用于开关电源中的开关的简化的初级侧控制电路

摘要

本发明涉及一种用于开关电源、特别是初级侧受控开关电源中的开关的控制电路。在此，该控制电路包括：反馈信号接头，用于采集在所述开关电源的变压器的初级侧辅助绕组上所感应的辅助电压；供电电压接头，用于为所述控制电路提供供电电压；以及地接头，用于将所述控制电路与地电平连接；其中，所述反馈信号接头通过所述供电电压接头构成，并且所述辅助电压与所述供电电压叠加。作为替换，所述辅助绕组的电压可以与用于采集初级侧峰值电流的附加接头上的电压叠加。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于开关电源、特别是初级侧受控开关电源中的开关的控制电路。

背景技术

开关电源被用在众多的电子设备中，以便从电网电压中产生为电子部件供电所需的低的直流电压。在此，相对于带有电网变压器的常规电源，开关电源在许多应用情况中得以实现，因为其从一定功率级别开始具有更好的效率并且尤其是具有更小的空间需求。后者特别是可以归因于对高频率的交流电而不是对电网电压进行变换，该高频率的交流电例如可以是位于20kHz至200kHz而不是50Hz或60Hz的电网频率。因为变压器所要求的匝数与频率成反比地下降，由此使得铜耗显著减小，并且实际的变压器变得明显更小。

这种开关电源具有初级侧和次级侧，其中，变压器具有初级侧绕组和次级侧绕组。初级侧开关与初级侧绕组连接，以便中断通过初级侧绕组的电流，并且该开关电源具有自由振荡电路，用于产生控制初级侧开关的开关脉冲。

为了优化效率，公知有特别是初级定时的开关电源，其中，根据在电源的次级侧上所施加的负载来调整在高频变压器的初级侧上通过开关(例如双极性晶体管)所产生的频率，以便调整所传输的功率。按照特别简单的方式如下实现对于这种调整所要求的反馈：在变压器上设置附加的初级侧辅助绕组，通过该辅助绕组产生映像电压(Bildspannung)，该映像电压借助于辅助绕组描绘了待调整的电压在初级侧的映像。这样，可以将在辅助绕组上测取的该电压用作调节参数。不过，为了实现所要求的调整精度，公知的调整电路通常要么部件开销相对大、要么要求所采用的电子组件的公差小。

发明内容

因此，本发明要解决的技术问题是，提供一种用于开关电源中的开关的控制电路以及一种对应的开关电源，其在所采用的电子部件复杂性降低以及公差相对大的条件下可以改进运行参数的调整特性并提高运行参数的灵活性。

上述技术问题是通过具有独立权利要求的特征的控制电路来解决的。本发明的优选扩展是从属权利要求的内容。

在此，本发明基于如下思路：不是在单独的辅助电压输入端上，而是要么在供电/电压调整输入端、要么在峰值电流识别输入端上，进行所要求的对变压器的消磁的识别。随后，将对于识别消磁所要求的信号与供电电压输入端或者峰值电流识别输入端上的电压叠加。这可以按照较为简单的方式借助于一个或多个电阻和/或电容实现。

通过在供电/电压调整输入端或峰值电流识别输入端上对消磁进行按照本发明的识别，可以或者设置恒定的次级占空因数或者设置所谓的临界传导模式(Critical Conduction Mode)。由此，开关电源的输出电流独立于在集成的控制电路中的内部时间元件(Zeitglied)。在供电电压输入端上识别消磁的条件下，可以如下实施用于开关电源中的开关的控制电路：使得其可以被置于仅具有三个接头的机壳中。在此，按照本发明的控制电路既保证了输出电流限制，又保证了输出电压限制和过电压保护。

在峰值电流识别输入端上采集变压器的消磁的替换实施方式，可以改善控制电路的功能并且可以在4接头的机壳中实现。两种变形尤其具有如下优点：尽管存在对于集成的电阻和电容的相对大的公差，仍然可以实现设备的输出特性曲线的令人满意的公差。

在按照本发明的控制电路中，根据该控制电路的运行电压进行电压调整。该运行电压是从变压器的截止电压(Sperrspannung)获得的。由此，其与输出电压成比例，并且如果运行电压超过所确定的边界值则断开初级侧的开关晶体管，直到再次低于该边界值。

