法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2016-08-03
未缴年费专利权终止 IPC(主分类):H02M7/155 授权公告日:20120829 终止日期:20150610 申请日:20090610
专利权的终止
2012-08-29
授权
授权
2010-02-24
实质审查的生效
实质审查的生效
2009-12-30
公开
公开
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，涉及一种三电平PWM整流器对称三区的电压矢量脉宽调制方法。
背景技术
二极管箝位三电平PWM整流器因器件承受电压应力小、输出功率大、网侧电流谐波小、功率因数高、能量可以双向流动等，开始应用于中高压交流调速、无功补偿、超导储能、风力发电等领域。然而，三电平PWM整流器直流侧中点电位的不平衡，即直流侧两电容电压不等，直接影响到整流器及其负载的工作性能，严重时甚至危害到整个装置的可靠性。
从三电平PWM整流器直流侧中点电位的数学模型和拓扑结构来说，引起直流侧中点电位不平衡的因素有二：一是整流器直流侧负载中线电流inload；二是整流器直流侧桥路中线电流in。平衡直流侧中点电位的方法就是减小这两个中线电流。负载中线电流要依负载性质决定；若负载为三电平逆变器负载，则整流器的负载中线电流也就和逆变器负载的电压矢量脉宽调制有关。而整流器直流侧桥路中线电流却与其电压矢量脉宽调制直接相关。目前从电压矢量脉宽调制入手平衡整流器直流侧中点电位的方法主要有四种：
一是调节成对小矢量作用时间的直流侧中点电位平衡控制。该法结合闭环控制策略估算出合适的中点电位平衡因子，通过平衡因子调节成对小矢量作用时间。它是二极管箝位三电平变换器直流侧中点电位平衡控制中使用最普遍、也最简单的方法。但是这种方法由于每次调制的成对小矢量只有一组，其平衡效果受限；当调制比较大时小矢量作用的时间很小，直流侧中点电位的平衡能力很差。因此有人提出一个系统多种调制并存，轮番工作，但其占用系统资源多。
其二是三次谐波注入的直流侧中点电位平衡控制。该法仅对流入直流侧中线的三次谐波电流引起的中点电位不平衡有效，有局限性。在二极管箝位三电平逆变器中应用更广泛。
其三是减小中矢量作用幅度的直流侧中点电位平衡控制。该法以西班牙卡塔卢尼亚理工大学Busquets-Monge S.为代表，通过引入虚拟合成矢量、有效地减弱了由于中矢量引起的不平衡，但电压矢量分区由传统的四区变为五区，电压矢量分区多、调制复杂。
其四是调节三维空间开关函数的直流侧中点电位平衡控制。该法通过引入三维开关函数，在三维空间坐标系下使直流侧中点电位的平衡控制自由度增多，达到了直流侧中点电位的量化控制，但调制复杂。特别在三相三线制的三电平PWM整流器系统中，由于直流侧中点电位的浮动，当电压矢量分区很多时，该调制算法比三相四线更为复杂。
发明内容
本发明的目的是提出了一种三电平PWM整流器对称三区的电压矢量脉宽调制方法，解决现有二极管箝位三电平PWM整流器的脉宽调制技术中由于中矢量引起的直流侧中点电位不平衡问题，使电压矢量脉宽调制方法本身达到了直流侧中点电位的自平衡。
本发明采用的技术方案是，一种三电平PWM整流器对称三区的电压矢量脉宽调制方法，该方法按照以下步骤实施：
步骤1、划分电压矢量区域：
按照每60°划分一个扇区，每个扇区设置三个小区，，每个扇区设置三个小区，以象限为单位进行计算，区域判定根据下述四个规则参照表2完成，其中Vαm和Vβm为参考电压矢量在α轴和β轴的投影的标幺值，其基值为
规则一：
规则三：
表2对称三区电压矢量脉宽调制法的区域判定
注：“√”：符合；“×”：不符合；“-”：不确定；
