根据次级侧电流持续时间进行调节的开关电源的控制电路

摘要

本发明涉及一种用于初级受控的开关电源的控制电路，该开关电源具有初级侧开关和变压器。此外，本发明还涉及一种相关的开关电源。按照本发明，该控制电路能够这样与初级侧开关的一个控制输入端连接，使得根据电流通过变压器次级绕组流动的次级侧电流持续时间控制该初级侧开关，以便调节输出电压。本发明基于这样的思想，即可以使用次级侧电流持续时间代替实际的输出电压作为调节量，以便由此控制初级侧开关。因为该次级侧电流持续时间可以间接地在初级侧确定，所以在次级侧上的输出电压和初级侧上的控制电路之间完全不需要直接的反馈。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于具有初级侧开关和变压器的初级受控开关电源的控制电路。此外，本发明还涉及一种相关的开关电源。

背景技术

通常，已知的开关电源使用功率晶体管开关，以便将脉动的电流提供到电感的和电容的蓄能元件的网络上，这些蓄能元件将接入的电流脉冲转换为经过调节的直流电压。根据开关电源的工作模式，开关电源可以提供大于、小于、等于未经调节的输入电压的或者与未经调节的输入电压极性相反的输出电压。开关电源往往用于功率电源电路。在此，这样的开关电源要接受在85V至270V交流电压范围内的输入电压，并且按照这种方式可以在全世界不同的电网电源上不经修改或者开关地工作。此外，还必须足够地和准确地调节输出电压，以便一方面防止损坏负载，而另一方面防止不必要的功率消耗。最后，今天的开关电源必须做得成本极其低廉而且其几何尺寸尽量减到最小。

通常，借助于反馈信号来调节已知的初级开关的开关电源的输出电压，该反馈信号反映了输出电压和/或输出电流。为了能够使用输出电压作为调节量，必须进行从次级侧向在初级侧的调节回路的相应信号的反馈。这个反馈信号被用来控制开关功率晶体管的工作周期。为了提供一个适当的反馈信号，目前存在不同的方式。例如，可以设置初级侧辅助绕组，它在初级侧开关断开期间产生一个反馈信号，该反馈信号提供了输出电压的映像。但是，作为替代方案，还可以通过光耦合器直接反馈输出电压。作为替代方案，还可以使用另一种信号转发器，以便直接将在次级侧的输出电压在初级侧的控制电路上发出信号。

这些反馈方案具有如下的缺点：它们必须使用辅助绕组、光耦合器或者信号转发器。例如，在变压器中辅助绕组的情况下其比较复杂和昂贵。

发明内容

因此，本发明要解决的技术问题在于，给出一种尽可能简单和成本最低廉的用于开关电源的控制电路，它允许在在次级侧和初级侧之间没有直接反馈的条件下调节开关电源的输出电压。

本发明基于这样的思想，即可以采用次级侧电流持续时间代替实际的输出电压作为调节量，以便由此控制初级侧开关。因为该次级侧电流持续时间可以间接地在初级侧确定，所以在次级侧的输出电压和初级侧的控制电路之间完全不需要直接反馈。

因此，根据该控制电路的设计，初级侧开关的断开时刻和/或接通时刻可以根据次级侧电流持续时间来确定。

该次级侧电流持续时间必须在初级侧确定，其中，在次级侧上的该电流持续时间的起点通过初级侧开关的断开时刻来定义，因为只有在此时刻电流才开始通过次级绕组流动。

电流通过次级侧流动的电流持续时间的终点，可以通过观察在初级绕组上的电压来确定。一个变压器中的初级和次级绕组是磁耦合的，而且如果假定是理想的元件，则两个绕组上的电压具有一个相同的变化过程。如果次级侧电流不再流动，则在次级绕组上不再有电压，因此在初级绕组上也没有电压。所以次级侧电流的终点可以根据初级线圈上的电压过零点确定。

初级线圈上的电压比较高，因此不能直接在初级线圈上测量这个电压，而是在也施加了这个电压的开关的控制输入端测量。该初级绕组的高电压处于双极性晶体管(例如可以作为开关使用)的集电极输入端。由于该高电压，通过双极性晶体管集电极输入端和基极输入端(控制输入)之间的寄生电容可以在基极输入端上量取一个足够高的电压，以便确定在初级线圈上的电压是否衰退，亦即，发生了电压过零。