按照本发明的一种具有优势的实施方式，将控制电路的运行电压借助于电容和必要时一个或多个电阻与变压器的辅助绕组的电压进行叠加。由此，在该控制电路中可以识别在该绕组上电压的过零。因为该过零大致对应于在变压器中不再有电流流动的时刻，因此从中可以确定再次接通开关晶体管的时刻，或者可以确定电流的持续时间，从而可以设置恒定的次级占空因数。按照本发明的电路首先表现为较低的开销以及减少的外部电路。

作为替换，可以将辅助线圈的电压与在一个用于采集初级峰值电流的附加接头上的电压叠加。由此，此时可以确定在该接头上的过零。除此之外，工作方式与在第一实施方式中的相同。第二实施方式的优点首先在于明显更精确的电流调整、更精确的电压调整以及绕组上电压过零的简化识别，因为将调整电压与附加的信号叠加。

按照本发明的另一种具有优势的实施方式，如在三接头变形中一样在驱动输出端(接头B)上对初级峰值电流进行识别，并且将第四接头(Ip)用于消磁识别以及同时根据输入电压匹配对于初级峰值电流的断开门限。该变形尽管具有如下的缺点：初级峰值电流断开(Primaespitzenstromabschaltung)仅有三接头变形的精度，不过却具有明显更简单识别消磁的优点。此外，可以在没有附加部件的条件下调整输出电流，使得其在一个输出电压的条件下几乎独立于输入电压。

通过采用依赖于供电电压Vp的Ip门限而不是固定设置的参考电压，可以实现另一种改进。如果对于峰值电流的断开门限，在Vp上小电压(对应于小的输出电压)的条件下比在Vp上大电压的条件下更小，则在小的输出电压条件下的输出电流与在大的输出电压的条件下的电流相比而减小。也就是说，输出电流按照优选的方式更少地取决于输出电压。

附图说明

下面对照附图所示的实施方式对本发明作进一步的说明。类似的或者对应的细节在附图中用相同的附图标记表示。附图中：

图1示出了按照本发明的初级受控开关电源的第一实施方式的框图；

图2示出了按照本发明的初级受控开关电源的第二实施方式的框图；

图3示出了按照本发明的初级受控开关电源的第三实施方式的框图；

图4示出了图1中的控制电路的第一实施方式；

图5示出了图1中的控制电路的第二实施方式；

图6示出了图2中的控制电路的第一实施方式；

图7示出了图2中的控制电路的另一实施方式；

图8示出了图2中的控制电路的第三实施方式；

图9示出了图3中的控制电路的第一实施方式；

图10示出了图3中的控制电路的第二实施方式；

图11示出了具有按照图4的控制电路的按照图1的开关电源的模拟输出特性曲线；

图12示出了具有按照图10的控制电路的按照图3的开关电源在低输入电压条件下的模拟输出特性曲线；

图13示出了具有按照图10的控制电路的按照图3的开关电源在高输入电压条件下的模拟输出特性曲线；

图14示出了按照本发明的初级受控开关电源的另一实施方式的框图；

图15示出了按照本发明的初级受控开关电源的另一实施方式的框图；

图16示出了按照本发明的初级受控开关电源的另一实施方式的框图；

图17示出了图14至16中的控制电路；

图18示出了具有按照图17的控制电路的开关电源在电流调整范围中计算的输出特性曲线；

图19示出了在没有输出电压补偿的条件下对于开关电源的计算的输出特性曲线；

图20示出了对于不补偿的开关电源的计算的输出特性曲线。

具体实施方式

图1示意性示出了按照本发明的开关电源的第一实施方式的框图。在此，交流电压AC_IN首先通过二极管桥式电路D1至D4被整流，并且在对应的滤波之后送至变压器的初级侧绕组L2上。初级侧开关Q3可以响应于在其控制接头上的控制信号来断开通过初级侧绕组L2定义的电流。在变压器的次级侧绕组L3上产生输出电压V_out。

