直流/直流转换装置与跳频控制模块及跳频控制方法

摘要

一种跳频控制方法，应用于一跳频控制模块，该跳频控制模块适合与一电压转换电路配合使用，用以在该电压转换电路操作于一跳频模式下产生一驱动电压转换电路的驱动讯号。首先，产生一脉冲讯号。接着，根据一与该电压转换电路的输出电压成反比的调节讯号产生一控制讯号，控制讯号的每一周期具有一间歇时间及一固定的工作时间，且间歇时间与调节讯号成反比。最后再根据控制讯号与脉冲讯号产生驱动讯号，以驱动电压转换电路进行电压转换，如此一来，将可以避免发生过长的工作时间，以降低功率消耗。

说明书

技术领域

本发明是有关于一种电压转换控制方法，特别是指一种针对电压转换电路操作于跳频模式下的跳频控制方法。

背景技术

参阅图1，为习知直流/直流转换装置900，其中包含一直流/直流转换器(DC/DC Converter)901及一回授控制电路902，直流/直流转换器901为半桥式LLC振荡电路且回授控制电路902，其中具有一ST L6599型控制芯片903。

当负载电流减小(负载电阻Ro增大)时，直流/直流转换器901的输出电压Vo会微幅上升，导致回授控制电路902中的A点电压Vcomp下降，当A点电压Vcomp低于控制芯片903的默认值时，则回授控制电路902将不会输出驱动讯号HVG、LVG，使得直流/直流转换器901停止电压转换动作，此时，直流/直流转换器901停止工作一段间歇时间。由于在该间歇时间内，直流/直流转换器901的输出电压Vo会微幅下降，导致回授控制电路902中的A点电压Vcomp上升，因此，回授控制电路将会输出驱动讯号HVG、LVG，使得直流/直流转换器901开始进行电压转换动作而进入工作时间。

因此，习知回授控制电路902是根据A点电压Vcomp的变化来控制直流/直流转换器901工作还是间歇。且配合参阅图2所示，A点电压Vcomp为一渐变讯号，也就是说A点电压Vcomp递减至控制芯片903的默认值的时间相较于输出电压Vo缓慢，以致于直流/直流转换器901在A点电压Vcomp递减过程中产生过长的工作时间，如图2之t91-t92时间所示。然而，直流/直流转换器901所转换的能量大都集中于前几个周期，如图2之电感电流Ipri所示，而后几个周期直流/直流转换器901所转换的能量很少，甚至几乎不转换能量，因此，过长的工作时间将会造成习知直流/直流转换装置900之功率耗损。

发明内容

因此，本发明之目的，即在提供一种可以降低功率消耗的跳频控制方法。

于是，本发明跳频控制方法，是应用于一跳频控制模块，该跳频控制模块适合与一电压转换电路配合使用，用以在该电压转换电路操作于一跳频模式下产生一驱动电压转换电路的驱动讯号，跳频控制方法包含以下步骤：

(A)产生一周期性的脉冲讯号；

(B)根据一与电压转换电路的输出电压成反比的调节讯号产生一控制讯号，该控制讯号的每一周期具有一间歇时间(off-time)及一固定的工作时间(on-time)，且间歇时间是与调节讯号成反比；及

(C)根据控制讯号与脉冲讯号产生驱动讯号，以驱动电压转换电路进行电压转换。

较佳地，步骤(B)是利用调节讯号控制一压控电流源的输出电流，并使该输出电流对一储能电容充电至一第一临界电压值，以决定间歇时间。

较佳地，步骤(B)的工作时间是储能电容对一电阻放电至一低于第一临界电压值的第二临界电压值的时间。

较佳地，步骤(C)是将控制讯号与脉冲讯号作“及(AND)运算”而产生驱动讯号。

此外，本发明之目的，即在提供一种可以降低功率消耗的跳频控制模块。

本发明跳频控制模块，适合与一电压转换电路配合使用，用以在电压转换电路操作于一跳频模式下产生一驱动电压转换电路的驱动讯号，跳频控制模块包含：一高频讯号产生器、一间歇时间调节器及一驱动讯号产生电路。

高频讯号产生器用以产生一周期性的脉冲讯号；间歇时间调节器根据一与电压转换电路的输出电压成反比的调节讯号产生一控制讯号，该控制讯号的每一周期具有一间歇时间及一固定的工作时间，且间歇时间是与调节讯号成反比；驱动讯号产生电路根据脉冲讯号与控制讯号产生驱动讯号，以驱动电压转换电路进行电压转换。

