。例如，小的(大的)线宽可以被选择用以测量大的(小的)总PMD。在没有指定总PMD且没有执行自动设置过程的情况下，所指定的波长步幅(δλ)可以被用来估计总PMD，继而也可以据此选择激光线宽。

在组数寄存器被初始化到k＝0时，判定步骤6.7确定轨迹组的总数是否已经被获取；假如没有，则该程序前进到步骤6.8，以获取k组OTDR轨迹。

图6B更详细地示出了用于获取第k组OTDR轨迹的轨迹获取步骤6.8。如前文所述，在两个紧密相间的光学频率v_U和v_L(或波长)之间存在至少一个预先确定的频率差δv(或波长步幅δλ)，因此所选择的激光波长的总数必须至少是两个。假如使用多个不同的波长步幅δλ，则这些波长步幅可以被选择，以最佳地测量PMD值的不同区间。例如，可以选择使用两个波长步幅，δλ₁和δλ₂，这要求每个组有N_λ＝3个不同的波长。此外，所述两个步幅的比例的明智选择可以是，例如，δλ1_/δλ₂＝5。对应于给定步幅δv的最大可测量PMD，即PMD_max，可以被估计为PMD_max～α_rt(πδv)^-1，并且δλ可以从$\mathrm{\delta \lambda }=({\lambda }_0^2/c)·\mathrm{\delta v}$得出，其中λ₀＝(λ_min+λ_max)/2。控制单元30控制POTDR，以获得第k组轨迹如下：

●通过I/O-SOP控制器14来设置设置对(I-SOP_k，A-SOP_k)(图6B的步骤6.8.1)。

●控制可调谐脉冲激光器12，以将波长设置到λ_L^(k)(图6B的步骤6.8.2)，继而发送OTDR光脉冲。检测及处理单元36获取OTDR轨迹P_xL和P_yL(图6B的步骤6.8.3)。相同的获取步骤被重复，以获得第二份或重复的轨迹P_xL″和P_yL″(图6B的步骤6.8.4)。

●针对高波长λ_U^(k)重复相同的数据获取过程，同时保持相同的(I-SOP，A-SOP)。继而，检测和处理单元36获取OTDR轨迹P_xU和P_yU以及重复的P_xU″和P_yU″(图6B的步骤6.8.9和6.8.10)。

●在该组包含多于一对光脉冲系列的情况下，将波长设置到低波长和高波长之间的至少一个附加的波长λ_I^(k)(图6B的步骤6.8.5)下。检测及处理单元36获取OTDR轨迹P_xI和P_yI(图6B的步骤6.8.6)。相同的数据获取过程将被重复，以获得重复轨迹P_xI″和P_yI″(图6B的步骤6.8.7)。

一旦第k组OTDR轨迹已经被如上所述地获取，则在步骤6.9中(见图6A)，该组被保存到数据文件中。继而，步骤6.10使组数寄存器增值。

根据参数设置步骤6.2或6.3，对通过I/O-SOP控制器14选择的不同的中心波长和/或(I-SOP_k，A-SOP_k)对，重复数据获取步骤6.8和组存储步骤6.9，直到K组轨迹都已经被获取并存储在数据文件中。

在这个阶段，测量参数和所有OTDR轨迹组都已经被保存在相同的数据文件中。

也是在这个阶段，判定步骤6.7给出了肯定结果，并且在步骤6.11，该程序关闭该数据文件。继而，可选的判定步骤6.12给予用户一个机会来发起对同一FUT的另一轨迹组K的获取的机会。假如用户决定发起新获取过程，则该程序返回到参数设置步骤6.2。如果不决定这样做，判定步骤6.13允许用户选择退出获取过程，在这情况下，存储在数据文件中的数据将被保持以用于稍后的处理，或判定步骤6.13允许用户发起对已经被获取并被存储的功率数据的处理。

假如数据处理被发起，步骤6.14允许用户在常规的“打开文件”对话框中选择待处理的数据文件，于是，在步骤6.16中，数据处理器34从该数据文件访问先前保存的获取数据以及关联的测量参数，并使用该数据来计算随FUT上的距离(z)而变的累计PMD。另一方面，方框6.15——其不是类似的“步骤”——指示，用户可以在任何时间(即使还没有完成任何获取)独立地起动数据处理软件，以处理任何先前获取的数据文件。在步骤6.17中，数据处理器32将结果(例如随着z而变化的累积PMD曲线和测量参数)保存在电子数据表可取得的文件中，并且在步骤6.18中，以有形的形式显示或输出所得的累积PMD曲线。

数据处理步骤6.16处理所存储的数据的方式将在下面的章节描述。

应注意，上述步骤可以获得rms DGD(即PMD)，但也可以获取随着波长而变化的DGD，继而可以以下面的章节中描述的方法计算rms DGD或平均DGD，该方法也可以被包括在数据处理步骤6.16中。

数据处理和计算

针对双端PMD测量的数据处理和计算

现在将描述数据处理步骤6.19处理所存储的数据的方式。

1.数据结构

来自FUT的每个光功率——其是在双端PMD测量的操作方法所述的波长以及输入和输出SOP的一个给定设置下获得的——构成了一个基本数据单元，即，一个数据由一个功率值构成。下一个数据单位是一个四功率组(即四个数据单元)，对于图1C和图1G的实施方案，是两套四功率组，其中两功率同时从光感测器22B和22C获得，所有都在I-SOP扰偏器14A和A-SOP扰偏器14B设置的给定输入和输出SOP下获得。形成第k组的这两套四功率组优选地以下述序列获得(时间从左流向右)，或其他类似方式获得——诸如在相同的时间但用不同的检测器测量两个重复的功率(诸如通过两个检测器和一个耦合器同时测量相同的功率)，如：

I-SOP_k^I，A-SOP_k^O和/或λ_k：

其中标注x和y指代同时或在稍许不同的时间分别从光感测器22B和22C获得的功率，λ_L^(k)-λ_L^(k)等于波长步幅δλ，中点波长被定义为${\lambda }_k=({\lambda }_U^{\left(k\right)}+{\lambda }_L^{\left(k\right)})/2,$双撇符指示重复功率。

最终，在获取之后被存储在数据文件中的总体数据被绘制成以下等式(18)中的矩阵，随后将参考该矩阵。该矩阵包含K个组，每个组有四个光功率(当使用两个光感测器时，有两套四光功率组)：

应注意，输入SOP和输出SOP都可以随机逐个地被选择(“宏观SOP步幅”)，或经历缓慢的连续SOP扫描，在这两种情形下，都采用如下方式：随着时间的变化，每一个都基本均匀地覆盖庞加莱球。

2.相对增益的自动校准

对于图1D的实施方案，在继续进行任何进一步计算之前，有必要执行两个检测器22B和22C的相对增益的下述校准过程。对于其他实施方案，假如仅有一个检测器，则不执行该过程。

该校准原理基于以下事实：当输入和输出SOP扰偏器被用来生成足够大数量的SOP以基本上覆盖庞加莱球时，来自FUT 18的光的平均功率将以1∶1(相等)的比率从PBS的两个端口出来。因此，对于所观察到的检测器功率，任何所观察到的与该1∶1比率的偏离都可以被量化并纳入考虑，如下。

在数据获取完成后，从两个光感测器获得的K个四光功率组已经被存储，即，来自检测器22B的总共J＝4·K个的功率(数据)，来自检测器22C的也是J＝4·K个的功率，如矩阵(18)所描绘。来自22B和22C的第j个功率(j＝0，1...(J-1))下面分别被称为Px_j和Py_j。假如PBS的两个臂中的总体损失是相等的，而且两个光感测器以及关联的电子器件的增益也是相等的，那么功率P_y和P_x在所有J次上求平均之后的比率将是

$\frac{<\mathrm{Px}>}{<\mathrm{Py}>}\equiv \frac{\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{Px}}_j}{\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{Py}}_j}=1$

但在实践中，从测得的功率的平均而获得的比率不等于1，因为PBS的两个臂中的损失不同，而且两个光感测器的“有效”增益不同；所述“有效”增益包括光电二极管响应率以及下述电子器件——放大器和采样电路——的总体增益。(注意，不必分别确定这些个体增益。)因此，在继续进行其余计算之前，从光感测器22C获得的所有J个功率，即所有Py_j，都作乘法如下：

Py_j≡g_Forward·Py_j

其中

$g_{\mathrm{Forward}}=\frac{<\mathrm{Px}>}{<\mathrm{Py}>}=\frac{\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{Px}}_j}{\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{Py}}_j}$

这个校准可能需要在每个波长处执行，但在实践中，对于那些相对紧密相间(例如小于20nm)的中心波长，构件、检测器等等的相对的波长依赖性可能是可忽略的，这个校准处理对每个PMD测量序列仅需要执行一次。

该校准的结果是，即在所有P_y功率(数据)都已经被如上所述地乘以测得的相对增益之后，数据处理器34可以计算标准化光功率。更精确地，在图1D的实施方案的情形下，标准化功率被以如下方式获得：将所采样并平均的来自检测器22B的信号P_x，或来自检测器22C的信号P_y，或(并且是优选地)乘以权重系数后的差(Px-Py)/2或(Py-Px)/2(将在下一个章节详细描述)，或任何乘以权重系数后的差(1+w)^-1(Px-w·Py)(其中w是加权因子)，除以来自检测器22B和22C二者的所采样并平均的信号之和(Px+Py)，该和表示射到该PBS上的总功率，即没有选择特定偏振分量的总功率。

应注意，其他校准也是可行的。例如，一种潜在的替代性校准技术是：使用光纤耦合器(分束器)或内部反射器的内部参考，以将来自所发射的OTDR光的预先确定的量(百分比)的光功率发送到两个不同的检测器。

下面将详细描述对所有优选实施方案的标准化功率的计算方法。

3.计算

对功率处理以获得现在就要描述的PMD值。应注意，在所有下文中，那些符号指向等式(17)中的矩阵“数据”。标注x和y分别指代从光感测器22B和22C获得的回反射光功率。

3.1标准化功率

标准化功率，此后被标注为T，其计算根据各实施方案的不同而不同。

(i)对于图1D的实施方案(两个光感测器连同一个PBS)，透过率(标准化功率)被用下列两种方式之任一计算

$T_L^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}+{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}$

$T_U^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}+{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}---\left(18a\right)$

或

$T_L^{\left(k\right)}=\frac{1}{2}·\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}-{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}+{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=\frac{1}{2}·\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}-{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}$

$T_U^{\left(k\right)}=\frac{1}{2}·\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}-{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}+{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=\frac{1}{2}·\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}-{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}---\left(18b\right)$

其中应意识到，在被用在等式(18a)和(18b)之前，不同的功率P_y已经被预先乘以测得的相对增益g_Forward，如在自动校准过程的描述中指示的。

(ii)对于图1C的实施方案(两个光感测器连同一个耦合器)，轨迹P_x对轨迹P_y的比率首先被计算为，

$R_L^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}$${R^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}$