按照本发明，例如可以作为专用集成电路(ASIC)制造的控制电路100，除了控制接头(其输出为了控制初级侧开关Q3所需要的信号)之外，此时还具有地接头GND和运行电压接头Vp。

运行电压接头Vp一方面通过电阻R86和R53与输入电压连接，而另一方面通过电容C21和电阻R90与初级侧辅助绕组L4连接，该辅助绕组将关于次级侧情况的信息反馈到控制电路100。

按照本发明，在图1中示出的控制电路100的三接头变形中，直接通过控制电路100的运行电压接头Vp进行消磁识别。为此所需的AC信号从变压器的辅助绕组L4通过电阻R90和电容C21耦合到运行电压上。为了使得这可以更好地进行，引入了电阻R86。不过作为替换，也可以仅通过电容C21和C15的寄生电阻来简单构成电阻R86和R90。

在这里示出的实施方式中，间接通过在接头B上降落的电压来采集通过变压器的初级侧绕组L2的电流。在接头B上的电压表示了在电阻R52降落的电压以及开关Q3的基极-发射极电压U_BE的和。

图2中示出了本发明的替换实施方式。这里所示出的控制电路200是在4接头的机壳中构造的，并且具有一个用于峰值电流识别的单独输入端Ip。按照本发明，在此为了按照本发明进行消磁识别，将AC信号从变压器的辅助绕组L4通过电容C21和电阻R90耦合到在接头Ip上施加的信号上。必要时，这也可以仅利用一个电阻或一个电容而不是由元件C21和R90构成的RC电路来进行。在电阻R52上的电压降被用于在接头Ip上采集通过变压器的侧绕组L2的电流。

图3中示出了本发明的另一实施方式。这里所采用的控制电路300与图2的控制电路200一样是在4接头的机壳中构造的，并且具有输入端Ip。不过，与图2中的电路不同，一方面部分地另外选择外部的电路元件(Beschaltungselement)，而另一方面输入端Ip被用于根据输入电压以及消磁识别来同时匹配对于初级峰值电流的断开门限。与图2的实施方式不同，图3的实施方式尽管具有如下的缺点：初级峰值电流断开仅具有相应于图1的三接头变形的精度，因为对初级峰值电流的实际识别是与在图1的三接头变形中一样地在驱动输出端(接头B)上进行的。不过，图3的实施方式却具有如下的优点：显著简化了对消磁的识别，并且此外，可以在没有附加部件的条件下调整输出电流，使得其在固定的输出电压的条件下几乎独立于各自的输入电压。

图4中按照框图的形式示出了图1中的控制电路100的第一实施方式。控制电路100的基本组成部分是三个比较器Comp1(U)、Comp2(Demag)和Comp3(Ip)。在此，比较器Comp1对在供电电压接头Vp上的电压作出反应，并且调整输出电压。按照本发明，比较器Comp2同样与供电电压接头连接，并且执行消磁识别。最后，比较器Comp3与控制输出端B连接，并且通过采集电压U_BE以及电阻R52上的电压之和，采集变压器中的电流。

只要电压调整是不起作用的，即，只要比较器Comp1的输出是低电平(LOW)，则该输出一直被接通，直到在变压器中的电流以及由此在接头B上的电压大到使得第三比较器的输出切换到高电平(HIGH)。随后，在输出端B上的信号被断开并且保持断开，直到在变压器中存储的能量耗散。在该能量完全耗散的时刻，通过控制电路的线路在接头Vp上产生了电压陷落。该电压陷落通过内部电容C1被传送至第二比较器Comp2，并且导致第二比较器Comp2的输出变为HIGH。由此信号B再次被接通。

由此产生了所谓的临界传导模式，即，如果变压器中的电流变为零则总是立刻再次被接通。开关电源的这种也被称为边界传导或转移传导模式(Transition Conduction Mode)的运行方式具有如下的优点：开关上的电压在接通时是最小的，由此减小了接通损耗。

变压器中的能量连续地和没有停顿地在零和最大值之间建立和耗散。从中产生了所谓的W特性曲线，也就是说，输出电流在小的输出电压条件下大于在大的输出电流条件下。图11示出了对于输出电压范围为零至大约5V以及输出电流强度从零至350mA的这种电路的模拟输出特性曲线。