作为替代方案，还可以使用印制导线之间的寄生电容来量取初级绕组上的电压。

按照一个有利的实施方式，使初级侧开关在断开状态下保持高阻，从而使该初级绕组上的电压更好地传递到双极性晶体管基极输入端的电压。

用来控制初级侧开关的控制电路的控制输出端与该开关的控制输入端连接。在该开关的控制输入端上还可以量取由此通过该控制输出端返回到控制电路的上述电压。因此，该控制电路的控制输出端必须在两个方向上都能工作。然而，还可以在该控制电路上设置一个附加的端子，以便返回双极性晶体管基极输入端上的与初级绕组上的电压对应的电压。作为替代方案，该端子可以电阻地或者电容地连接到变压器的一个绕组上。

如前所述，使用次级侧电流持续时间作为调节量来调节开关电源的输出电压。通过一个或多个与控制电路的一个反馈输入端连接的开关元件来定义该电流持续时间的极限值，该极限值是对于实际的调节回路需要的。

开关电源的输出电压取决于多个因素，诸如次级绕组中的电流峰值、变压器次级绕组的电感以及次级侧电流持续时间，等等。与此有关的公式如下：

t_sek＝L_sek*I_sek_max/(V_out+V_d)

以及I_sek_max＝I_prim_max*Np/Ns

因为L_sek，Np，Ns和V_d是常数，所以次级侧电流持续时间t_sek只取决于I_prim_max和V_out。为了能够在t_sek和V_out之间进行简单而直接的对应，在每次初级侧开关断开时都使流过初级绕组的最大电流I_prim_max保持相等。

附图说明

下面参照附图1和2所呈现的设计方案对本发明作更详细的说明。

图1示出了带有按照本发明一个实施方式的调节电路的初级受控开关电源的电路图；

图2示出了在按照本发明一个实施方式的初级受控开关电源中的调节电路的功能结构。

具体实施方式

下面参照图1描述开关电源。

该开关电源在其输入端上被施加交流电压(Vac in)。电网电压在欧洲在180V和263V交流电压之间变化，在美国在90V和130V之间变化。借助于由二极管D1至D4组成的桥式整流器，以及电容C2，C3和电感L1，对输入电压Vac in进行整流和稳压，并且保证了在开关电源中产生的干扰信号不会太强地达到交流电网。

所构造的变压器T的初级绕组L2与初级侧开关Q2彼此串联。在初级绕组L2的端子2上加有整流后的输入电压。该初级侧开关Q2与调节电路IC1控制信号B对应地中断通过初级绕组L2流动的电流。

例如，可以这样调节初级侧开关Q2的断开持续时间，使得在变压器T中所储存的能量取决于输出电压Vdc out。也就是说，这样调节所传递的功率，使得给出对输出电压Vdc out所希望的值，正如下面要更准确地阐述的那样。

开关电源的中央元件之一是变压器，通常构造为带有一个初级绕组和一个次级绕组的变压器。在本发明中作为范例假定的闭塞变流器属于广泛采用的开关电源类型。然而，对于专业人员容易理解的是，可以将按照下列本发明的原理应用在开关电源的其他一些类型上。在闭塞变流器中，能量总是只有在开关晶体管的截止阶段才被传递到输出端。更详细地说，在导通阶段(开关Q2接通)期间输入电压加在初级绕组L1上，而一个线性上升的电流通过初级线圈L1流动。在此，输入电压源的能量传递到初级线圈中、特别是变压器的空气隙中，因为通过该电流建立一个磁场。在初级侧主绕组中贮存的能量取决于断开时刻通过该绕组的电流强度。该电流越大，则接着传递到次级侧的所贮存的能量就越大。

在导通阶段上不进行向次级侧的能量传递，因为由于次级绕组的极性，次级侧上的二极管截止，因此没有电流可以通过次级侧流动。在导通阶段期间，负载必须由与次级绕组并联的次级侧电容提供电流。

如果开关Q2现在断开，则截止阶段开始，在该截止阶段期间进行实际的能量交换。通过初级侧开关的断开，次级绕组上的极性交换，因为按照电感定律变压器上的电压极性翻转。次级侧上的二极管现在导通，而在次级侧上一个连续下降的电流开始流动。从而，变压器中贮存的能量被送出到输出负载和输出电容上。

在这里做成为专用集成电路(ASIC)实施的调节电路，控制驱动输出B，并因此控制初级侧开关Q2的接通和断开时间。不仅对频率的控制，而且脉冲宽度都由开关控制确定。在此，接通时刻确定截止阶段的持续时间，从而确定能量传递的频率。断开时刻确定电流持续时间，从而确定与要传递的能量对应的脉冲宽度。换句话说，通过接通时刻可以调节断开持续时间，从而调节节拍频率。通过该截止时刻可以调节能量脉冲宽度，从而调节初级侧主绕组中待传递的能量。