$R_U^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}$${R^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}---\left(18c\right)$

继而，上述比率被标准化——相对于其在K个组上的平均而加以标准化，如下：

$T_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{R_L^{\left(k\right)}}{{<R_L>}_{\mathrm{SOP}}}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{{R^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{<R_L>}_{\mathrm{SOP}}}$

$T_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{R_U^{\left(k\right)}}{{<R_U>}_{\mathrm{SOP}}}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{{R^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{<R_U>}_{\mathrm{SOP}}}---\left(18d\right)$

其中参考均值是u_o＝1/2，从而平均比率R被定义为，

${<R_L>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{2K}\underset{k}{\Sigma }(R_L^{\left(k\right)}+R_L^{\prime \prime \left(k\right)})$${<R_U>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{2K}\underset{k}{\Sigma }(R_U^{\left(k\right)}+R_U^{\prime \prime \left(k\right)})---\left(18e\right)$

或者，当耦合器比率随波长的变化在规定的波长区间内可忽略时，<R_L>_SOP和<R_U>_SOP可以被替换为：

${<R>}_{\mathrm{SOP};\lambda }=\frac{1}{4K}\underset{k}{\Sigma }(R_L^{\left(k\right)}+{R^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}+R_U^{\left(k\right)}+{R^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)})---\left(18f\right)$

在此，不要求自动校准过程，即，可以省略上述将功率P_y预先乘以测得的相对增益这一个过程。

(iii)对于图1B的实施方案(单个光感测器)，可用的功率仅有P_x(从光感测器22A获得)。该标准化功率如(19d)中所获得的，但不首先计算功率x对功率y的比率，即

$T_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}}{{<P_L>}_{\mathrm{SOP}}}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{<P_L>}_{\mathrm{SOP}}}$

$T_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}}{{<P_U>}_{\mathrm{SOP}}}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{<P_U>}_{\mathrm{SOP}}}---\left(18h\right)$

其中平均功率被定义为，

${<P_L>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{2K}\underset{k}{\Sigma }({\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)})$${<P_U>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{2K}\underset{k}{\Sigma }({\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)})---\left(18i\right)$

在此，假定发射功率在功率测量过程中是稳定的。

(iv)对于图1H的实施方案——其带有两个光感测器，并结合了一个位于分析器之后的耦合器，分别从光感测器22B和22C获得两个功率：P_x功率和P_x″功率。标准化功率(透过率)现在被获得为，

$T_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}}{{<{\mathrm{Px}}_L>}_{\mathrm{SOP}}}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{<{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L>}_{\mathrm{SOP}}}$

$T_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}}{{<{\mathrm{Px}}_U>}_{\mathrm{SOP}}}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{<{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U>}_{\mathrm{SOP}}}---\left(18j\right)$

其中平均功率被定义为，

${<{\mathrm{Px}}_L>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}$${<{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}$

${<{\mathrm{Px}}_U>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}$${<{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U>}_{\mathrm{SOP}}=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}---\left(18k\right)$

在此，也不要自动校准过程。注意，这个实施方案具有这样的优点：比起其他实施方案，仅要求一半的获取(既数据采样)时间。

注意，对于上述(iii)和(iv)标准化，测量期间的功率必须是稳定的。而且，假如对于在规定的波长区间内的所有波长，功率是恒定的，那么可以在SOP上、或波长上、或SOP和波长二者上对<>_SOP进行平均。

基本上，所有这些关系对于所有情形都有效——假如施加了足够的随机输入和输出SOP扰偏，给出了在一个特定中点波长处的正确的DGD值，继而有可能获得DGD与中点波长的关系。因此，也可以针对给定的波长区间计算平均DGD或rms DGD值。

在其他情形下，扫描中点波长是出于在波长上对DGD进行平均——根据PMD的定义——而考虑得，以获得rms DGD值(不是平均DGD)。相反地，如上所述，仅在波长上进行平均并同时保持输入和输出SOP不变，要求满足所述的关于该FUT的假定，而且要求大的PMD·Δv乘积值。相同的注释适用于此后呈现的等式。

3.2噪声方差

采样重复轨迹数据的第二个动机在于，从光偏振和/或激光学频率和/或功率(强度)的变化中获得方差噪声的准确估计的能力，所述的采样重复轨迹在无噪声的情况下对于SOP和中点波长λ_mid的每种设置基本上是相同的。假如这个噪声方差是已知的，则它可以被减去。由于这些重复轨迹，来自偏振噪声和/或激光学频率和/或功率噪声和/或任何其他噪声等等的方差就可以独立地被估计如下：

${\sigma }_{\mathrm{noise}}^2={\left(\frac{1}{{\sigma }_{20}}\right)}^2{<(T_L-{T^{\prime \prime }}_L)(T_U-{T^{\prime \prime }}_U)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }---\left(19\right)$

其中${\sigma }_{20}^2=1/12$

应注意，这个“噪声”方差可以来自随机变化的输入和输出SOP，和/或激光学频率和强度的不稳定性，或任何其他噪声源。

为了获得可靠的测量结果，该方差噪声——例如来自偏振变化和类似的其他效应，诸如激光学频率和强度的不稳定——应比均方差(见下面的子章节3.4)小几个百分点(例如小于2％)。

应注意，上述平均可以在SOP上或在SOP和波长二者上进行平均。

3.3相对方差

相对方差，例如主要由来自测试链路(或任何其他去偏振效应)中的光学放大器的非偏振ASE光的引起的，如用在等式(10)和(11)中的，在此被计算为四个可得到的估计的平均，即，

${{\sigma }^{\prime }}_r^2={\left(\frac{1}{{\sigma }_{20}}\right)}^2\left[\frac{\delta \left(T_L\right)+\delta \left({T^{\prime \prime }}_L\right)+\delta \left(T_U\right)+\delta \left({T^{\prime \prime }}_U\right)}{4}\right]---\left(20a\right)$

其中${\sigma }_{20}^2=1/12,$而函数“δ”被定义为，

$\delta \left(T_L\right)=[{<{T_L}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<T_L>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$$\delta \left(T_L^{\prime \prime }\right)=[{<{T_L}^{\prime \prime 2}>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<T_L^{\prime \prime }>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$

$\delta \left(T_U\right)=[{<{T_U}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<T_U>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$$\delta \left(T_U^{\prime \prime }\right)=[{<{T_U}^{\prime \prime 2}>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<T_U^{\prime \prime }>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$

替代性地，也可以经由偏振分量s_p来计算相对方差，例如

${{\sigma }^{\prime }}_r^2={\left(\frac{1}{{\sigma }_{s0}}\right)}^2\left[\frac{{<s_{\mathrm{pL}}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }+{<s_{\mathrm{pL}}^{\prime \prime 2}>}_{\mathrm{SOP};\lambda }+{<s_{\mathrm{pU}}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }+{<s_{\mathrm{pU}}^{\prime \prime 2}>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{4}\right]---\left(20b\right)$

其中${\sigma }_{s0}^2=1/3,$而s_p为

s_pL＝2T_L-1        s″_pL＝2T_L″-1

s_pU＝2T_U-1        s″_pU＝2T_U″-1

但注意，从等式(20b)算出的相对方差不能被应用于任何上述或下述与用于提取DGD或PMD的“相对功率”相关的计算，即，测得的功率必须被适当地标准化。

应注意，上述等式在来自输入和输出偏振控制器之一或二者的I-SOP和A-SOP均匀分布在庞加莱球的情况下有效。可以仅在SOP上进行平均，或在SOP和波长二者上进行平均。

继而，噪声方差(等式19)在计算中被从相对方差(等式20a)的第一估计中减去，从而最终相对方差如下，

${\sigma }_r^2={{\sigma }^{\prime }}_r^2-{\sigma }_{\mathrm{noise}}^2---\left(21\right)$

3.4均方差

这里的计算不同于等式(10)和(11)中的简单均方，等式(10)和(11)中的均方是为了更清晰起见而没有考虑噪声。相反，在λ_L和λ_U处的标准化功率之间的重复差的乘积被平均如下，

${<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }={<(T_U-T_L)·({T^{\prime \prime }}_U-{T^{\prime \prime }}_L)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }(T_U^{\left(k\right)}-T_L^{\left(k\right)})·({T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}-{T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)})---\left(22\right)$

在常规的数学术语中，等式(22)可以被称为这些重复差的二阶节点矩。这样，噪声平均到零，而不需被“纠正”，因为叠加在给定轨迹上的噪声与叠加在对应的重复功率上的噪声并不相关。这就是用于获取重复数据的第一动机。

注意，在上述等式中，<>_SOP；λ可以指在SOP上、或在中点波长上、或在二者上的求平均，即，从一组功率到另一组功率，改变SOP或波长或两者。

3.5DGD或PMD值的计算

继而，根据反正弦公式来计算DGD或rms DGD(即PMD)如下，

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}{{\sigma }_r^2\left(v\right)}}\right)---\left(23\right)$

其中<>_SOP仅指代在SOP上的平均。

$\mathrm{PMD}=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_r^2}}\right)---\left(24\right)$

其中<>_SOP；λ指代在SOP和波长二者上的平均，理论常量${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{9}{2}}.$

应意识到，等式(23)和(24)中的反正弦公式不是仅有的可行公式。使用这个公式的目的是为了获得非偏置的结果，即使在使用相对大的步幅，诸如使PMD·δv～0.2，的情况下，也能获得非偏置的结果，而不引入显著的误差；这是为了使信噪比最大化，从而使该仪器的动态区间最大化。虽然可应用于任何大小的步幅，但假如不考虑使动态区间最大化，则可以选择小的步幅，在此情形下下列更简单的微分公式是有效的：

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}{{\sigma }_r^2\left(v\right)}}---\left(23a\right)$

$\mathrm{PMD}=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_r^2}}---\left(24a\right)$

这里不是暗示这些公式更好或特别有利，而只不过是因为，如果步幅小得多，即满足条件PMD·δv＜0.01，它们也可以被方便地使用。

应注意，在理想条件下——其中没有来自光学放大器的ASE以及偏振、频率和强度等等的“去偏振”效应和其他“噪声”，${\sigma }_r^2=1,$上述等式(23)和(24)被化简为，

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}\left(v^2\right)>}_{\mathrm{SOP}}}\right)---\left(25\right)$

$\mathrm{PMD}=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}\right)---\left(26\right)$

它们的更简单的微分公式是，

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\Delta T{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}---\left(25a\right)$

$\mathrm{PMD}=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}---\left(26a\right)$

应注意，在上述等式中，<>_SOP；λ可以指代在波长上、或在SOP和波长二者上进行平均，即，从一组功率到另一组功率，改变SOP和波长两者。

注意，可以通过对来自很多不同的中点波长的DGD(v)，在规定的波长区间上求平均，来计算平均DGD或rms DGD，诸如

mean DGD＝<DGD>_λ        (28)