图5示出了保证恒定的次级侧占空因数的控制电路100的另一个实施方式。除了图4中示出的装置的部件之外，按照该实施方式的控制电路100还具有延迟发生器102，该延迟发生器用来保证，将第二比较器Comp2的输出信号如此延时，使得形成恒定的次级侧占空因数。按照这种方式实现了输出电流与输出电压的独立。

图6至图8涉及图2中示出的控制电路200的第二实施方式。在此，四接头IC的功能基本上类似于三接头变形的功能。

特别是，按照图6的电路就其工作原理而言对应于图4中的电路，其中，提供了一个用于采集通过变压器的电流的附加输入端Ip。按照本发明，该输入端也用来进行消磁识别。在四接头机壳中的实现的优点首先在于改善的功能。特别是，电流调整明显更精确。电压调整同样也更精确了一些，因为不必为调整电压叠加附加的信号，因此可以实现对绕组上的电压过零的简化识别。

图7按照简化电路图的形式示出了控制电路200的另一实施方式，该控制电路带有一改变的启动。在迄今为止所解释的实施方式，为了起动控制电路采用一信号，如果运行电压达到了特定的高度则产生该信号。不过，如果该所谓的启动电压高于在接头Vp上的电压(在该电压下第一比较器Comp1切换)，则完全弃用该信号，因为此时在低于切换门限的条件下通过第一比较器Comp1和单稳态触发器1自动产生该信号。该功能的前提是，控制电路200的电流消耗(Stromaufnahme)在启动之前显著小于之后。

最后，图8示出了另一个优选的实施方式，其功能类似于图7中电路，但是第二比较器Comp2的输出信号类似于图5的电路通过延迟发生器202被延迟，从而形成恒定的次级占空因数。由此，可以按照优选方式实现开关电源的输出电流独立于输出电压。

图9按照简化电路图的形式示出了图3的控制电路300第一优选实施方式。在此，比较器Comp1至Comp3具有与图4的电路中类似的功能，其中，第四接头被用于消磁识别以及同时用于根据输入电压匹配对于初级峰值电流的断开门限。参考电压Vp-ref、Vdemag和Ip-ref是在图9的电路中作为固定值预先给定的电压参考。

图10中示出了可以在图3的开关电源中采用的控制电路300的另一个实施方式。通过这里所示出的、采用依赖于供电电压Vp的Ip门限，可以进一步改善控制电路300的特性。在此，可以如这里未示出的那样，例如借助于齐纳二极管或者带隙基准电路(band gap reference)来稳定参考电压。如果在这里所示出的电路中，对于初级峰值电流的断开门限，在供电电压接头Vp上小电压(对应于小的输出电压)的条件下比Vp上大电压条件下的小，则在小的输出电压条件下的输出电流相对于在大的输出电压条件下的电流而减小。由此，输出电流更少地依赖于输出电压。

图12和图13的两条特性曲线说明了对于不同的输入电压，图10的带有可变Ip参考的控制电路的特性：图12对应于100V的输入电压，而图13示出了对于375V的输入电压的关系。特别是，在此图13的输出特性曲线示出了在相对宽的输出电压范围上基本恒定的电流变化。

下面参考图14至20进一步描述本发明的控制电路400的另一个实施方式。在此，基本的功能对应于图10的实施方式的功能。

图14示出了带有按照这里介绍的原理、作为ASIC实施的控制电路400的开关电源的电路图。图17中示出了所属ASIC 400的原理电路图。

在接头Vp上施加ASIC 400的运行电压，该电压按照上面描述的方式被用于对输出电压的调整。接头B同时是输出端和输入端，并且，通过该接头一方面接通和断开晶体管Q1；同时接头B用于对变压器绕组L2中的电流进行采集。L2中的电流通过晶体管Q1和电阻R102流动。因为在晶体管Q1的基极-发射极段上的电压降U_BE相对恒定，可以通过测量在接头B上的电压来确定在电阻R102上的电压降，因为在导通状态下在接头B上的电压比在电阻R102上的电压高出基极-发射极电压U_BE的值。