步骤2、将各区域的电压矢量进行合成：
按照步骤1划分的区域，各区域的电压矢量合成采用邻近三矢量合成，各区域电压矢量合成的具体方法如表3，
表3对称三区电压矢量脉宽调制中各区域电压矢量合成方法
；
步骤3、计算电压矢量作用时间：
每个区域各合成电压矢量的作用时间是根据伏秒特性完成，
令
则：
1＝dx+dy+dz
其中：
tx，ty，tz：邻近三合成电压矢量的作用时间；
dx，dy，dz：邻近三合成电压矢量的占空比；
Ts：开关周期，
第一象限各电压矢量的作用时间根据表4列出的占空比，由公式(8)求出，其他象限的电压矢量的作用时间结合表5，将α和β的值代入表4中求得对应电压矢量的作用时间，
表4对称三区电压矢量脉宽调制法第一象限电压矢量占空比
表5对称三区脉宽调制法各象限电压矢量作用时间及系数对照表
；
步骤4、进行电压矢量脉宽调制：
基于逻辑法的DSP+CPLD的三电平PWM整流器系统，用上述步骤3计算出的电压矢量作用时间，进行电压矢量的脉宽调制，其发送序列如表6，
表6对称三区电压矢量脉宽调制序列表
根据该序列表即可实现对三电平PWM整流器系统的控制。
本发明的电压矢量脉宽调制方法，采用基于DSP+CPLD的三电平PWM整流器来实现，电压矢量脉宽调制方法本身达到了中点电位的自平衡，电压矢量分区少、算法简单；同时二极管箝位三电平PWM整流器直流侧中点电位平衡度高，当网侧电流剧变时效果更显著；该法也适用于三电平逆变器。
附图说明
图1是本发明方法所要调制的二极管箝位三电平PWM整流器电路图；
图2是本发明方法中的电压矢量区域划分示意图；
图3是本发明方法在不同调制比下整流器交流侧桥臂中点电压图；其中图a为调制比为0.866的BC模式波形图；图b为调制比为0.508的ABC模式波形图；图c为调制比为0.438的A模式波形图；
图4是本发明方法在不同调制比下整流器交流侧桥臂中点线电压FFT分析图；
图5是本发明方法在不同调制比下网侧电流的FFT分析图；
图6是本发明方法中的第一象限A区三相开关函数及其功率开关管的控制脉冲：其中图a为a相波形图、图b为b相波形图、图c为c相波形图；
图7是本发明方法中的脉冲类型，其中图a为第一类脉冲图，图b是第二类脉冲图；
图8是本发明方法中所采用的基于逻辑法的DSP+CPLD结构的三电平PWM整流器系统控制框图；
图9是本发明方法加死区情况下的各类脉冲，其中图a为加死区情况下的第一类脉冲图，图b是加死区情况下的第二类脉冲图；td为死区；
图10为几种三电平PWM整流器的波形图，其中图a为使用本发明方法下三电平PWM整流器电源电压usa和网侧电流isa的稳态波形图，图b为使用本发明方法下二极管整流向PWM整流转换时直流侧电压udc和网侧电流波形图，图c为使用本发明方法下直流侧两电容电压及其差的波形图，图d为传统调制方法下，三电平PWM整流器从二极管整流向PWM整流转换时直流侧两电容电压及其差的波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
三电平PWM整流器数学模型及各电压矢量对直流侧中点电位的影响：
图1为三相二极管箝位三电平PWM整流器主电路图。图中usa、usb、usc为三相交流电源电压；isa、isb、isc为三相交流电源电流，简称网侧电流；udc为直流侧输出电压；udc1、udc2、Δudc为直流侧上桥和下桥电容的电压及其差，即：Δudc＝udc1-udc2；iload1、iload2为整流器的负载电流；in为整流器直流侧桥路中线电流；inload为负载中线电流。三电平PWM整流器通过调整整流器交流侧桥臂中点电压，达到控制网侧输入电流、直流输出电压以及功率因数的目的。定义开关函数：
(j＝a，b，c)