较佳地，间歇时间调节器包括一压控电流源、一储能电容及一迟滞比较器。其中，压控电流源根据电压转换电路的输出电压而产生输出电流；储能电容具有一耦接压控电流源的第一端及一接地的第二端；迟滞比较器具有一耦接储能电容的第一端的非反相端、一接收一参考电压的反相端及一输出端，迟滞比较器藉由参考电压形成一迟滞区间，该迟滞区间具有一第一临界电压值。迟滞比较器会限制压控电流源对储能电容充电至第一临界电压值，以决定间歇时间，且由迟滞比较器的输出端输出控制讯号。

进一步地，间歇时间调节器还包括一电阻，该电阻具有一耦接储能电容的第一端及一接地的第二端，且迟滞区间还具有一低于第一临界电压值的第二临界电压值。迟滞比较器会限制储能电容对电阻放电至第二临界电压值，以决定工作时间。

进一步地，间歇时间调节器还包括一第一开关、一第二开关及一反相器。第一开关串接于压控电流源与储能电容之间；第二开关串接于电阻与地之间；反相器的输入端耦接迟滞比较器的输出端，反相器的输出端控制第一开关的启闭，迟滞比较器的输出端控制该第二开关的启闭，该第一开关与第二开关用以切换储能电容的充/放电。

此外，本发明之目的，即在提供一种可以降低功率消耗的直流/直流转换装置。

本发明直流/直流转换装置包含一电压转换电路及一跳频控制模块。电压转换电路操作于一跳频模式；跳频控制模块包括一高频讯号产生器、一间歇时间调节器及一驱动讯号产生电路，其内部构件与上述相同。

本发明之功效在于，跳频控制模块根据电压转换电路的输出电压来调整控制讯号的间歇时间，并固定控制讯号的工作时间，如此一来，将可以避免发生工作时间过长的问题。

附图说明

图1是一电路图，说明习知直流/直流转换装置之内部组件关系；

图2是一波形图，说明习知直流/直流转换装置因为工作时间过长所产生能量损耗的问题；

图3是一电路图，说明本发明直流/直流转换装置之较佳实施例；

图4是一电路图，说明本实施例之间歇时间调节器的内部电路；

图5是一波形图，说明本实施例之迟滞比较器的迟滞区间；

图6是一波形图，说明间歇时间调节器如何产生控制讯号LF；

图7是一流程图，说明本发明跳频控制方法的细部流程；及

图8是一波形图，说明跳频控制模块如何产生驱动讯号Drv1、Drv2。。

具体实施方式

有关本发明之前述及其它技术内容、特点与功效，在以下配合参考图式之一个较佳实施例的详细说明中，将可清楚的呈现。

参阅图3，为本发明直流/直流转换装置100之较佳实施例，该直流/直流转换装置100是应用于跳频技术(Frequency-Hopping Spread Spectrum，FHSS)，并且在一固定的工作时间(on-time)下，适当地调整间歇时间(off-time)的时间长度，使得直流/直流转换装置100在工作时间内高效率地传递能量，并减少轻载时电路的耗损。在本实施例中，直流/直流转换装置100包含一电压转换电路1及一跳频控制模块2。

电压转换电路1可应用于隔离与非隔离的各类直流/直流转换器，例如：降压转换器(Buck Converter)、升压转换器(Boost Converter)、升降压转换器(Buck-Boost Converter)、驰返转换器(Flyback Converter)、顺向式转换器(ForwardConverter)，及LLC振荡电路等，而本实施例之电压转换电路1则为一半桥式LLC振荡电路，并具有一第一功率开关Q1及第二功率开关Q2。

跳频控制模块2用以产生一组驱动讯号，以控制电压转换电路1中第一功率开关Q1及第二功率开关Q2的启闭。然而，在本实施例中，电压转换电路1是操作于一跳频模式，在跳频模式下，跳频控制模块2控制电压转换电路1在一工作时间与一间歇时间之间交替作动。于工作时间内，跳频控制模块2会输出驱动讯号，使得电压转换电路1进行电压转换；反之，跳频控制模块2会于间歇时间内开启(open/off)第一功率开关Q1及第二功率开关Q2，以停止电压转换电路1作动。跳频控制模块2包括一回授调节电路3、一高频讯号产生器4、一间歇时间调节器5及一驱动讯号产生电路6。