按照本发明，开关电源没有输出电压的反馈，亦即，在次级侧和初级侧之间不设置用于反馈一个与输出电压对应的信号的直接连接。而是将开关Q2的断开之后次级侧的电流持续时间作为调节量。因为可以在初级侧确定这个调节量，所以不需要次级侧的直接反馈。这点具有许多优点，例如生产成本较低，因为变压器不必具有辅助绕组，或者该开关电源不必使用光耦合器。初级侧和次级侧的电流分离是由变压器给出的，而且因为不需要反馈，所以输入侧和输出侧彼此完全隔离。

下面阐述为什么可以使用次级侧电流持续时间来调节开关电源的输出电压。

在开关电源中按照闭塞变流器原理在间断的运行中算出初级侧开关断开之后电流的持续时间，近似如下：

t_sek＝L_sek*I_sek_max/(V_out+V_d)

以及I_sek_max＝I_prim_max*Np/Ns

其中

t_sek＝开关Q2断开之后次级侧电流的持续时间

L_sek＝变压器次级绕组的电感

I_sek_max＝次级绕组中电流的峰值

V_out＝输出电压

V_d＝次级侧整流二极管的导通电压

I_prim_max＝初级绕组中电流的峰值

Np＝初级绕组的匝数

Ns＝次级绕组的匝数

因为L_sek，Np，Ns和V_d都是恒定的或近似恒定的，t_sek只取决于I_prim_max和V_out。I_prim_max可以在初级侧被测量和控制。因此，可以通过确定开关断开之后次级侧电流时间间接确定输出电压的大小。如果在每个脉冲中最好有相同的最大初级电流I_prim_max，则就最简单。在这种情况下，每个持续时间t_sek准确地对应于输出电压。因此，可以通过调节t_sek来调节输出电压。

对于根据t_sek进行调节还需要对于次级侧电流持续时间的极限值，藉此可以形成闭环调节回路。

为此目的作为实施例，一个由电阻R107和电容C31组成的RC元件与控制电路IC1的反馈输入端FB连接。电容C31在导通阶段上通过IC1中的引脚FB放电。如果初级侧开关Q2断开，则电容C31由在电阻R107上出现的电源电压通过电阻R107充电，并且因此为该控制电路提供一个时间值。为此，将IC1的引脚FB上的电压与IC1中形成的基准电压进行比较。如果FB上的电压等于该基准电压，则达到了该时间值。

按照前面给出的公式，高的输出电压V_out与低的t_sek值对应，而低的输出电压与长的次级侧电流持续时间对应。

如果所确定的次级侧电流持续时间t_sek低于上面所定义的极限值(见C31和R107)时，则输入电压太高，所以必须用下面的脉冲将较少的能量从初级侧传递给次级侧。

为了实现这一点，例如可以在闭塞变流器中延迟初级侧开关的接通时刻，由此降低能量传递的节拍频率(在此，每个脉冲的能量最好保持相等，由此可以只根据节拍频率来改变单位时间传递的能量)。通过开关Q2较晚的接通，传递较少的能量并降低输出电压。作为替代方案，还可以缩小用于初级电流的断开阈值，以便使每个脉冲传递较少的能量。然而，这时还必须使时间基准适应，例如，通过调整基准电压。

如果次级侧电流持续时间处于极限值以上时，则输出电压太低了，而必须向次级侧传递更多的能量。必须提高能量传递的节拍频率，由此使初级侧开关更早地再次接通。

如上所述，由此给出一个闭环调节回路，其可以将该输出电压(和/或输出电流)调节在一个所期望的数值上。

下面将阐述如何可以按照本发明确定电流通过次级侧流动的电流持续时间。

次级侧电流持续时间t_sek的起点与初级侧开关的断开时刻对应，因为只在开关Q2断开时，次级侧上的二极管D11才导通，从而可能在次级侧有电流。

如前所述，电流持续时间的终点根据初级绕组上的电压确定。更详细地说，如果初级绕组电压下降到零，则次级电压由于磁耦合同样下降到零，并因此在次级侧上不再有电流流过次级绕组。

按照一个有利的实施方式，这个初级绕组电压通过测量初级侧开关Q2的基极输入端上的电压来确定。为此利用开关的寄生电容。因为变压器初级绕组上的电压一般都非常高，通过小的电容也足以传递足够的能量，以便采集电压的变化过程。例如，为此在应用双极性晶体管作为开关时，利用基极上的电压，或者在应用FET时利用栅极上的电压。这时在基极或在栅极上可以得知变压器上电压的变化过程，因为该电压通过集电极-基极或漏极-栅极电容(米勒电容)耦合到基极或栅极上。