则交流侧桥臂中点相对于n点的电压：
省去繁琐推导，那么，三电平PWM整流器在两维平面三相静止abc坐标下的数学模型为：
式(5)为三电平PWM整流器直流侧中点电位的数学模型。把三电平27个电压矢量的开关函数带入式(5)，可得三电平各电压矢量对中点电位的影响如表1所示。显然，若不考虑负载对三电平PWM整流器直流侧中点电位的影响，则：在两维平面三相静止abc坐标下，零矢量和大矢量对直流侧中点电位没有影响；中矢量和小矢量对直流侧中点电位有影响，其值与网侧电流大小有关；成对小矢量对直流侧中点电位的影响相反。网侧电流变化越剧烈，中矢量和小矢量对直流侧中点电位的影响越大。因此，本发明提出了弃用中矢量的对称三区电压矢量脉宽调制方法。
表1各电压矢量对直流侧中点电压的影响
本发明的二极管箝位三电平PWM整流器对称三区的电压矢量脉宽调制方法，涉及电压矢量区域划分、电压矢量合成、电压矢量作用时间计算及其电压矢量脉宽调制和硬件实现，按照以下步骤实施：
步骤1、划分电压矢量区域：
图2为本发明方法中的电压矢量区域划分图，传统的划分方法以60°为一个扇区，每个扇区包含有四个小区，而本发明方法也按照每60°划分一个扇区，在每个扇区中设置三个小区，故得名对称三区。为减小实际中的数据运算量，本方法以象限为单位进行计算，区域判定根据下述四个规则参照表2完成，其中Vαm和Vβm为参考矢量在α轴和β轴的投影的标幺值(以下同)，其基值为
规则一：
规则三：
表2对称三区电压矢量脉宽调制方法的区域判定
注：“√”：符合；“×”：不符合；“-”：不确定。
步骤2、将各区域的电压矢量进行合成：
按照步骤1划分的区域，各区域的电压矢量合成采用邻近三电压矢量合成，如表3所示。由于弃用了中矢量，合成矢量只有零矢量、小矢量和大矢量。
表3对称三区电压矢量脉宽调制中各区域电压矢量合成方法
步骤3、计算电压矢量作用时间：
每个区域各合成电压矢量的作用时间是根据伏秒特性完成。假设在一个开关周期中，若参考电压矢量落在第一象限B区，则其由小矢量V01、大矢量V1和大矢量V2三种矢量，根据公式(7)按邻近原则合成：
Ts＝tx+ty+tz
令
则：
1＝dx+dy+dz
其中：
tx，ty，tz：邻近三合成电压矢量作用时间；
dx，dy，dz：邻近三合成电压矢量的占空比；
Ts：开关周期。
根据公式(8)就可以求出各电压矢量占空比，具体计算过程及结果如表4和表5所示。表4为第一象限各合成电压矢量占空比，其他象限只要结合表5把α和β的值代入即可求得对应合成矢量的占空比和作用时间。
表4对称三区电压矢量脉宽调制法第一象限电压矢量占空比
表5对称三区脉宽调制法各象限矢量作用时间及系数对照表
步骤4、进行电压矢量脉宽调制：用上述步骤3计算出的电压矢量作用时间，进行电压矢量的脉宽调制，其发送序列如表6。
为了保证三电平PWM整流器输入电流、输出电压谐波小，对称三区的电压矢量脉宽调制的要求是：1)在一个开关周期中整流器交流侧桥臂中点电压波形正负两半周镜对称，在正半周期内前后1/4周期对称，以降低谐波含量；2)尽可能降低功率器件的开关次数，避免同一相上下桥之间的转换，减小功率器件的开关损耗；3)尽可能平衡直流侧中点电位，减小由于直流侧中点电位不平衡对三电平PWM整流器及其负载所带来的危害。本方法中的电压矢量脉宽调制信号按照表6所示发出。表6中的“P”代表1；“N”代表-1；“O”代表0；每区纵向三行分别代表三相的三个开关函数的值。
表6对称三区电压矢量脉宽调制序列表