如等式(23)和(24)所示，假如DGD(v)和PMD计算涉及使用标准化功率(T)的相对方差σ_r²(v)，那么该标准化功率可以不必被标准化到0和1之间。换言之，上述用于获得标准化功率的标准化过程的某些步骤可以被跳过。

例如，对于图1C的实施方案(两个光感测器连同一个耦合器)，相对功率(P_R)可以简单地从轨迹P_x对轨迹P_y的比率获得，为，

$P_{\mathrm{RL}}^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}$${P^{\prime \prime }}_{\mathrm{RL}}^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}$

$P_{\mathrm{RU}}^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}$${P^{\prime \prime }}_{\mathrm{RU}}^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}---\left(29\right)$

对于图1D中的实施方案(两个光感测器连同一个PBS)和图1C中的实施方案(两个光感测器连同一个耦合器)，任何参考常量和为了获得标准化功率而在SOP和/或波长上的求平均的过程，对于获得相对功率(P_R)的过程而言，都可以被省略(跳过)。继而，可以使用下述反正弦公式计算DGD和PMD，为，

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\Delta P_R{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}{{\sigma }_R^2\left(v\right)}}\right)---\left(30\right)$

其中<>_SOP仅指代在SOP上的平均。

$\mathrm{PMD}=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\Delta P_R^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_R^2}}\right)---\left(31\right)$

其中<>_SOP；λ指代在SOP和波长二者上的平均。在此，均方<ΔP_R²>_SOP：λ可以被得到如下，

${<\Delta P_R^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }={<(P_{\mathrm{RU}}-P_{\mathrm{RL}})·({P^{\prime \prime }}_{\mathrm{RU}}-{P^{\prime \prime }}_{\mathrm{RL}})>}_{\mathrm{SOP};\lambda }=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }(P_{\mathrm{RU}}^{\left(k\right)}-P_{\mathrm{RL}}^{\left(k\right)})·({P^{\prime \prime }}_{\mathrm{RU}}^{\left(k\right)}-{P^{\prime \prime }}_{\mathrm{RL}}^{\left(k\right)})---\left(32a\right)$

相对方差σ_R²在此被计算为四个可用估计的平均，即，

${\sigma }_R^2={\left(\frac{1}{{\sigma }_{20}}\right)}^2\left[\frac{\delta \left(P_{\mathrm{RL}}\right)+\delta \left({P^{\prime \prime }}_{\mathrm{RL}}\right)+\delta \left(P_{\mathrm{RU}}\right)+\delta \left({P^{\prime \prime }}_{\mathrm{RU}}\right)}{4}\right]---\left(32b\right)$

其中${\sigma }_{20}^2=1/12,$而函数“δ”被定义为，

$\delta \left(P_{\mathrm{RL}}\right)=[{<{P_{\mathrm{RL}}}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<P_{\mathrm{RL}}>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$$\delta \left(P_{\mathrm{RL}}^{\prime \prime }\right)=[{<{P_{\mathrm{RL}}}^{\prime \prime 2}>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<P_{\mathrm{RL}}^{\prime \prime }>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$

$\delta \left(P_{\mathrm{RU}}\right)=[{<{P_{\mathrm{RU}}}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<P_{\mathrm{RU}}>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$$\delta \left(P_{\mathrm{RU}}^{\prime \prime }\right)=[{<{P_{\mathrm{RU}}}^{\prime \prime 2}>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<P_{\mathrm{RU}}^{\prime \prime }>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$

注意，<>_SOP；λ可以指代在SOP上的平均、或在波长上的平均、或在其二者上的平均，即，从一组功率到另一组功率，改变SOP和波长两者。

假如选择小的步幅，则等式(30)和(31)中的反正弦公式可以被写为更简单的微分公式，为，

$\mathrm{DGD}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\Delta P_R{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}{{\sigma }_R^2\left(v\right)}}---\left(30a\right)$

$\mathrm{PMD}=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\Delta P_R^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_R^2}}---\left(31a\right)$

对于可调谐光源具有相对大的线宽、且测试的是高PMD光纤的情况，在公式中可以进一步应用线宽“修正因子”，以更准确地得出FUT的DGD或PMD值。

应注意，上述算得的双端PMD测量的向前DGD或PMD，是FUT的DGD或PMD值。

针对单端总体PMD测量的数据处理和计算

1.数据结构

来自在FUT远端处的局域反射(诸如菲涅耳反射)的每个回反射光功率——其是在单端总体PMD测量的操作方法所述的波长以及(I-SOP，A-SOP)对的一个给定设置下获得的——构成了一个基本数据单元，即，一个数据由一个功率值构成。下一个数据单位是一个四功率组(即四个数据单元)，对于图2C和图2G的实施方案，是两套四个回反射功率，其中两个回反射功率同时从光感测器22B和22C获得，所有都在I/O-SOP控制器14设置的给定的(I-SOP，A-SOP)对下获得。形成k组的这两套四功率组优选地以下述序列获得(时间从左流向右)：

其中标注x和y指代同时(或在稍许不同的时间)分别从光感测器22B和22C获得的测量功率，λ_U^(k)-λ_L^(k)等于步幅δλ，中点波长被定义为${\lambda }_k=({\lambda }_U^{\left(k\right)}+{\lambda }_L^{\left(k\right)})/2,$双撇符指示重复功率。

最终，在获取所有测量功率之后，它们将被存储在数据文件中其总体数据被绘制成以下等式(31)中的矩阵，在随后的章节中将参考该矩阵。该矩阵包含K个组，每个组有四个回反射光功率组成(当使用两个光感测器时，有两套四光功率组)：

2.相对增益的自动校准

对于图2的使用偏振分束器(PBS)的优选实施方案，在继续进行任何进一步计算之前，有必要执行两个检测器22B和22C的相对增益的校准过程。其校准过程将描述如下。对于其他实施方案，则不执行该过程。

该校准原理基于以下事实：当I/O-SOP扰偏器14被用来生成足够大数量的SOP以基本上均匀覆盖庞加莱球时，来自FUT 18的远端(或其他位置)的回反射光的平均功率将是2∶1的比率从PBS的两个端口出来，该较高的功率对应于检测器22B所连接的端口，该较低的功率对应于检测器22C所连接的端口。因此，对于所观察到的检测器功率，任何所观察到的与该2∶1比率的偏离将都可以被检测到并纳入如下考虑。

在数据获取完成后，从两个光感测器获得的K个四回反射光功率已经被存储，即，来自检测器22B的总共J＝4·K个的功率(数据)，来自检测器22C的也是J＝4·K个的轨迹，如矩阵(31)所描绘。来自22B和22C的第j个功率(j＝0，1...(J-1))是下面分别被称的Px_j和Py_j。假如PBS的两个臂中的总体损失是相等的，而且两个光感测器以及关联的电子器件的增益也是相等的，那么功率P_y和P_x在所有J次上求平均之后的比率将是

$\frac{<\mathrm{Px}>}{<\mathrm{Py}>}\equiv \frac{\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{Px}}_j}{\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{Py}}_j}=2$

在实践中，从测得的功率的平均而获得的比率可能不等于2，因为PBS的两个臂中的损失可能是不同的，而且两个光感测器的“有效”增益可能是不同的；所述“有效”增益包括光电二极管响应率以及下述电子器件——放大器和采样电路——的总体增益。(注意，不必分别确定这些个体增益。)因此，在继续进行其余计算之前，从光感测器22C获得的所有J个功率，即所有Py_j，都作乘法如下：

Py_j≡g_RoundTrip·Py_j

其中

$g_{\mathrm{RoundTrip}}=\frac{1}{2}\frac{<\mathrm{Px}>}{<\mathrm{Py}>}=\frac{\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{Px}}_j}{\underset{j}{\Sigma }{\mathrm{Py}}_j}$

在实践中，对于那些相对紧密相间(例如小于20nm)的中心波长，构件、检测器等等的相对的波长依赖性可能是可忽略的，这个校准处理对每个单端PMD测量序列仅需要执行一次既可。否则，可能需要在每个中心波长处执行这样的校准，由此延长了该测量序列的总体测量时间。

该校准的结果是，即在所有P_y功率(数据)都已经被如上所述地乘以测得的相对增益之后，数据处理器34可以计算标准化回反射光功率。更精确地，在图2的使用PBS的实施方案的情形下，标准化功率被以如下方式获得：将所采样并平均的来自检测器22B的信号P_x，或来自检测器22C的信号P_y，或(并且是优选地)乘以权重系数后的差(Px-Py)/2或(Py-Px)/2(将在下一个章节详细描述)，或任何乘以权重系数后的差(1+w)^-1(Px-w·Py)(其中w是加权因子)，除以来自检测器22B和22C二者的所采样并平均的信号之和(Px+Py)，该和表示射到该PBS上的总功率，即没有选择特定偏振分量的总功率。

应注意，其他校准方法也是可行的。例如，一种潜在的替代性校准技术是：使用光纤耦合器(分束器)或内部反射器的作为内部参考，以将来自所发射的OTDR光的预先确定的量(百分比)的光功率发送到两个不同的检测器。

下面将详细描述对所有优选实施方案的标准化功率的计算方法。

3.计算

功率被处理，以获得如现在就要描述的PMD值。应注意，在所有的下文中，该符号指向等式(33)中的矩阵“数据”，标注x和y分别指代从光感测器22B和22C获得的回反射光功率。

3.1标准化功率

标准化功率(即透射率)，此后被标注为T，其计算根据各实施方案的不同而不同。

(i)对于图2的实施方案(具有两个光感测器连同一个PBS)，标准化功率的计算与先前相关章节中描述的、用于图1D的针对双端PMD测量的实施方案(有两个光感测器连同一个PBS)的标准化过程完全相同。但注意，在被用在这个标准化过程之前，不同的P_y功率必须已经被预先乘以从单端测量测得的相对增益g_RoundTrip，如在自动校准过程的描述中所指示的。

(ii)对于图2D的实施方案(有两个光感测器连同一个耦合器)，标准化功率的计算也与先前相关章节中描述的、用于图1C的针对双端PMD测量的实施方案(有两个光感测器连同一个耦合器)的标准化过程完全相同。但注意，在这个标准化过程中对单端测量使用了不同的参考均值u_o＝2/3。

在此，不要求自动校准过程，即可以省略上述将功率P_y预先乘以测得的相对增益这一个过程。

(iii)对于图2C的实施方案(单个光感测器)，同样，标准化功率的计算与先前相关章节中描述的、用于图1B的针对双端PMD测量的实施方案(两个光感测器连同一个耦合器)的标准化过程相同，并且在这个标准化过程中对单端测量也必须用参考均值u_o＝2/3。

