基于FFT的CDMA2000 1x EV-DO系统PN序列捕获方法

摘要

本发明涉及基于FFT的CDMA2000 1x EV-DO系统PN序列捕获方法，主要步骤为：将长M个码片的接收信号划分为分别含有N个码片的L个累加窗口，两相邻累加窗口起始位置相距1024个码片；将PN图案号为i的本地PN序列的第j个截段补零至N点作复值FFT变换，并对变换结果取共轭后与累加窗口数据的复值FFT变换逐点相乘；对相乘结果IFFT变换，取前N-96点求模值平方得到第j个累加窗口对应PN图案号为i的相关结果；重复前述步骤获得16种PN图案的相关结果，并对其分别累加，判断是否有累加结果超过预设门限。本发明能对16种PN图案并行搜索，缩短捕获时间；捕获性能不受接收信号的Ec/N0变低及频率偏移的影响。

说明书

技术领域

本发明涉及扩频通信系统中PN序列的捕获方法，具体涉及用于CDMA20001x EV-DO(简称EV-DO)系统的下行同步PN序列捕获的实现方法。

背景技术

CDMA20001x是目前得到广泛商用的3G蜂窝无线移动通信系统之一，但随着无线数据业务需求的不断增长，CDMA20001x对高速分组数据业务的支持能力已不能够满足未来发展的需求。为此，3GPP2提出了EV-DO(Evolution Data Optimized)技术，专门针对数据业务的突发性、前/反向链路负载非对称性以及大信道容量的特点，以平滑演进的方式，提供更高的数据传输能力。

相比CDMA20001x系统，EV-DO可提供更高的空中接口速率。前向链路采用了时分信道调度、动态速率控制和高阶调制等技术，同时，反向链路使用了反向导频、功率控制和速率控制等技术，使网络可以更加合理的安排各种无线数据业务。

EV-DO系统前向链路的时分信道结构如图1所示，基站发送的前向链路基带信号均经过了伪随机噪声(PN)序列的加扰，不同的PN序列相位用于区别不同的基站。每个基站都要发送专门的导频信道以便于该小区内的移动台进行同步，移动台必须第一时间捕获所在小区的PN序列相位，并将本地PN序列与之同步(误差必须在几分之一码片的量级)才能准确解扰。

EV-D0的帧周期为26.667ms(32768个码片周期)，码片速率为1.2288Mchip/s，分为16个时隙(slot)，每个时隙又分为2个半时隙(half-slot)，时隙结构如图2所示。

I、Q两路的PN序列特征多项式分别为：

P_I(x)＝x¹⁵+x¹⁰+x⁸+x⁷+x⁶+x²+1

P_Q(x)＝x¹⁵+x¹²+x¹¹+x¹⁰+x⁹+x⁵+x⁴+x³+1

对应的生成多项式分别为：

$>i\left(n\right)=i(n-15)\oplus i(n-13)\oplus i(n-9)\oplus i(n-8)\oplus i(n-7)\oplus i(n-5)$>

$>q\left(n\right)=q(n-15)\oplus q(n-12)\oplus q(n-11)\oplus q(n-10)\oplus q(n-6)\oplus q(n-5)$>

$>\oplus q(n-4)\oplus q(n-3)$>

其中，符号表示模2加运算。PN序列的生成一般使用线性反馈移位寄存器(LFSR)实现，I路与Q路的PN序列LFSR结构如图3所示。

15级移位寄存器的m序列周期长度为2¹⁵-1，在连续14个0后插入一个0，然后进行单极性至双极性的映射(比特0映射为+1；比特1映射为-1)得到周期为2¹⁵(32768个码片)的PN序列，首尾相连周期性重复。

系统零偏置参考PN序列的起始时刻定义为：连续15个0中的第一个0的发送时刻。同频基站之间，利用PN序列偏置指数(PN offset index)进行区分，偏置指数(取值从0至511，共512种取值可能)乘以64个码片就是本基站PN序列相对零偏置参考PN序列的滞后码片数。