晶体管Q1在导通状态下的基极电流应该通过控制电路400被设置为尽可能恒定，使得其造成恒定的偏置，后者在电阻R102的参数配置中被考虑。图17提供了简化表示的电阻R5，不过，更好的是采用恒流源来代替电阻R5。

晶体管的基极-发射极电压U_BE的温度依赖性为大约-2mV K^-1。该效应通过在控制电路400中的参考电压来补偿，该参考电压同样具有-2mV K^-1的温度依赖性。不过，为了保持电路尽可能的简单，在图17中放弃这点。

通过接头D进行消磁识别，方法是测量在变压器的绕组L4上的电压。为此，借助于两个电阻R101和R104将该电压分压，并且与低的门限值Demag-ref进行比较。图15和16示出了为此的接头D的线路的其它变形。

如果在接头D上的电压低于门限值，则变压器消磁并且比较器Comp2允许在输出端B上的接通。

此外，借助于在图17中的电阻R28和R31将接头D和接头B之间的电压差(在本例中按照1/5的比例)进行分压，并且将分压的电压加到接头B上的电压上。因为在图14中晶体管Q1接通的条件下在接头D上的电压是负的并且与在绕组L2上的电压成比例，由此减小了在高的输入电压下的断开门限。

由此，可以通过对接头D的线路的合适参数配置，来补偿由于晶体管的断开延迟以及控制电路的信号传输时间所造成的、依赖于输入电压的电流改变。在图14中通过适当选择电阻R101和R104的值来实现这点。

按照“准谐振模式”，在初级电流的断开门限恒定的条件下，在低的输出电压情况下的输出电流显著大于在高的输出电压情况下的。如果使得断开门限Ip-ref依赖于在Vp上的电压，则可以减小这种效应。也就是说，如果在接头Vp上的电压是高的(这意味着输出电压是高的)，则断开门限Ip-ref比在接头Vp上的电压是低的情况下的更高。在图17中示出了实现该特征的控制电路400的一种可能的实施方式。

在该电路中，接头Vref上施加了恒定的电压，后者例如是通过齐纳二极管或者带隙基准电路被稳定的。在Vref上的电压借助于分压器降低到所需要的值。降低的电压通过电阻R1、R8和R9与在接头Vp上的电压的一部分叠加。

这对于电压调整没有影响，因为电阻R1连接在对于参考的测量点与测量值之间，并且因此在电压调整期间没有电流流入电阻R1，因为该调整将测量值设置到参考也具有的相同的值上。与此相反，在电流调整期间断开门限Ip-ref依赖于在Vp上的电压，这点实现了所希望的效果。在本例中，门限Demag-ref也依赖于在接头Vp上的电压。尽管这并不是希望的，但是却也不造成明显的缺陷，因为消磁识别功能也可以利用不太精确的参考来令人满意地工作。

图18至20比较地示出了对于不同的输入参数以及不同的控制电路所计算的输出特征曲线。图18示出了在采用图17的控制电路的条件下在电流调整范围中的两条输出特性曲线。其中，对于264VAC的输入电压所计算的曲线500，在1和6V之间的整个输出电压范围中不变地位于0.35A。也就是说，在该输入电压下特性曲线没有记录下(verzeichnen)任何的输出电压依赖性。对于90VAC的输入电压所计算的曲线502显示，在该输入电压下特性曲线出现了轻微输出电压依赖性：输出电流在6V输出电压下的0.35A与1V输出电压下的0.45A之间改变。

与此形成对比，在图19中勾画出了在没有按照本发明的输出电压补偿的条件下，对于264VAC以及90VAC的输入电压值的输出特性曲线504和506。在此，在6至1V电压范围中，曲线504在0.35A与0.42A之间改变，而曲线506在0.35A与0.52A之间改变。

最后，图20示出了完全不补偿的开关电源的两条输出特性曲线：在264VAC的输入电压条件下电流值在0.62A与0.68A之间改变(曲线508)；而在90VAC的输入电压条件下输出电流值在0.35A与0.49A之间改变(曲线510)。

因此，可以借助于按照本发明的控制电路构造电源，其损耗可以被减小，并且同时允许在构造尺寸小和开销低的条件下对输出功率进行可靠调整。