在此，假定发射到FUT中的λ_U^(k)和λ_L^(k)处的功率是近似相同的。

应注意，在上述等式中，<>_SOP；λ可以指代在I-SOP上、或在A-SOP上、或在中点波长上、理想地在全部三者上的平均，即从一组功率到另一组功率，相应地改变(I-SOP，A-SOP)对和中点波长。所有这些关系对于所有情形基本上都有效——即使仅施加偏振扰偏，给出了一个特定中点波长处的正确DGD值。这样，扫描中点波长是出于在波长上对DGD进行平均——根据静态PMD值的定义——而考虑得到。相反地，如上所述，仅在波长上进行平均并同时保持(I-SOP，A-SOP)对不变，要求满足所述的关于该FUT的假定，而且要求大的乘积值PMD·Δv。相同的注释适用于此后呈现的等式。

3.2均方差

这里的计算不同于等式(1)、(2)、(12)和(13)中的简单均方，等式(1)、(2)、(12)和(13)中的简单均方是为了更清晰起见而没有考虑噪声。相反，在λ_L和λ_U处的标准化轨迹之间的重复差的乘积被平均如下，

${<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }={<(T_U-T_L)·({T^{\prime \prime }}_U-{T^{\prime \prime }}_L)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }(T_U^{\left(k\right)}-T_L^{\left(k\right)})·({T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}-{T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)})---\left(22^{,}\right)$

注意，等式(22′)与等式(22)相同。在常规的数学术语中，等式(22′)可以被称为重复差的二阶节点矩。这样，噪声可以被平均到零，而不是被“纠正”，因为叠加在给定轨迹上的噪声与叠加在对应的重复轨迹上的噪声不相关。这是获取重复轨迹的第一动机。

3.3PMD值的计算

继而，根据下面的反正弦公式，PMD被直接计算为，

$\mathrm{PMD}={\alpha }_{\mathrm{rt}}\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}\right)---\left(34\right)$

其中，往返因子${\alpha }_{\mathrm{rt}}=\sqrt{\frac{3}{8}}.$理论常量${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{15}{4}}$对于其中相同的偏振状态控制器(扰偏器)被用来控制输入和输出光的SOP的情形，如图2、2C-G的情形，有效。

应意识到，等式(34)中的反正弦公式不是仅有的可行公式。使用这个公式的目的是获得非偏置的结果，即使是在使用相对大的频率步幅，诸如PMD·δv～0.15的情况下，也能获得非偏置的结果，而不引入显著的误差；这是为了使信噪比最大化，从而使该仪器的动态区间最大化。假如不考虑使动态区间最大化，或保持总体测量时间合理，则可以选择小得多的频率步幅，并使用下面的更简单的微分公式：

$\mathrm{PMD}={\alpha }_{\mathrm{rt}}·\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}---\left(34a\right)$

这不是暗示这些公式更好或特别有利，而只不过是因为，如果频率步幅小得多，即满足条件PMD·δv＜0.01，它们也可以被方便地使用。

应注意，从等式(34)和(34a)算得的向前PMD是FUT的PMD或rmsDGD。

也应注意，对于一个给定的波长区间，可以通过对很多不同的波长下的DGD_RoundTrip(v)进行均方根或平均来求得往返rms DGD或平均DGD，并且在每个给定波长处的DGD_RoundTrip(v)可以从反正弦公式算得，为，

${\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}\left(v\right)=\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}\right).---\left(35\right)$

或使用更简单的微分公式如下，

${\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}\left(v\right)=\frac{{\alpha }_{\mathrm{ds}}}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{{<\mathrm{\Delta T}{\left(v\right)}^2>}_{\mathrm{SOP}}}.---\left(35a\right)$

其中标准化功率(T)是针对每个给定波长获得的。

也可以通过简单地对rms DGD_RoundTrip分别乘以往返因子和2/π来获得rms DGD和平均DGD(向前)，其中，可以从许多不同的中点波长测得的DGD_RoundTrip(v)来获得rms DGD_RoundTrip或均DGD_RoundTrip——通过对来自等式(35)或(35a)的DGD_RoundTrip(v)在一规定的波长区间上进行均方根或平均，例如$\mathrm{rms}{\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}=\sqrt{{<{{\mathrm{DGD}}_{\mathrm{RoundTrip}}}^2>}_{\lambda }}$和平均DGD_RoundTrip＝<DGD_RoundTrip>_λ。

也应注意，上述用于使用标准化功率(通常是0到1之间的标准化功率)得出的DGD和PMD的计算等式可以被替换为其他方法。例如，从测得的功率仅计算相对功率，继而用在等式(34)和(35)的“标准化因子”可以被消去当均方差被除时因为同一因子也被乘在均方差上，从而获得正确的DGD或PMD值。

应注意，上述用于计算DGD或PMD的等式具有理论常量${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{15}{4}}.$这个理论常量值对于其中具有相同的普通偏振状态控制器(扰偏器)被用作输入和输出光SOP控制的情形——诸如图2、2C-G的情形——有效。然而，当两个分立的独立输入和输出偏振状态控制器(扰偏器)与刚好放在检测器之前的偏振器或PBS共同使用时，例如图2G所示，必须使用不同的理论常量${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{9}{2}}.$(注意，这个理论常量与上述相关章节所述的、用于双端PMD测量等式的理论常量相同。)

对于可调谐脉冲光源具有相对大的线宽且测试高PMD光纤的情形时，在等式(8-11)中可能需要应用线宽“修正因子”，从而得到该FUT准确的PMD值。

针对单端累积PMD测量的数据处理和计算

1.数据结构

每个OTDR轨迹——其是在单端累积PMD测量(也被称为基于单端POTDR的累积PMD测量)的操作方法中所述的波长和(I-SOP，A-SOP)对的一个给定设置下获得的——构成了基本数据单元。一个轨迹由N个功率值构成，这N个功率值对应于距离z的N个值z_n，其中n＝0...(N-1)。

下一个更大的数据单位是一个四个轨迹组，对于图3和图3B的实施方案是两套四轨迹组，其中两轨迹同时从光感测器22B和22C获得(或者，在应用光学开关和一个检测器的情形下，相继地获得两轨迹)，所有都在I/O-SOP控制器14设置的给定(I-SOP，A-SOP)对下获得。形成第k组的这两套四轨迹组优选地以下述序列获得(时间从左流向右)，其中标注x和y指代分别同时从光感测器22B和22C获得的轨迹，λ_U^(k)-λ_L^(k)等于波长步幅δλ，中点波长被定义为${\lambda }_k=({\lambda }_U^{\left(k\right)}+{\lambda }_L^{\left(k\right)})/2,$双撇符指示重复功率：

最终，在数据获取之后，被存储在数据文件中的总体数据被绘制成以下等式(36)中的矩阵。以后将参考该矩阵。该矩阵包含K个组，每个组有四个OTDR轨迹(当使用两个光感测器时，为两套四轨迹组)，每个轨迹由N个点构成，这N个点对应于距离z的N个值z_n，其中n＝0...(N-1)：

等式(36)的数据结构与等式(33)的相似，但等式(36)中的数据是随着距离z而变化的OTDR轨迹，而不是等式(33)中的从FUT远端反射的功率。

2.相对增益的自动校准

对于图3的优选实施方案，在继续进行任何进一步计算之前，有必要执行两个检测器22B和22C的相对增益的下述校准过程。对于其他实施方案，则不执行该过程。

该校准原则是基于以下事实设定的：当I/O-SOP扰偏器14被用来生成足够大数量的SOP并基本上均匀覆盖庞加莱球时，在沿着FUT 16的任何片段上的回反射光的平均功率将以2∶1的比率从PBS的两个端口输出，该较高的功率对应于检测器22B所连接的端口，该较低的功率对应于检测器22C所连接的端口。因此，对于所观察到的检测器功率，任何所观察到的与该2∶1比率的偏离都可以被量化并纳入考虑，如下。

在数据获取完成后，从两个光感测器获得的K个四OTDR轨迹组已经被存储，即，来自检测器26A的总共J＝4·K个的轨迹，来自检测器22B的也是J＝4·K个的轨迹，如矩阵(36)所描绘。来自22C和22B的第j个轨迹(j＝0，1...(J-1))下面分别被称为Px(z)_j和Py(z)_j。假如PBS的两个臂中的总体损失是相等的，而且两个光感测器以及关联的电子器件的增益也是相等的，那么轨迹P_y和P_x在所有J次上以及在所有z的N值上求平均之后的比率将是

$\frac{<\mathrm{Px}>}{<\mathrm{Py}>}\equiv \frac{\underset{j}{\Sigma }\underset{n}{\Sigma }\mathrm{Px}{\left(z_n\right)}_j}{\underset{j}{\Sigma }\underset{n}{\Sigma }\mathrm{Py}{\left(z_n\right)}_j}=2$

在实践中，从测得的轨迹平均而获得的比率可能不等于2，因为PBS的两个臂中的损失不同，而且两个光感测器的“有效”增益也可能不同；所述“有效”增益包括光电二极管响应率以及下述电子器件——放大器和采样电路——的总体增益。(注意，不必分别确定这些个体增益。)因此，在继续进行其余计算之前，从光感测器22C获得的所有J个轨迹，即所有Py(z)_j，都作乘法如下：

Py(z)_j≡g_RoundTripC·Py(z_n)_j

其中

$g_{\mathrm{RoundTripC}}=\frac{1}{2}\frac{<\mathrm{Px}>}{<\mathrm{Py}>}=\frac{\underset{j}{\Sigma }\underset{n}{\Sigma }\mathrm{Px}{\left(z_n\right)}_j}{\underset{j}{\Sigma }\underset{n}{\Sigma }\mathrm{Py}{\left(z_n\right)}_j}$

在实践中，对于那些相对紧密相间(例如小于20nm)的中点波长，构件、检测器等等的相对的波长依赖性可能是可以忽略的，这个校准处理对每个POTDR测量序列仅需要执行一次。否则，可能需要在每个中心波长处执行这个校准，由此延长了该测量序列的总体测量时间。

该校准的结果是，即在所有P_y轨迹都已经被如上所述地乘以测得的相对增益之后，数据处理器34可以计算标准化OTDR轨迹。更精确地是，在图1的实施方案的情形下，标准化轨迹被以如下方式获得：将所采样并平均的来自检测器22B的信号P_x，或来自检测器22C的信号P_y，优选地是来自检测器22B和22C的采样信号之间的差，(Px-Py)/2或(Py-Px)/2(将在下一个章节详细描述)，或任何乘以权重系数后的差(1+w)^-1(Px-w·Py)，除以来自检测器22B和22C二者的所采样并平均的信号之和(Px+Py)，该和表示入射到该PBS上的总回反射功率，即没有选择特定偏振分量的总功率。

下面将详细描述对所有优选实施方案的标准化OTDR轨迹的计算方法。

3.逐点计算

现在就要描述OTDR轨迹的处理以获得累积的PMD值。应注意，在沿着FUT 18的每个点z_n处的PMD_n的计算是独立于任何其他点n的。每个都得自那些在(I-SOP，A-SOP)对上和/或对波长上求平均而来的平均数。这样，在下述计算中，使用下标n是不合适的；必须简单地理解，该计算对于每个点n以相同的方式被重复，或换言之，在每个距离z_n处都是有效的。在所有下文中，这些符号指向与等式(36)中的矩阵“数据”符号相对应。也应强调，标注x和y分别指代从光感测器22B和22C获得的轨迹。