在接收端，利用PN序列解扰流程如图4所示。假设接收机以某一时刻s为起始存储M个半时隙(对应1024·M个码片)长度的接收信号，设该接收信号的实部和虚部分别为r_I(s+k)、r_Q(s+k)，其中k＝0，1，2…1024·M-1，利用本地生成的复PN序列P_I(k)、P_Q(k)对接收信号解扰，解扰后的I、Q路信号为：

y_I(s+k)＝r_I(s+k)P_I(k)+r_Q(s+k)P_Q(k)；

y_Q(s+k)＝r_Q(s+k)P_I(k)-r_I(s+k)P_Q(k)；k＝0，1，2…1024·M-1。

现有PN序列的捕获方法一般是将接收信号起始点s在整个PN序列周期上滑动，对每一个可能的相位同步时刻s而言，将对应的解扰序列y_I(s+k)、y_Q(s+k)(k＝0，1，2…1024·M-1)提取出导频突发位置的数据再进行累加，第m个半时隙的累加结果记为θ_m(s)：

$>{\theta }_m\left(s\right)=\underset{k=464}{\overset{559}{\Sigma }}{y}_I(s+1024·m+k)+j·\underset{k=464}{\overset{559}{\Sigma }}{y}_Q(s+1024·m+k);m=\mathrm{0,1},···M-1;$>

再将M个结果(θ₀(s)，θ₁(s)，…，θ_M-1(s))累加后求取模值平方，记为|θ(s)|²：

$>{\left|\theta \left(s\right)\right|}^2={\left|\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{\theta }_m\left(s\right)\right|}^2$>

则在一个PN序列周期内使得|θ(s)|²最大的时刻s即为接收信号PN序列相位同步时刻

$>\hat{s}=\arg \underset{s}{\max }{\left|\theta \left(s\right)\right|}^2.$>

EV-DO中导频信道为时分复用，搜索时只累加每个半时隙中导频位置的解扰序列。在实现时，为了简化相关计算，只对接收信号导频位置的数据进行解扰。此时接收端在作相关前需对本地PN序列进行截取，方法是：在获得某一偏置指数对应的PN序列后，截取每1024个码片中间的96个码片数据。但是，不同偏置指数的PN序列截取后得到的序列是不同的(本发明称截取后得到的序列为PN图案)。由于未知所在小区的PN偏置指数，移动台在进行初始捕获时，需要对所有可能的PN图案进行搜索。

PN偏置指数与PN图案的关系如图5所示，图中示意性画出了每个半时隙中导频突发的位置(本发明中简称PN截段)，编号为Pi(i＝0，1，…，511)的PN截段表示偏置指数为i的PN序列截取后的第一段数据。由于PN序列滞后码片数以64个码片为单位，则PN偏置指数每增大16，PN序列滞后码片数增加1024个码片，刚好等于一个半时隙的长度，图中标出了编号P0的PN截段出现的情况。分析可知，本地PN序列共有16种不同的图案，其余496种截取后的PN序列可由这16种图案以PN截段为单位顺序偏移得到：任意两种PN序列的偏置指数相差16或者16的整数倍时，拥有相同的PN图案，且在序列上超前或滞后若干个PN截段。因此，捕获时，对偏置指数为0至15的PN图案进行检测即可保证发现任意PN偏置指数的基站导频信号。

对于传统捕获方法而言，主要有两方面的缺陷：一方面，需对16种PN图案分别检测，计算量大，所需搜索时间过长；另一方面，在接收信号的E_c/N₀(E_c为接收信号平均码片能量，N₀为噪声功率谱密度)较低并存在较大频率偏移的情况下，无法保证捕获性能。

发明内容

针对现有技术所存在的缺陷，本发明的目的就是提出基于FFT的CDMA20001xEV-DO系统PN序列捕获方法，该方法可以快速的对16种PN图案进行并行搜索，大大缩短捕获时间；且捕获性能不受接收信号的E_c/N₀变低及频率发生较大偏移的影响；还可以根据实际的信道环境，灵活配置参数，更好的利用硬件资源。