回授调节电路3用以根据电压转换电路1的输出电压Vo产生一调节讯号Vreg，调节讯号Vreg用以产生控制讯号LF及控制驱动讯号产生电路6产生之驱动讯号的切换频率，回授调节电路3将产生之调节讯号Vreg传送至高频讯号产生器4及间歇时间调节器5；高频讯号产生器4及间歇时间调节器5根据调节讯号Vreg分别产生一组周期性的脉冲讯号Drv01、Drv02及一控制讯号LF，其细部动作容后补述；驱动讯号产生电路6则根据脉冲讯号Drv01、Drv02及控制讯号LF转换产生足以驱动第一功率开关Q1及第二功率开关Q2启闭的驱动讯号Drv1、Drv2。

特别说明的是，当负载电流越小(负载电阻Ro越大)时，电压转换电路1的输出电压Vo则会微幅上升，因此，第一功率开关Q1及第二功率开关Q2需要较高的切换频率，方能维持固定的输出电压Vo，故需要较低电压值的调节讯号Vreg，换言之，输出电压Vo与调节讯号Vreg成反比。

参阅图4，为本实施例之间歇时间调节器5的内部电路图，该间歇时间调节器5包括有一压控电流源51、一第一开关S1、一第二开关S2、一储能电容C、一电阻R、一反相器52及一迟滞比较器53。

压控电流源51用以根据调节讯号Vreg改变其输出的充电电流；第一开关S1具有一耦接压控电流源51的第一端501及一第二端502；储能电容C具有一耦接第一开关S1之第二端502的第一端503及一接地的第二端504；电阻R具有一耦接储能电容C之第一端503的第一端505及一第二端506；第二开关S2具有一耦接电阻R之第二端506的第一端507及一接地的第二端508；迟滞比较器53具有一耦接储能电容C之第一端503的非反相端、一接收一参考电压Vref的反相端及一输出端；反相器52的输入端耦接迟滞比较器53的输出端，且反相器52的输出端控制第一开关S1及第二开关S2的启闭。

值得一提的是，迟滞比较器53利用参考电压Vref形成一迟滞区间(hysteresis)，配合参阅图5，其中具有一第一临界电压值VH及一第二临界电压值VL。此外，迟滞比较器53的输出端所输出的讯号即为控制讯号LF。

配合参阅图6，首先，假设控制讯号LF为低准位，使得第一开关S1为关闭(close/on)，第二开关S2则为开启(open/off)，且储能电容C的初始电压Vc为零。因此，压控电流源51在接收到调节讯号Vreg后产生对应的充电电流，并对储能电容C进行充电(如t0-t1时间)，当储能电容C所储存的电压Vc达到迟滞比较器53的第一临界电压值L1(VH)时，控制讯号LF会转换为高准位，使得第一开关S1被开启(open/off)而停止充电。

特别说明的是，控制讯号LF中包含工作时间及间歇时间，而储能电容C充电至第一临界电压值L1(VH)的时间即为控制讯号LF中的间歇时间，此时，控制讯号LF为低准位。换言之，驱动讯号产生电路6根据控制讯号LF转换产生之驱动讯号Drv1、Drv2中会有一段间歇时间及一段工作时间，电压转换电路1会在该间歇时间暂时停止作动，直到进入工作时间。

当控制讯号LF转换为高准位时，第一开关S1开启(open/off)且第二开关S2关闭(close/on)，储能电容C开始对电阻R进行放电(如t1-t2时间)，且放电时间则为RC时间常数。在放电的过程中，储能电容C的电压Vc会下降直到低于迟滞比较器53的第二临界电压值L2(VL)，则控制讯号LF会再转换为低准位。

在本实施例中，储能电容C放电至第二临界电压值L2(VL)的时间即为控制讯号LF中的工作时间，此时，控制讯号LF为高准位。又由于储能电容C的容值及电阻R的阻值皆不变，因此，储能电容C的放电时间将会固定为RC时间常数，也就是说控制讯号LF的工作时间将为固定值，换言之，t1-t2时间会与t3-t4时间相同，至于t0-t1时间是否会与t2-t3时间相同，则是由调节讯号Vreg来决定，若调节讯号Vreg越小，则储能电容C的电压Vc越慢充电至第一临界电压值L1(VH)，故控制讯号LF的间歇时间越长(如t0-t1时间)；反之，调节讯号Vreg越大，则储能电容C的电压Vc越快充电至第一临界电压值L1(VH)，故控制讯号LF的间歇时间越短(如t2-t3时间)。