3.1标准化轨迹

标准化轨迹，此后被标注为T(z)，其计算根据各实施方案的不同而有所不同。

(i)对于图3的实施方案(具有两个光感测器连同一个PBS)，标准化OTDR轨迹被计算如下：

$T_L^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}+{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}$

$T_U^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}+{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}$

或

$T_L^{\left(k\right)}=\frac{1}{2}·\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}-{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}+{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=\frac{1}{2}·\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}-{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}$

$T_U^{\left(k\right)}=\frac{1}{2}·\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}-{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}+{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=\frac{1}{2}·\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}-{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}---\left(37a\right)$

其中应意识到，在被用于等式(37)之前，不同的P_y轨迹已经被预先乘以测得的相对增益g_RoundTripC，如同在自动校准过程中描述的所指示的那样。

(ii)对于图3B的实施方案(两个光感测器连同一个耦合器)，轨迹P_x对P_y的比率首先被计算为，

$R_L^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Py}}_L^{\left(k\right)}}$${R^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}$$R_U^{\left(k\right)}=\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}}{{\mathrm{Py}}_U^{\left(k\right)}}$${R^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{{\mathrm{Py}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}---\left(37b\right)$

继而，上述比率被标准化——相对于其在K个组上的平均而加以标准化，如下，

$T_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{R_L^{\left(k\right)}}{{<R>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{{R^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{<R>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}$

$T_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{R_U^{\left(k\right)}}{{<R>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{{R^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{<R>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}---\left(37c\right)$

其中参考均值u_o＝2/3——假定通过对一个平行于分析器轴的光偏振状态的功率测量，从其平均比率R被定义为，

${<R>}_{\mathrm{SOP};\lambda }=\frac{1}{4K}\underset{k}{\Sigma }(R_L^{\left(k\right)}+{R^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}+R_U^{\left(k\right)}+{R^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}),---\left(37d\right)$

在此，不要求自动校准过程，即可以省略上述将轨迹P_y预先乘以测得的相对增益这一过程。

(iii)对于图3A的实施方案(单个光感探测器)，仅有的可用轨迹是P_x轨迹(其从光感探测器22获得)。该标准化轨迹的获取如(5c)，但不用首先计算轨迹x对轨迹y的比率，即，

$T_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{{\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}}{{<P>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}$${T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}=u_o\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}}{{<P>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}$

$T_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}}{{<P>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}$${T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}=u_o\frac{{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}}{{<P>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}---\left(37e\right)$

其中平均轨迹被定义为，

${<P>}_{\mathrm{SOP};\lambda }=\frac{1}{4K}\underset{k}{\Sigma }({\mathrm{Px}}_L^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)}+{\mathrm{Px}}_U^{\left(k\right)}+{{\mathrm{Px}}^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)})---\left(37f\right)$

应注意，在上述等式中，<>_SOP；λ可以指代在I-SOP_k上、或在A-SOP_k上、或在中点波长上、理想地在全部三者上的平均，即，从一组轨迹到另一组轨迹，相应地改变I-SOP、A-SOP和波长。所有这些关系对于所有情形基本都有效——即使仅施加I/O-SOP扰偏，给出了一个特定中点波长处的正确DGD值。这样，扫描中点波长仅是出于在波长上对DGD进行平均——根据统计PMD的定义——而考虑得。相反地，如上所述，仅在波长上进行平均并同时保持I/O-SOP不变，要求满足关于对该FUT的假定，而且还要求大的乘积值PMD·Δv。相同的注释适用于此后呈现的等式。

3.2相对方差

相对方差，如同等式(37b)，在此被计算为四个可得到的估计的透射率变化的平均，即，

${{\sigma }^{\prime }}_r^2={\left(\frac{1}{{\sigma }_{10}}\right)}^2\left[\frac{\mathrm{var}\left(T_L\right)+\mathrm{var}\left({T^{\prime \prime }}_L\right)+\mathrm{var}\left(T_U\right)+\mathrm{var}\left({T^{\prime \prime }}_U\right)}{4}\right]---\left(38\right)$

其中参考方差${\sigma }_{10}^2=4/45,$而透射率变化的函数“var”被定义为，

$\mathrm{var}\left(T_L\right)=[{<{T_L}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<T_L>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$$\mathrm{var}\left({T^{\prime \prime }}_L\right)=[{<{{T^{\prime \prime }}_L}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<{T^{\prime \prime }}_L>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$

$\mathrm{var}\left(T_U\right)=[{<{T_U}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<T_U>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$$\mathrm{var}\left({T^{\prime \prime }}_U\right)=[{<{{T^{\prime \prime }}_U}^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }-{<{T^{\prime \prime }}_U>}_{\mathrm{SOP};\lambda }^2]$

3.3均方差

这里的计算不同于等式(3a)中的简单均方，等式(3a)中的简单均方是为了更清晰起见而没有考虑噪声。相反，在λ_U和λ_L处的标准化轨迹之间的重复差的乘积被平均如下，

${<\Delta T^2>}_{\mathrm{SOP};\lambda }={<(T_U-T_L)·({T^{\prime \prime }}_U-{T^{\prime \prime }}_L)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }=\frac{1}{K}\underset{k}{\Sigma }(T_U^{\left(k\right)}-T_L^{\left(k\right)})·({T^{\prime \prime }}_U^{\left(k\right)}-{T^{\prime \prime }}_L^{\left(k\right)})---\left(39\right)$

在常规的数学术语中，等式(39)可以被称为这些重复差的二阶节点矩。这样，噪声被平均到零，而不是被“纠正”，因为叠加在给定轨迹上的噪声与叠加在对应的重复轨迹上的噪声不相关。这是获取重复轨迹的第一动机。

3.4噪声方差

采样重复轨迹的第二动机是在于获得方差噪声的准确估计的能力，所述的采样重复轨迹在无噪声的情况下对于中心波长λ和SOP的每种设置基本上是相同的。这是因为，如等式(38)中算得的相对方差包括假设无噪下的轨迹的方差和噪声方差二者。然而，假如噪声方差是已知的，则它可以被减去，因为两个独立随机变量之和的方差等于这些方差之和。但有了重复轨迹，噪声就可以独立地被估算如下：

${\sigma }_{\mathrm{noise}}^2={\left(\frac{1}{{\sigma }_{10}}\right)}^2{<(T_L-{T^{\prime \prime }}_L)(T_U-{T^{\prime \prime }}_U)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }---\left(40\right)$

继而，在最终相对方差的计算中，噪声方差(等式40)可以被从相对方差的第一估计(等式38)中减去，如下，

${\sigma }_r^2={{\sigma }^{\prime }}_r^2-{\sigma }_{\mathrm{noise}}^2---\left(41\right)$

3.5累积PMD的计算

继而，根据下面的反正弦公式，累积PMD被计算为，

$\mathrm{PMD}\left(z\right)={\alpha }_{\mathrm{rt}}\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}\arcsin \left({\alpha }_{\mathrm{ds}}\sqrt{\frac{{<\Delta T^2\left(z\right)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_r^2\left(z\right)}}\right)---\left(42\right)$

其中，往返因子为${\alpha }_{\mathrm{rt}}=\sqrt{\frac{3}{8}}.$理论常量${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{15}{4}}$是对其中用共同的(相同的)普通偏振状态控制器(扰偏器)被用作输入和输出光SOP控制的情形，诸如图3、3A和3B的情形，有效。

应意识到，等式(42)中的反正弦公式不是仅有的可行公式。使用这个公式的目的是为了获得非偏置的PMD计算结果，即使是在使用相对大的频率(波长)步幅，如使PMD·δv～0.2，的情况下，也能获得非偏置的结果，而不引入显著的误差；这是为了使信噪比最大化，从而使该仪器的动态区间最大化。假如不考虑使动态区间最大化，或保持总体测量时间合理，则可以选择小得多的频率步幅，并使用下面的更简单的微分公式：

$\mathrm{PMD}\left(z\right)={\alpha }_{\mathrm{rt}}{\alpha }_{\mathrm{ds}}\frac{1}{\mathrm{\pi \delta v}}·\sqrt{\frac{{<\Delta T^2\left(z\right)>}_{\mathrm{SOP};\lambda }}{{\sigma }_r^2\left(z\right)}}---\left(43\right)$

这不是暗示这些公式更好或特别有利，而只不过是因为，如果步幅小得多，即满足条件PMD·δv＜0.01，它们也可以被方便地使用。通过在对应于距离z_n的每个点n处重复上述从等式(37)到等式(42)的计算，获得随着z而变化的累积PMD曲线。

应注意，上述用于计算PMD的等式具有理论常量${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{15}{4}}.$这个理论常量值对应于其中相同的公用(普通)偏振状态控制器(扰偏器)被用作输入和输出光SOP控制的情形——诸如对图3，3A和3B的情形——有效。然而，当两个分立的独立输入和输出偏振状态控制器(扰偏器)与刚好放在检测器之前的偏振器或PBS共同使用时，如图3C所示，必须使用不同的理论常量${\alpha }_{\mathrm{ds}}=\sqrt{\frac{9}{2}}.$(注意，这个理论常量与上述相关章节所述的、用于双端PMD测量等式的理论常量相同。)

也应注意，上述使用标准化OTDR轨迹的得出累积PMD的计算等式(42)和(43)可以被替换为使用与标准化OTDR轨迹成比例的相对OTDR轨迹。

应注意，从等式(42)和(43)算得的向前PMD是FUT的PMD或rms DGD。

3.6可选应用的线宽修正因子

假如脉冲激光源的有效光谱线宽较大，则可能期望执行附加的——尽管是可选的——数据“后处理”步骤，以考虑测得的累积PMD对该激光线宽的依赖性。这样，可以对N个上述在z_n处测得的累积PMD值，即PMD_n，乘以一个适当的线宽依赖修正因子来得到精确的PMD值。当该激光线宽形式是近似高斯形式的时候，一种合适的修正因子表达即为如下：

${\alpha }_{{\mathrm{LW}}_n}=\frac{1}{\sqrt{1-{\left(\frac{{\mathrm{PMD}}_n}{{\mathrm{PMD}}_{\mathrm{sat}}}\right)}^2}}---\left(43\right)$

其中PMD_sat是饱和累积PMD值，即，假如没有应用线宽修正因子，随着实际累积PMD趋向测得的累积PMD时，饱和累积PMD值趋向无穷。它被给出为：

${\mathrm{PMD}}_{\mathrm{sat}}=\frac{1}{4\pi }·\frac{1}{{\sigma }_{\mathrm{vL}}}---\left(44\right)$