本发明通过以下技术方案实现上述目的：基于FFT的CDMA20001x EV-DO系统PN序列捕获方法，包括以下步骤：

步骤1、以时刻s作为当前搜索窗口起始位置，缓存M个码片长度的的接收信号；将接收信号分为L个累加窗口，每个累加窗口含N个码片，相邻两个累加窗口的起始位置相距1024个码片，且s时刻为第一个累加窗口的起始位置，M＝1024·(L-1)+N，N为FFT/IFFT变换点数且取值为2的整数次幂；

步骤2、令j＝0，将接收信号的第j个累加窗口的N点数据进行复值FFT变换，变换结果记为R_j(n)；

步骤3、将PN图案号为i的本地PN序列的第j个截段pn_jⁱ(k)末尾补零至N点作复值FFT变换，并将变换结果取共轭得到共轭结果PN_jⁱ(n)^*，k＝0，1…，N-97；

步骤4、步骤2所得变换结果R_j(n)和步骤3所得共轭结果PN_jⁱ(n)^*逐点相乘，得到相乘结果再对相乘结果进行N点IFFT变换，并将IFFT变换结果的前N-96点求模值平方得到第j个累加窗口对应PN图案号为i的相关结果|z^j_i(k)|²；

步骤5、j＝j+1，接收信号滑动至下一个累加窗口的N个码片，图案号为i的本地PN序列滑动至下一截段，重复步骤2-4，直至j＝L-1，得到L个累加窗口对应PN图案号为i的相关结果|z₀ⁱ(k)|²，|z₁ⁱ(k)|²，…，|z_L-1ⁱ(k)|²；

步骤6、将所得的L个累加窗口对应PN图案号为i的相关结果|z₀ⁱ(k)|²，|z₁ⁱ(k)|²，…，|z_L-1ⁱ(k)|²进行累加，得到累加结果；

步骤7、令i＝i+1，j＝0，重复步骤2-6，直至i＝15，获得当前搜索窗口对应16种PN图案的累加结果；

步骤8、将所获得的当前搜索窗口对应16种PN图案的累加结果逐一与预设门限比较，若存在超过预设门限的累加结果，则成功捕获PN序列；否则s＝s+N-96，搜索窗口起始位置延时N-96个码片，返回步骤1。

与传统算法相比较，本发明的优点和有益效果在于：

1)利用FFT/IFFT变换简化了传统时域相关运算，有效的减小了计算量；FFT/IFFT变换可利用专用FFT芯片或在可编程器件中实现。当FFT/IFFT变换的点数N取值较大时，本发明计算量大幅减小，搜索效率高，可并行搜索16种PN图案，有效减少捕获时间。本发明对16种PN图案进行并行搜索时，对每一个搜索窗或者相位点，同时检测完16种PN图案后，再滑动一个搜索窗或者相位点；而不是如现有技术中的串行搜索那样，每次只搜索一个PN图案，对一个PN图案搜索完一帧后，再搜索下一种PN图案。本发明的并行搜索在具体计算的时候，对16种PN图案仍然是分开来逐一计算的。

2)进行相关运算时，将每个累加窗IFFT结果的前N-96点求取模值平方后，再进行多段累加，因此一定范围内的频率偏移对相关结果的影响不会随累加窗口数目的增加而积累。经过实际验证，当接收信号的频率偏移在±3000Hz范围内，且接收信号的E_c/N₀≥-20dB时，利用本方法可以实现可靠的PN序列相位捕获。

3)为保证低E_c/N₀时的捕获性能，可增加累加窗数目L，便于根据系统要求进行计算量和硬件实现方面的优化。

附图说明

图1为CDMA20001x EV-DO系统前向链路时分信道的示意图；

图2为CDMA20001x EV-DO系统前向链路时隙结构的示意图；

图3为CDMA20001x EV-DO系统利用LFSR生成I、Q两路PN序列的示意图；

图4为接收端利用复PN序列对基带信号进行解扰的示意图；

图5为系统PN偏置指数与PN图案的示意图；

图6为本发明进行相关运算的示意图；

图7为本发明的流程图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

本发明可以在可编程器件上实现，对接收信号进行相关运算的过程如图6所示，整个捕获过程如图7所示；具体包括以下步骤：

步骤1、以时刻s作为当前搜索窗口起始位置，缓存M个码片长度的的接收信号；将接收信号分为L个累加窗口，每个累加窗口含N个码片，相邻两个累加窗口的起始位置相距1024个码片，且s时刻为第一个累加窗口的起始位置，M＝1024·(L-1)+N，N为FFT/IFFT变换点数且取值为2的整数次幂。