该电压矢量脉宽调制方法的调制模式：当整流器系统稳定时，整流器交流侧桥臂中点电压矢量所经过的轨迹为一个圆，轨迹越圆，表示整流器交流侧桥臂中点电压矢量越接近于正弦，系统越稳定。调制比不一样，每个轨迹所经过的电压矢量区域就不一样，当然其具体的调制方法也不一样，对整流器的影响自然也不一样，网侧电流的谐波成分也会有差异。图2中，选取m1＝0.5、m2＝0.577，分别对应电压矢量内六边形的内切圆和外切圆，m1和m2分别代表两个特殊的调制比下整流器交流侧桥臂中点参考电压矢量的运行轨迹，它们把对称三区的电压矢量脉宽调制分成了三种模式：
若整流器工作于A模式，则整流器交流侧桥臂中点参考电压矢量轨迹在一个工频周期中只经过A区和D区；若工作于ABC模式，则整流器交流侧桥臂中点参考电压矢量轨迹五个区都要经过；若工作于BC模式，则整流器交流侧桥臂中点参考电压矢量轨迹只经过B区、C区和E区。显然，ABC模式区域变化最多。
图3为三个不同调制比下整流器交流侧桥臂中点线电压和相电压波形图，图中，uan为整流器交流侧桥臂中点相电压；uab为整流器交流侧桥臂中点线电压。显然，相电压uan在由负向正的转换过程中出现了Udc/2、0和-Udc/2三种电平，比传统调制方法电平多，产生了正和负的交叠，相应地导致线电压uab的波形状态变化更多。当调制比在0.5附近时，整流器交流侧桥臂中点参考电压矢量幅度低，位置靠近小矢量，小矢量作用时间长，相电压uan基本总是在0和Udc/2，以及0和-Udc/2之间变化，如图3b和图3c所示；当调制比较大时，整流器交流侧桥臂中点的参考电压矢量幅度高，位置远离小矢量，小矢量作用时间变小，甚至为零，相电压出现了在Udc/2和-Udc/2之间跳转，功率器件开关次数上升，如图3a所示。相电压uan由正向负的转换过程与此相似。对称三区的电压矢量脉宽调制方法把小矢量放在两个大矢量之间，或放在零矢量和大矢量之间以减少功率开关管的开关次数，从这个意义上讲，调制比最好在0.5附近。
图4为不同调制比下整流器交流侧桥臂中点线电压uab的FFT分析示意图。调制比越小，谐波越集中，集中点在开关频率的整数倍处。状态转换多的调制模式，谐波含量不一定多。相电压uan和ua0的FFT分析与线电压uab的FFT分析结论一致。
图5为不同调制比下整流器网侧电流的FFT分析示意图，随着调制比的减小，网侧电流的谐波含量减小，幅度降低。由于网侧电感的滤波作用，其谐波的成分比整流器交流侧桥臂中点电压少得多。
因此，综合考虑三电平PWM整流器特性，调制比在0.5左右为佳。
本发明方法采用基于逻辑法的DSP+CPLD完成三电平PWM整流器系统硬件控制。
对称三区电压矢量脉宽调制方法的脉冲类型：
图6列出第一扇区A区三相的开关函数和12个功率开关管的控制脉冲图，图中ug1j～ug4j为第j相四个功率开关管的控制脉冲，j＝a，b，c。同理可得其他区域控制脉冲。汇总所有控制脉冲，其不外乎以下三类：
第一类：单波头控制脉冲，如图7a所示，这类控制脉冲可由DSP直接产生；
第二类：多波头控制脉冲，如图7b所示，这类控制脉冲DSP无法直接产生，需要借助CPLD完成。
第三类：逻辑1或逻辑0，如图7a中ug2a和ug4a，这类控制脉冲DSP和CPLD都可以实现。
本发明方法是由CPLD对DSP产生的基准脉冲进行逻辑运算完成第二类脉冲的发生，进而产生各个相应功率开关器件的控制脉冲，故名逻辑法。该法结构清晰简单，相比计数法占CPLD系统资源少，效率高。由于DSP具有丰富的外设资源且在线运算速度快，因此，DSP作为主控制器，完成整个系统控制算法的主要运算；CPLD为辅助控制器，协助PWM发生。