其中σ_vL是激光光谱的rms线宽度。(注意：对于高斯线形，在最大值一半处的全宽与rms宽度的关系是${\mathrm{\Delta v}}_L=\sqrt{8·\ln \left(2\right)}{\sigma }_{\mathrm{vL}}.$)

最后的可选步骤包含：根据等式(44)的修正因子，计算N个PMD值，继而，获得修正后的PMD值：PMD′_n，即通过将修正之前的所测PMD值乘以修订因子来获得，

${{\mathrm{PMD}}^{\prime }}_n={\alpha }_{{\mathrm{LW}}_n}·{\mathrm{PMD}}_n---\left(45\right)$

例如，假如没有应用修正因子，从等式(44)和(45)指示，对应于比如说-10％的偏置的最大累积PMD值是PMD_max＝0.0817Δv_L^-1。此情形的一个数据例子是，在最大值一半处的全宽Δv_L＝2GHz给出了PMD_sat～93.7ps和PMD_max～40.8ps。假如测得的值恰好等于这个预定的对应于10％的偏置的最大值40.8ps，那么实际PMD事实上是45.4ps，即，测得的值受到10％的偏置，如所宣称的那样。这样的残余偏置水平在许多现场应用中可能是可接受的。

然而，在这些相同的物理条件下，假如修正因子α_LW＝1.11被应用到等式(45)，则获得实际累积PMD′为45.4ps。

在实践中，假如修正因子变得非常大，即，当直接测得的(即未修正的)累积PMD太接近PMD_sat，则修正因子自身的不确定性将增加，因为，如从等式(44)可以注意到的，直接测得的PMD值中或激光线宽中的任何小误差(或有效激光线形的不确定性)可以导致修正因子非常不可靠，。然而，假如修正因子的最大可允许值以一个预定值为限——这继而确定了当修正因子被应用时可以被测量的最大PMD，则该不确定性保持较小。这样，不仅PMD_max大于没有修正时的情况，而且更重要的是，在没有应用修正的情况下，当实际PMD等于PMD_max时没有系统偏置，而是仅有小的附加的平均为零的不确定性。使用前述实例，将修正因子设置到合理的最大值1.25，即仍接近单位值，则可以被测量的没有偏置的实际PMD的最大值，是PMD_max～70ps，与没有使用线宽修正因子时带有-10％的偏置的40.8ps形成对比。

注意，每当乘积PMD·Δv_L远小于单位值时，在后处理中应用这样的修正因子没有意义，因为该因子无论如何非常接近单位值。应用修正因子是为了提高，在给定激光的真实线宽的情形下，可以被无偏置地测量的最大PMD值。

应意识到，等式(44)应用于近似高斯形激光光谱的情形，如以举例的方式加以给出的。对于任何基本上偏离高斯线形的特定激光线形，可以分析性地或者数据性地计算得到其他公式或关系。高斯线形是其中可以得到地简单的相关因子分析公式的特殊情形，也是与实践情况相关。而这种简单的分析公式并不适合用于任意的激光线形。

用于双端PMD测量的可调谐激光源

如前文所述，理想的是具有一个可调谐相干源，其可以被调到很多中点波长上，该波长同时结合了很多输入和输出的SOP，其目的是为了测量C或L带中的任何DWDM信道中(如具有大约35GHz或70GHz的频率间隙的备用DWDM信道中)的DGD，或准确地获得rms或均DGD值(即PMD值)，此时应有足够的波长区间可用于该测量。因此，理想的是，可调谐相干源是在大的波长区间上可调谐。在几百纳米的区间上可调谐的合适的可调谐相干源对于本领域技术人员是已知的，因此在此不详细描述。

图7的可调谐光源包含一个基于光纤光学放大器——诸如SOA——的光纤环激光器设计，其中共用的增益介质102用于对应于至少两个不同波长(1，2，...，N)的至少两个不同腔的每一个(1，2，...，N)。光学开关106B用于在不同时间段打开或关闭该至少两个不同腔内的光，其中该至少两个不同波长被该至少两个不同TBF从同步多信道可调谐光纤104中选择。在图7中，至少两个偏振调节器(1，2，...，N)用于调节腔的光的SOP——假如腔基于SMF光纤腔。分束器106A被用来将N个腔结合在一起，耦合器107从激光腔提供光输出。控制单元30′被用来调节可调谐光纤104的中心波长，控制光学开关“打开”不同的激光腔以发出不同的波长，而且控制增益介质，例如为SOA供应电流——假如SOA被用作增益介质。

图7A示意性地示出了这样的可调谐调制光源(用在图1(B-H)中的12A中)的一个优选实施方案的一个实例，其被设计为以快速的序列发出三个紧密相间的波长，其中光学断路器(chopper)130用作光学开关。在一个优选实施方案中，TBF 104的功能可以用单块衍射光栅实现，其中这三个激光腔的每一个的光路以衍射平面中的稍许不同的角度入射到所述光栅上，这些稍许不同的角度已经被选择为对应于围绕该激光的标称的“中心波长”的紧密相间的波长。该TBF可以在S、C和L或O和E等带中的一个或多个带中调谐“中心波长”(如前文定义)，具体的可接入波长区域取决于SOA 102′的选择以及可调谐光纤104的过量损失和波长-依赖损失。优选地，SOA 102′是“偏振依赖的”，也就是说，它最佳地放大了特定的入射线性偏振的输入光，并且不显著地放大对应的正交偏振量。这样的SOA的一个实例是Covega Corporation生产的Model BOA 1004。

这样，图7A的可调谐调制光源12A包含：SOA 102′；可调谐光带通滤波器(TBF)104；分束耦合器106A、106B和106C；光学断路器130；以及三端口循环器108A和108B，其通过保偏光纤(PMF)以三个环腔拓扑连接。耦合器106D结合了来自耦合器106B和106C的光输出。

控制单元30分别通过线120、122和124耦合到SOA 102′、断路器122和TBF 104，它由此供应控制信号来选择性地在不同时间将不同腔内的光调开或关闭(如下文将要详细描述的)并通过TBF调节波长。

连续可调谐TBF典型地是具有20至40pm线带宽(FWHM)的基于光栅的带通滤波器，其被用来准确地调谐激光波长，并将光(光子)限制在这个小的TBF带宽内，以给出准确的具有窄线宽的激光波长。假如使用PMF腔，则不需要任何附加构件。但假如该腔基于例如SMF-28光纤，则仍需要一个或两个偏振控制器来调节该激光腔内的偏振状态(SOP)。

上述各种实施方案中的可调谐调制光学相干源的光谱线宽可以从小于1GHz到大约4GHz。至少近似地知晓这个线宽是有利的，以便于利用前文描述的线宽修正因子。

应意识到，其他种类的可调谐调制光源可以被用来替代前文描述的可调谐调制光源。例如，可以想到，可以利用外部相位调制器在外腔激光器(ECL)、分布式布喇格反射激光器(DBR)或分布式反馈激光器(DFB)的输出端生成光学边带。

本领域技术人员将意识到这种可调谐调制相干源的其他替代品。

用于单端PMD测量的可调谐OTDR

如前文所述，理想的是使用许多中点波长λ_mid以及许多I-SOP和A-SOP。因此，期望可调谐OTDR在大的波长区间上可调谐。在几百纳米的区间上可调谐的合适的可调谐OTDR，对于本领域技术人员是已知的，因此在此不描述。

图8A示意性地示出了这样的可调谐脉冲激光源12的一个实例，其被公开在2006年7月18日提交的序列号为60/831,448的共有美国临时专利申请中，该申请的内容通过引用纳入本说明书。可调谐OTDR基于环形光纤激光器设计，其中半导体光学放大器(SOA)既用作(i)激光增益介质，又用作(ii)外部调制器——其在“打开”时也放大光脉冲。(该SOA可以将输入光脉冲从3至6dBm(输入)放大至17至20dBm(输出))。

这样，图8A的可调谐脉冲激光源12包含SOA 202、可调谐光学带通滤波器(TBF)204、分束耦合器206和四端口循环器208，它们通过保偏光纤(PMF)以环形拓扑连接。耦合器206具有：第一端口，其经由TBF 104连接到SOA 202；第二端口，其经由TMF环路214连接到循环器208；以及第三端口，其连接到时延线210的一端，该端与以反射器212为终止的那端相反。这样，该环包含：第一路径，其是放大路径，延伸在循环器208和耦合器206之间，并含有SOA 202；以及第二路径，其是反馈路径，延伸在耦合器206和循环器208之间，由PMF 214提供。

耦合器206提取腔内的光的一部分，典型地是25至50％，并将其送入时延线210。在被反射器212反射之后，这部分光返回到耦合器206，并在等于时延线210的环行传播时间的时延Δt之后重新进入该腔。因此，时延线210包含保偏光纤的一个光纤尾纤，而反射器212在该光纤尾纤的端部包含一个具有大约95％的反射率的镜。当然，可以使用其他适宜的已知形式的时延线和反射器。

控制单元30分别通过线220和222耦合到SOA 202和TBF 204，借此供应控制信号来选择性地打开和关闭SOA 202(如稍后将更详细地描述)并调节TBF 204的波长。

应注意，除了从图5(A)中的设计来产生短的且高功率的光脉冲，也可以通过使SOA的电流打开时间比来自时延线210的延迟时间长得多的时间来生成长脉冲。

这样的可调谐脉冲激光源12′可以以低成本提供高输出功率。关于这种可调谐脉冲激光源12的进一步细节和它的操作，读者可参看美国临时专利申请No.60/831,448。

应意识到，其他种类的可调谐脉冲光源也可以被用来替代前文所述的可调谐脉冲光源。例如，图8B是图8A的一个替代性设计，其中没有使用时延线。图8B中的设计可以以低成本有效地生成从275ns至20μs的长脉冲，然而，它可能不适宜产生小于275ns的OTDR脉冲。

图8B的可调谐脉冲激光源12包含SOA 202、TBF 204和分束耦合器207，它们通过PMF以环形拓扑连接，以形成一个光纤环激光腔。耦合器207从该腔提取光的一部分，典型地是25至50％，作为输出。控制单元30分别通过线220和222耦合到SOA 202和TBF 204，它还可以供应和控制SOA 202上的偏置电流，并且调节TBF 104的波长。控制单元30通过线220来控制SOA 202，打开和关闭它的偏置电流以使它生成光脉冲。

还例如，Rossaro等人(J.Select.Topics Quantum Electronics，Vol.7，pp 475-483(2001))，尤其在其图3中，公开了合适的可调谐脉冲光源——其中利用声-光调制器从连续波可调谐激光器中泵浦光。

图8C示意性地示出了另一个合适的替代性的可调谐脉冲光源，其包含一个可以在很宽范围内调谐的线宽可控的连续波(CW)光源212″，并结合了一个独立的SOA 230″，其仅充当放大调制器。该CW光源包含：宽带半导体光学增益介质232″，典型地是光学半导体光学放大器(SOA)；以及可调谐带通滤波器(TBF)234″，其被控制单元30(图2)控制。大于3-5dB的最小的小光学信号增益可以接近200nm(例如，从1250至1440nm，或1440至1640nm)。需要这个最小的小信号增益来补偿腔损失，从而形成激光振荡。