将接收信号记为r(s+k)，r(s+k)＝r_I(s+k)+j·r_Q(s+k)，k＝0，1，2…M-1。令i＝0，i表示本地PN图案号，0≤i≤15。当N＞1024时，相邻两个累加窗口的接收信号可以有部分重叠。

步骤2、令j＝0，将接收信号的第j个累加窗口的N点数据r(s+k)(k＝1024·j，1024·j+1，…，1024·j+N-1)进行复值FFT变换，变换结果记为R_j(n)，0≤j≤L-1，n＝0，1，…，N-1。

所述复值FFT变换可使用专用FFT芯片来实现，或在可编程器件中使用N·log₂N个复数乘法器和2·N·log₂N个复数加法器实现。

步骤3、将PN图案号为i(i＝0，1，…，15)的本地PN序列的第j个截段pn_jⁱ(k)(k＝0，1，…，95)末尾补零至N点作复值FFT变换，并将变换结果PN_jⁱ(n)(n＝0，1，…，N-1)取共轭，得到共轭结果PN_jⁱ(n)^*，符号*表示复数取共轭。

本地PN序列的每一截段所含的码片个数(即本地PN序列每一截段的长度)可在1到96之间取任一值，也就是说，取值可以为1到96之间的任一个；取值越小计算效率越低，当取值为96时计算效率最高。

步骤4、步骤2所得变换结果R_j(n)和步骤3所得共轭结果PN_jⁱ(n)^*逐点相乘，得到相乘结果(n＝0，1，…，N-1)，再对相乘结果进行N点IFFT变换，并将IFFT变换结果的前N-96点求模值平方，结果记为|z_jⁱ(k)|²(k＝0，1…，N-97)，即得到第j个累加窗口对应PN图案号为i的相关结果。

将变换结果R_j(n)和共轭结果PN_jⁱ(n)^*逐点相乘可以通过在可编程器件中使用N个复数乘法器实现；IFFT变换为FFT变换的逆过程，因此IFFT变换的实现方法与FFT变换的相同；求模值平方可以通过2·(N-96)个实数乘法器和N-96个实数加法器实现。

步骤5、j＝j+1，接收信号滑动至下一个累加窗口的N个码片，图案号为i的本地PN序列滑动至下一截段(即滑动96个码片)，重复步骤2-4，直至j＝L-1，得到L个累加窗口对应PN图案号为i的相关结果k＝0，1…，N-97。

步骤6、将所得的L个累加窗口对应PN图案号为i的相关结果|z₀ⁱ(k)|²，|z₁ⁱ(k)|²，…，|z_L-1ⁱ(k)|²进行累加，得到累加结果：

k＝0，1…，N-97，作为以s时刻为起始、N-96个码片长度的当前搜索窗口对应PN图案号为i的搜索结果。

所述累加通过(N-96)·(L-1)个实数加法器实现。

步骤7、令i＝i+1，j＝0，重复步骤2-6，直至i＝15，获得当前搜索窗口对应16种PN图案的搜索结果metric⁰(k)，metric¹(k)，…，metric¹⁵(k)，k＝0，1…，N-97。

步骤8、将所获得的当前搜索窗口对应16种PN图案的搜索结果逐一与预设门限比较，若存在超过预设门限的搜索结果，则成功捕获PN序列；否则s＝s+N-96，搜索窗口起始位置延时N-96个码片，返回步骤1。

搜索结果与预设门限的比较通过16·(N-96)个比较器实现。

该方法还可以通过增加存储空间来进一步减少计算量，即直接存储16种PN图案前L个截段的N点FFT变换共轭结果，即可省去步骤3中的重复计算，实现时可根据硬件条件灵活选择。

上述实施例以单倍采样为例，是本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，例如多倍采样的原理与实现可在本实施例所述基础上简单扩展得到；其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。