图8为本发明方法基于逻辑法的三电平PWM整流器系统控制框图，包括在现有的DSP与光耦隔离模块之间设置有一个CPLD模块，在此结构中，DSP完成A/D采样、双闭环解耦、PI调节、步骤1的参考电压矢量的区域判断、步骤2的电压矢量合成、以及步骤3的电压矢量作用时间计算，以及发送基准脉冲；CPLD根据DSP传送的参考电压矢量区域信息，通过逻辑运算处理基准脉冲，产生步骤4的三电平PWM整流器所需的控制脉冲，实现控制三电平PWM整流器系统。虚线框内为DSP和CPLD的连接关系。DSP和CPLD之间通过数据线传递参考电压矢量的区域信息，DSP还向CPLD发出基准脉冲信号，DSP还要通过同步信号控制CPLD的开关周期；CPLD通过读数信号的上升沿确定使能。
具体实现：
第一类脉冲由DSP的脉冲发生单元实现，作为六路PWM基准脉冲，其包含了各电压矢量作用时间的信息，如图7a所示，脉冲1和2、脉冲3和4、脉冲5和6互补，加入死区以后的基准脉冲如图9a所示，其中td为死区。
第二类脉冲由第一类脉冲通过逻辑运算产生，图9b中所示为加入死区以后的第二类脉冲，其中脉冲7、8、9、10分别由图9a中脉冲1、2、3、4、5、6做逻辑与、逻辑或产生，比如脉冲7可以由脉冲4、5做逻辑与得到。
第三类脉冲，即逻辑1和逻辑0可以由CPLD使用赋值语句直接给出。
例如要得到第一扇区A区的驱动脉冲，只需对十二路开关管所需要的脉冲做如下操作：A相ug1a-ug4a分别对应脉冲3、逻辑1、脉冲4、逻辑0；B相ug1b-ug4b分别对应脉冲1、脉冲5、脉冲2、脉冲6；C相ug1c-ug4c分别对应逻辑0、脉冲9、逻辑1、脉冲10。
显然，CPLD根据所接收到的DSP计算的参考电压矢量区域信息，根据基准脉冲，就可以产生对称三区电压矢量脉宽调制方法中的任意区域的控制脉冲。若不考虑死区，基准脉冲只需要脉冲1、脉冲3和脉冲5三个即可。
实施例：DSP采用TI公司的TMS320×LF2407A。CPLD采用ALTERA公司的MAXII EPM1270 144C5N芯片，其有1270个逻辑单元，144个引脚，其中I/O口有116个，时钟频率10MHz，门级延时小于10ns，能够满足三电平PWM整流器系统的实时性要求。仿真软件采用ALTERA公司Quartus II，硬件描述语言为Verilog HDL，自动生成模块和评估报告。
整流器参数：电网相电压U2＝30V，频率f＝50Hz；串联电抗Ls＝10mH；直流输出滤波电容C1＝C2＝2000μF，负载R＝62Ω，电感L＝55mH，直流侧给定电压Udc＝110V，开关频率f＝2kHz。
图10a、图10b、图10c分别为对称三区电压矢量脉宽调制方法下的波形图，其中图10a为三电平PWM整流器电源电压usa和网侧电流isa的稳态波形图，其中条件为20V/div(usa)、5A/div(isa)、10ms/div；图10b为二极管整流向PWM整流转换时直流侧电压udc和网侧电流波形图，其中条件为20V/div、250ms/div；图10c为直流侧两电容电压及其差的波形图。图10d为传统调制方法下，三电平PWM整流器从二极管整流向PWM整流转换时直流侧两电容电压及其差的波形图。显然，整流器网侧电流正弦度较好、功率因数高、直流侧电压稳定。对称三区电压矢量脉宽调制方法在电流剧变的过渡过程中和稳态下均能保持很好的直流侧中点电压平衡特性，明显优于传统的PWM调制方法，两电容电压差基本为零，达到了电压矢量脉宽调制方法本身的自平衡。
本发明的方法采用弃用中矢量的对称三区电压的矢量区域划分及其脉宽调制，弃用中矢量后电压矢量脉宽调制中就只有大矢量、零矢量和小矢量，影响直流侧中点电位的只有一个小矢量，只要在电压矢量脉宽调制中成对使用小矢量，很容易达到电压矢量脉宽调制本身的自平衡，电压矢量分区少、算法简单；二极管箝位三电平PWM整流器直流侧中点平衡度高，当网侧电流剧变时的效果更显著；电压矢量脉宽调制方法本身达到了中点电位的自平衡；该法也适用于三电平逆变器。
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