连续可调谐TBF典型地是具有30至80pm的带宽(FWHM)、基于光栅的带通滤波器，其被用来准确地调谐激光波长，并将光(光子)限制在这个小的TBF带宽中，以准确地给出具有窄线宽的激光波长。在图8C中通过参考标号136″定义的“其他构件”将包括一个输出耦合器(典型地是25/75耦合器，25％是输出端口；但也可以是50/50耦合器，以得到更多输出功率)和一个光学隔离器(可以被集成到光学增益介质中，诸如在SOA的输入端中)。

假如使用PMF腔，则不需要任何其他构件。但假如该腔是基于例如SMF-28光纤的，则仍需要一个或两个偏振控制器，以调节该激光腔中的偏振状态(SOP)。

SOA 230″用作外部调制器产生了几个优点：一个是，大约50至60dB的高消光(开/关)率；第二个是，使输入光从相对低的输入功率(0至6dBm)放大至10至20dBm(注意，输出功率强度取决于操作波长)。也值得注意的是，图8C的设备将不产生线宽非常窄的激光。该激光线宽强烈地取决于TBF带通宽度。典型地，图6的可调谐脉冲光源可以被设计为具有可获取的接近200nm的波长区间(例如，从1250至1440nm或1440至1640nm)——通过选择合适的SOA(诸如以1350nm和1530nm为中心的SOA，分别具有3dB增益，带宽延伸大于70nm，最大增益大于22dB)。

也应注意，图8C的设备将不产生线宽非常窄的激光。该激光线宽强烈依赖于TBF带通宽度。典型地，激光线宽是大约4至15GHz(对于TBF带宽是30至80pm)。然而，宽的激光线宽(带宽)对于任何OTDR的应用(包括POTDR)都是有利的，因为它可以降低OTDR轨迹上的相干噪声。

上述各种实施方案中的可调谐脉冲激光源的光谱线宽可以从小于1GHz到大于15GHz。在实践中，该光谱线宽的下端通常由使瑞利背向散射的相干噪声最小化这一需要来确定，该线宽的上端，通过测量适度高的PMD值的能力来确定。至少近似地知晓这个线宽是有利的，以便于应用前文所述的线宽修正因子。另外该激光线宽至少在某区间内可以以已知的受控方式调节也是非常有利的，以便克服或显著减轻上述关于最大可测量PMD的限制。假如这样的调节激光线宽的能力是可得到的，那么可以选择较大的线宽——在要测量小的PMD值的情况下；并选择较小的线宽——在要测量大的PMD值的情况下。最好是，激光线宽总是被设置为近似等于选定频率步幅δv的一半。

本领域内的技术人员将意识到这些可调谐光源的其他替代实施。

扰偏

要强调的是使用在这里的术语“伪随机扰偏”是并不需要或假定一个SOP和下一个SOP之间存在决定性的关系。然而，这不是说，物理的SOP控制器24必须真正地随机。也可以遵循，例如，这些SOP在庞加莱球上限定了均匀的点格，在斯托克斯向量(Stokes vector)之间具有相等的角度。

均匀分布

“伪随机”SOP意味着，表示庞加莱球上的SOP的斯托克斯向量的三个分量(s1，s2，s3)中的每一个都是均匀分布在-1和1之间的随机变量，并且这三个分量中的任一个都与另两个不相关，乘积的平均值等于0。尽管如此，不论这些SOP处于均匀的点格上还是形成随机设置，该球上的点必须均匀分布。

然而，假如使用点格来代替随机设置，那么该计算或处理必须不假定一个SOP和另一个SOP之间存在决定性的关系。否则，假如FUT 16移动，如在真实电信链路中可能出现的那样，那么由决定性的点格获得的轨迹之间的这种决定性关系将失去。

本发明的实施方案的优点

(1)双端PMD测量

a.通过伪随机扰偏途径放松了FUT 18的稳定性要求，因为不必假定用不同的SOP和/或波长获得的功率之间存在决定性的关系。这个放松的FUT稳定性要求可以小至10ms甚至更小，这取决于具体实施方案。测量结果对于任何类型的光纤都是可靠的；

b.允许测量一个给定波长处的DGD，并且，当在不同波长处重复时，允许确定随波长而变的DGD，继而进一步获得平均DGD或rms DGD；

c.特定实施方案在非常短的时间(约1ms)内估计一个给定波长处的DGD；

d.假如使用线宽相对窄的(例如1至2GHz或更窄)可调谐相干光源，允许测量FUT的非常高的DGD或总体PMD值(例如，大约50至100ps)，同时也能够因随机扰偏而以高的准确度测量小的PMD(例如小于0.1ps)；

e.对于从小于数十分钟至数分钟的总体获取时间，动态区间可以从30dB到超过60dB。还可以用小于1秒或百分之一秒的测量时间获得DGD值的估计；

f.允许测量包含在线内的光学放大器——如铒掺杂光纤放大器(EDFA)或拉曼光线放大器——的FUT，并且，甚至在存在来自该光学放大器的显著的ASE光的情况下，也可以获得可靠的测量；并且

g.可以设计成在FUT两端之间没有双向通信的测量。

(2)单端总体PMD测量

a.通过伪随机扰偏途径放松了FUT 18稳定性要求，因为不必假定在不同的SOP和/或波长下获得的功率之间存在决定性的关系。这个方法可以在非常短的时段内——例如0.2至0.4s——放松对FUT稳定性的要求。测量结果对于任何类型的光纤都是可靠的；

b.允许所有测量设备都仅位于FUT的一端；

c.允许使用非常长的脉冲，例如大约1至20μs或更长——只要OTDR可以区分在远端处的局域反射与其他反射，从而使获得非常高的动态区间、短的总体获取时间、以及降低干涉或相干噪声。例如，对于从小于2分钟至超过5分钟的总体获取时间，可以获得非常高的动态区间，从25dB至超过35dB；

d.假如使用相对窄的线宽(例如1至2GHz或更窄)的可调谐脉冲激光器，允许从该FUT测量非常高的总体PMD值(例如，大约50ps或更高)，但仍可以因随机扰偏而以高的准确度测量小的PMD(例如小于0.1ps)；以及

e.与可以使用CW激光器的情形不同，用在这个单端总体PMD测量法中的OTDR技术可以区分瑞利背向散射和在光纤远端处的局域反射，以使不再需要考虑瑞利背向散射或其他反射诸如来自光纤片段之间的连接器的反射，即可以提供非常可靠的PMD测量结果。

也应注意，这里公开的单端PMD测量法可以测量从测试仪器到沿着光纤的任何局域反射的PMD(例如从FUT上的任何连接器或接合器)，假如其回反射光功率可以高到足以能够被适当地测量。

(3)单端累积PMD测量

a.通过伪随机扰偏途径放松了FUT 18稳定性要求，因为不必假定在不同的SOP和/或波长下获得的轨迹之间存在决定性的关系。此外，不论实际上通过I/O-SOP扰偏(优选方法)执行，还是在“理想”FUT(如先前所述)的情形下通过仅依赖FUT的PSP(主偏振状态)的“自然”扰偏——其根据波长和光纤长度的变化随机且均匀地发生，都获得了放松FUT 18稳定性要求这个优点；

b.允许使用长脉冲，与第二类型的其他POTDR不同，导致：

(i)显著增大的动态区间，例如，对于100或200ns的典型脉冲长度下的从少于10分钟至超过30分钟的总体获取时间，动态区间从10dB至超过20dB；

(ii)降低了叠加在这些轨迹上的OTDR相干噪声；

(iii)对于给定激光光谱线宽，增大了最大可测量PMD；

c.它们直接测量累积PMD，这与这里描述的第一类型先前已知POTDR不同，因此不需要假定的特定双折射模，特别地，它们尤其适于测量旋转光纤的累积PMD；

d.产生真正定量的结果；以及

e.来自本发明的测量结果是随机扰偏途径的结果，其显著地导致简单的等式(42)，该等式理论上对于任何FUT 18和任何脉冲长度都有效，和对关联的信号处理有效。本发明的实施方案可以测量从几百皮秒延伸至超过50皮秒的区间上PMD值，具有卓越的空间分辨率并且可以定位高PMD光纤片段。

与共有的专利申请的联系和区别

2006年9月29日提交的申请号为PCT/CA2006/001610的共有国际专利——该文件的内容通过引用纳入本说明书——公开了一种方法和设施，其借助于基于OTDR的仪器对FUT进行单端累积PMD测量——通过发送很多组脉冲系列对，其中每对中的脉冲系列具有紧密相间的波长；并处理对应的OTDR轨迹，以获得在沿着该光纤的任何距离z处的PMD。

体现本发明的双端PMD测量方法和设施促进了双端测量，其中需要测量光学链路——其可以包括(单向的)光学放大器——中一个或多个特定波长处的总体PMD和/或DGD。据此，在本发明的实施方案中：

a)该测量是没有反射的“直通”测量，并且脉冲长度非常长，使信噪比优秀；

b)在特定波长下测量该(“直通”或向前)DGD，其他应用则不是这样；

c)该测量是单向的，因此，假如单向元件诸如光学放大器(包含光学隔离器)被放置在该链路中，则可以使用该方法；

d)本发明允许在以下情况下进行测量：当存在由介入的光学放大器所生成的显著的ASE时；

e)本发明允许协同确定PMD和DGD(λ)；

f)本发明使得协同确定根据rms和平均方式定义的PMD，而无需对FUT表现进行假定；

g)本发明可以被适配为允许在DWDM信道中进行迅速监测，以检测DGD的突然改变，由此允许与可能观察到的系统损耗关联上。

体现本发明的单端总体PMD测量解决了仅需要测量总体PMD的情形——通过接入FUT的一端。据此，在本发明的这样的实施方案中：

a)该FUT在其远端处具有一个具有显著反射率的局域反射，这大体上不是上面引证的共有申请的情形；

b)使用两检测器，用于高准确度且可靠的测量，其不是上面引证的共有申请的情形——其中仅使用了单个检测器；

c)针对单个检测器设计使用长光脉冲，用于获得长测量距离或高动态，这不是上面引证的共有申请的情形——其中仅施加了小于大约5至10倍拍长的短光脉冲长度；

d)所检测的回反射脉冲(“响应脉冲”)具有与被送入该FUT的脉冲非常接近相同的持续时间，这不同于上面引证的共有申请——其中回反射信号是，对应于由瑞利背向散射引起的分布式回反射以及沿着该FUT长度的可能的虚假局域反射的冲击响应。