整体而言，在负载电流减小(负载电阻Ro增大)的情况下，电压转换电路1的输出电压Vo上升，则调节讯号Vreg的电压会降低(两者成反比)，使得压控电流源51输出较小的充电电流，充电时间变长，以致于控制讯号LF中的间歇时间变长，电压转换电路1不作动的时间也相对变长，使输出电压Vo下降；反之，当电压转换电路1的输出电压Vo下降，则调节讯号Vreg的电压上升，使得压控电流源51可用较大的充电电流对储能电容C进行充电，故控制讯号LF中的间歇时间缩短，但工作时间固定，因此在一个波形周期中，电压转换电路1进行电压转换的工作时间相对变长，而使输出电压Vo上升，如此一来，跳频控制模块2可维持电压转换电路1输出固定的输出电压Vo。

参阅图3、图7及图8，以下将详细说明跳频控制模块2的细部作动，图7为本实施例之跳频控制方法的流程图，图8为跳频控制模块2所产生的讯号波形图。

步骤10，回授调节电路3根据电压转换电路1的输出电压Vo对应产生一与输出电压Vo成反比的调节讯号Vreg，并传送至高频讯号产生器4及间歇时间调节器5。

步骤20，高频讯号产生器4根据调节讯号Vreg产生一组周期性的脉冲讯号Drv01、Drv02。脉冲讯号Drv01及Drv02分别用以提供驱动讯号产生电路6，使其产生驱动讯号Drv1及Drv2。

在高频讯号产生器4执行步骤20的同时，间歇时间调节器5于接收到调节讯号Vreg后执行步骤30及步骤40。

步骤30，间歇时间调节器5利用调节讯号Vreg控制压控电流源51的输出电流，并对储能电容C进行充电，以产生控制讯号LF中的间歇时间，即t20-t30时间。由图8可知，在t20-t30时间区间中，调节讯号Vreg上升的斜率较缓，即表示储能电容C的充电速度较慢，因此间歇时间较长；相对地，在下一个周期的t40-t50时间区间中，调节讯号Vreg上升的斜率较陡，因此，储能电容C较快充电至第一临界电压值，故间歇时间较短。

步骤40，间歇时间调节器5利用储能电容C对电阻R放电的RC时间常数及迟滞比较器53的迟滞区间，产生控制讯号LF中的工作时间，即t10-t20时间。在本实施例中，工作时间的长度为脉冲讯号Drv01(或Drv02)的三个脉冲周期，换言之，储能电容C的容值及电阻R的阻值将需要被妥善的设计，使得RC时间常数为脉冲讯号Drv01(或Drv02)的三个脉冲周期。

步骤50，驱动讯号产生电路6将脉冲讯号Drv01(或Drv02)及控制讯号LF转换后产生足以驱动第一功率开关Q1及第二功率开关Q2的驱动讯号Drv1、Drv2。在本实施例中，驱动讯号产生电路6为数字逻辑电路，其中是将脉冲讯号Drv01、Drv02与控制讯号LF相互作”及(AND)”运算而产生驱动讯号Drv1、Drv2。

因此，驱动讯号产生电路6所产生之驱动讯号Drv1、Drv2会控制第一功率开关Q1及第二功率开关Q2的启闭，使得电压转换电路中的储能电感Lr进行储能与释能，其电感电流Ipri的波形如图8所示。

此外，控制讯号LF中工作时间的长度并不以三个脉冲讯号Drv01(或Drv02)的周期为限，设计人员可以依不同的需求而改变，只要适当地调整电阻R的阻值、储能电容C的容值，或是迟滞比较器53的迟滞区间即可。顺代一提的是，在跳频控制模块2运作时，仅会调整间歇时间的长度，故工作时间一旦决定之后，在跳频控制模块2运作的时候将不会改变。

综上所述，本发明直流/直流转换装置100藉由跳频控制模块2产生一个工作时间固定但间歇时间可调整的驱动讯号Drv1、Drv2，不仅可以维持一个固定的输出电压Vo，且电压转换电路1在一个预先规划好的工作时间内进行转换，可避免过长的工作时间所导致的开关切换损耗及电压转换效能不佳的问题。

惟以上所述者，仅为本发明之较佳实施例而已，当不能以此限定本发明实施之范围，即大凡依本发明申请专利范围及发明说明内容所作之简单的等效变化与修饰，皆仍属本发明专利涵盖之范围内。