本发明的单端累积PMD测量解决了其中使用两个检测器或两个不同的输入和输出偏振控制器的另一情形。相应地，在本发明的实施方案中：

a)使用两个检测器，用于高准确度且可靠的测量，这不是上面引证的共有申请的情形——其中仅使用了单个检测器；

b)更准确地测量，以得出标准化功率，从而从FUT得出可靠的PMD测量结果；

c)对于基于PBS的实施方案，自动校准两个检测器的电子器件增益；

d)使用仅一组紧密相间的波长就可以获得粗略的、随着光纤长度而变化的累积PMD，然而在上面引证的共有申请中需要至少两组。

工业适用性

前文引用的各种专利、专利申请和其他文献的全部内容通过引用纳入本说明书。

虽然本发明的实施方案已经被描述并详细说明，但应清楚地理解，这仅是说明性和示例性的，而并不是限制性的，本发明的范围仅由所附的权利要求限定。

不同于已知的PMD测量——已知的PMD测量，其大多数技术采用双端测量法、用于当前大多数可买到的用于现场应用的PMD测试和测量仪器，需要宽的波长区间——本发明的双端PMD测量实施方案可以被应用于DGD或PMD测量的小波长区间和大波长区间二者。

假如有任何备用信道可用，本发明的实施方案可以允许测量和监测窄DWDM信道中的DGD或PMD。本发明的实施方案也可以允许迅速检测来自DWDM信道或任何光路的DGD的突然变化，由此允许与可能观察到的系统损耗关联上。

本发明的实施方案允许在以下情况下测量DGD或PMD：当存在由介入的光学放大器所生成的显著的ASE时；

而且，不同于已知技术——其依赖于FUT 18在相对长的时间段(典型地数十秒至几分钟)上保持稳定——本发明的实施方案不需要这样长的稳定性，例如仅需要在大约数十或数百μs或ms平均时间上保持稳定。这是因为，所获取的、对应于不同SOP和/或波长(在大约数十或数百μs或ms平均时间上)的功率，被当作统计学上是独立(伪随机扰偏的)的，而无需假定它们之间存在任何决定性的关系。

而且，小的等价激光线宽可以被用来获得高的可测量PMD动态区间(例如，具有大约超过50至100ps的最大可测量PMD)。因此，这些优点的结果是，体现本发明的这种双端PMD测量可以在非常短的测量时间内在高距离动态区间内针对该FUT测量从非常小的值(例如，小于0.1ps)至非常大的值(例如大于50至大约100ps)的PMD。

而且，体现本发明的这种双端PMD测量可以测量带有光学放大器的FUT的PMD。

对于单端总体PMD测量，不同于已知PMD测量——已知PMD测量的大多数技术依赖于双端测量法、用于当前大多数可买到的PMD测试和测量仪器——本发明的单端总体PMD测量实施方案仅需要接入一端，即，是单端总体或总PMD测量方案。

而且，不同于已知技术——已知技术依赖FUT 18在相对长的时间段(典型地几分钟至几十分钟)上保持稳定——本发明的单端总体PMD测量实施方案不需要这样长的稳定性。这是因为，所获取的、对应于不同SOP和/或波长(在大约数百ms平均时间上)的功率，被当作统计学上是独立(伪随机扰偏的)的，而无需假定它们之间存在任何决定性的关系。

使用非常长的脉冲允许了大得多的SNR，而且该OTDR技术(与CW激光相比)消除了并非来自测试位置(例如光纤端部)的任何其他光反射。而且，小的等价激光线宽可以被用来获得高的可测量PMD动态区间(例如具有大约超过50至100ps的最大可测量PMD)。因此，这些优点的结果是，使用OTDR和长脉冲，体现本发明的单端PMD测量可以在合理的短的测量时间内在高距离动态区间内针对该FUT测量从非常小的值(例如，小于0.1ps)至非常大的值(例如大于50至大约100ps)的PMD。

对于单端累积PMD测量，不同于已知技术——已知技术使用短脉冲且/或依赖于FUT 18在相对长的时间段(典型地几分钟至几十分钟)上保持稳定——本发明的单端累积PMD测量实施方案不需要这样长的稳定性。这是因为，对应于不同SOP和/或波长(几秒钟平均时间)的OTDR轨迹，被当作统计学上是独立(伪随机扰偏的)的，而无需假定它们之间存在任何决定性的关系。

对于给定的平均时间，使用相对长的脉冲允许了比原本可以实现的SNR大得多的SNR。这是因为：(i)回反射光的光能与脉冲长度成比例；以及(ii)检测器电带宽可以更小，从而允许降低噪声。因此，较长脉冲长度对SNR的作用是三重的和成倍增的。

用长光脉冲，最大可测量PMD值也可以因下列的直接原因而更大：用短脉冲，叠加在OTDR轨迹上的“相干噪声”较大。为了在使用短脉冲时降低相干噪声，“标准”方案是增大等效激光线宽(激光固有线宽，或使用抖动或其他等效手段)。这限制了最大可测量PMD。因此，使用长脉冲的这些不同优点的结果是，体现本发明的POTDR，可以在合理的测量时间内测量更大的累积PMD值——其典型地出现在更远的z处PMD值。

在所有OTDR应用中，被FUT 18回反射的光的功率随着离开局域背向散射发生出的距离的增大而减小，因为任何FUT 18都具有非零损失(典型地在λ＝1550nm处为0.2至0.25dB/km)。OTDR的动态区间可以被定义为，仍可以在一合理的由噪声导致的不确定性以内获得良好测量的最大损失。对于由噪声导致的不确定性小于10至15％的情况，当使用单个轨迹的100ns脉冲和1s平均时间时，初始测试结果显示出约15dB的动态区间。根据图3A的原型的测试已经显示出，用典型的光纤损失(0.2至0.25dB/Km)，体现本发明的POTDR用200ns脉冲和2s平均时间可以够及70km。预期，从图3、3B和3C的实施方案，能得到相近或更高的性能。

上述优点，即显著放松的稳定性要求、因应用较长的脉冲长度而实现的大得多的SNR(因此大得多的测量区间)、以及现实的最大可测量PMD(诸如30至40ps)等优点的结合，使得体现本发明的POTDR特别适于长的、已安装的光纤，甚至有可能是包括那些空中光纤的“现场测量”。

参考文献

[1]C.D.Poole，D.L.Favin，‘Polarization-mode dispersion measurements based ontransmission spectra through a polarizer’，Journal of Lightwave Technology，Vol.12(6)，pp.917-929(1994).

[2]‘Method and apparatus for measuring polarization mode dispersion’，United StatesPatent 7,227,645 B2，Jun.5，2007.

[3]N.Cyr，‘Polarization-mode dispersion measurement：generalization of theinterferometric method to any coupling regime’，Journal of Lightwave Technology，Vol.22(3)，pp.794-805(2004).

[4]‘Fiber optical dispersion method and apparatus’，United States Patent 4,750,833，Jun.14，1988.

[5]P.A.Williams，A.J.Barlow，C.Mackechnie，J.B.Schlager，‘Narrowbandmeasurements of polarization-mode dispersion using the modulation phase shifttechnique’，Proceedings SOFM，Boulder CO，1998，pp.23-26.

[6]R.Noe，et al，’Polarization mode dispersion detected by arrival time measurement ofpolarization-scrambled light’，Journal of Lightwave Technology，Vol.20(2)，pp.229-235(2002).

[7]‘Monitoring Mechanisms for Optical Systems’，United States Patent ApplicationsPublication US 2005/0201751 A1，Sep.15，2005.

[8]S.X.Wang，A.M.Weiner，S.H.Foo，D.Bownass，M.Moyer，M.O′Sullivan，M.Birk，M.Boroditsky，‘PMD Tolerance Testing of a Commercial Communication System Usinga Spectral Polarimeter’，Journal of Lightwave Technology，Vol.24(11)，pp.4120-4126(2006).

[9]‘Method and apparatus for polarization mode dispersion monitoring in a multiplewavelength optical system’，United States Patent 7,203,428，April 10，2007.

[10]S.Wielandy，M.Fishteyn，B.Zhu，‘Optical performance monitoring using nonlineardetection’，Journal of Lightwave Technology，Vol.22(3)，pp.784-793(2004).

[11]N.Kikuchi，‘Analysis of signal degree of polarization degradation used as controlsignal for optical polarization mode dispersion compensation’，Journal of LightwaveTechnology，Vol.19(4)，pp.480-486(2001).

[12]F.Corsi，A.Galtarossa，L.Palmieri，M.Schiano，T.Tambosso，“Continuous-WaveBackreflection Measurement of Polarization Mode Dispersion Characterization”，IEEEPhotonics Technology Letters，Vol.11 No.4，April 1999，pp.451-453.

[13]A.Galtarossa，L.Palmieri，M.Schiano，T.Tambosso，“Single-End PolarizationMode Dispersion Measurement Using Backreflected Spectra Through a LinearPolarizer”，IEEE/OSA J.Lightwave Technology，Vol.17 No.10，October 1999，pp.1835-1842.

[14]H.Sunnerud，B.-E.Olsson，M.Karlsson，P.A.Andrekson，J.Brentel“Polarization-Mode Dispersion Measurements Along Installed Optical Fibers Using GatedBackscattered Light and a Polarimeter”，IEEE/OSA J.Lightwave Technology，Vol.18No.7，July 2000，pp.897-904.

[15]H.Sunnerud，B.-E.Olsson，M.Karlsson，P.A.Andrekson，“Measurement ofPolarization Mode Dispersion Accumulation Along Installed Optical Fibers”，IEEEPhotonics Technology Letters，Vol.11 No.7，July 1999，pp.860-862.

[16]US patent No.6,229,599(A.Galtarossa).

[17]H.Dong，P.Shum，J.G.Zhou，Y.D.Gong，“Single-end Spectral ResolvedMeasurement of Polarization Mode Dispersion in Optical Fibers”，Paper JThA20，OpticalFiber Communications Conference，March 25-29，2007，Anaheim，CA，USA.

[18]US patent No.6,724,469(M.Leblanc).

[19]F.Corsi，A.Galtarossa，L.Palmieri，″Beat Length Characterization Based onBackscattering Analysis in Randomly Perturbed Single-Mode Fibers，″Journal ofLightwave Technology，Vol.17，No.7，July 1999.

[20]A.Galtarossa.L.Palmieri，A.Pizzinat，M.Schiano，T.Tambosso，″Measurement ofLocal Beat Length and Differential Group Delay in Installed Single-Mode Fibers″，Journal of Lightwave Technology，Vol.18，No.10，October 2000.

[21]A.Galtarossa，L.Palmieri，M.Schiano，T.Tambosso，″Measurement of Beat Lengthand Perturbation Length in Long Single-Mode Fibers，″Optics Letters，Vol.25，No.6，March 15，2000.

[22]B.Huttner，B.Gisin，N.Gisin，“Distributed PMD measurement with a polarization-OTDR in optical fibers”，Journal of Lightwave Technology，Vol.17，pp.1843-1948，Oct.1999.

[23]US patent number 6,946,646(Chen et al.)

[24]US published patent application number 2004/0046955，Fayolle et al.