为了改善集电极上的电压和基极上所产生的电压之间的该耦合，可以使该开关在断开状态下保持相对较高的电阻。该断开过程必须迅速进行，因此，首先将该开关控制为低电阻。然而，在断开过程结束之后，将该开关控制为高阻，以便使该开关保持开路状态。通过高阻控制提高经由寄生电容向开关的基极传递的电压，因此可以更好对其进行测量。

代替通过开关基极输入端的电压确定初级绕组电压，还可以用这样的方式利用印制导线之间的寄生电容。例如，可以在控制电路的输入引脚上连接一条印制导线，其电容地耦合到Q2的引脚C和L2的引脚1之间的印制导线上(例如，平行的印制导线)。这样在输入引脚上出现在L2的引脚1上电压的映像。因为这里引脚B的控制信号不叠加，在该实施方式中，可以比较简单地采集电流持续时间。

按照上述方式可以在初级侧测量次级侧的电流持续时间，从而调节开关电源的输出电压，而无需变压器的辅助绕组或者光耦合器(或诸如此类)。

调节电路IC1的电源电压端E通过电阻R125与初级侧开关的发射极连接，以便可以直接从流过开关Q2的初级侧电流取得电源电压。

此外，为了可以引走剩余的电流，并联一个分支电阻R131，它通过开关端子S与安排在IC1中的开关这样连接，使得可以引开并联于工作电压的剩余的电流。在ASIC IC1内部中包含比较装置，它监视工作电压是否超过一个定义的值，例如3V或者5V。如果工作电压超过这个阈值，则内部开关接通，通过电阻R131并经由与各IC的工作电压并联的大地将剩余电流引走。在此，大部分功率损失不发生在ASIC IC1上，而是在分支电阻R131上，以便使可能是关键性的温度上升出现在ASIC以外。按照这样的方式，可以做到以价格便宜的元件，亦即电阻来限制控制电路的工作电压。

在当前的实施方式中作为初级侧开关Q2设置一个功率双极性晶体管。显而易见，所有常用的半导体功率开关都可以使用，即，双极性晶体管、场效应晶体管或者绝缘栅双极晶体管(IGBT)。

因为该控制电路的最高电位比晶体管Q2导通时要求的电位低，在开关Q2的控制端子和ASIC的驱动器输出B之间设置一个电容C25。这个电容的端子与控制电路的运行电压电位上的、即ASIC IC1的端子E上的电阻R108连接，使得在控制电路的驱动器输出B切换时电压可能达到高于工作电压。因此，尽管实际的工作电压处于所要求的数值以下，该功率开关Q2仍能被可靠地接通和断开。

为了能够限制变压器T中的最大电流，在控制电路和功率开关Q2的输出端(即，发射极端子E或在FET的情况下的源极端子)之间连接一个电阻R125。这个电阻上的电压降通过另一个电阻R126引导到控制电路的峰值电流识别端子Ip。根据峰值电流识别端子Ip上的电压降，通过该控制电路IC1确定功率开关Q2必须被断开的时刻。

按照本发明的ASIC的第6个端子是接地端子GND并与大地连接。

为了启动，控制电路IC1需要一个小的电流。在这里所示出的开关电源中，这是通过两个启动电阻R53和R97进行的，它们与开关电源整流后的输入电压连接。启动电阻R97的第二端子不直接与调节电路的运行电压输入端E连接，而是与端子Ip连接，以便限制最大电流。通过在该端子上适当配置的电阻，亦即启动电阻R53和R97以及电阻R126，可以补偿通过功率开关Q2在输入电压出现变化时的断开延时造成的断开电流的变化。

图2示出了按照本发明的一个示例性实施方式的控制电路IC1的内部功能结构。该控制电路分为6个子组件，其功能将在下面作较详细的说明。

Vcc调节器(Vcc-Reg)与引脚S，E和GND(大地)连接，并具有保持引脚E上的电压恒定的任务。如上所述，在工作电压太高时通过电阻R131和引脚S将剩余的电流引开。为此，在Vcc调节器内部将通过引脚S流入的电流传递给大地，直至该工作电压再次降低到正确的数值(例如5V)为止。

去磁检测器(DemagDetect)要测定何时初级绕组去磁，亦即何时在初级绕组上不再有电压。为此，检测器与引脚B、BNotDel和Bintern连接，并且在引脚Demag上输出相应的输出信号。在引脚B上去磁检测器可以确定开关Q2控制输入的电压变化过程。这只在开关Q2处于断开状态期间才进行，检测器根据引脚Bintern上相应的信号识别出这点。引脚BNotDel延迟对引脚B上的电压的测量，直至初级侧开关的断开过程完全结束为止。如果确定了引脚B上的电压(即在晶体管Q2基极上的电压)的过零，则去磁检测器通过引脚Demag输出一个相应的信号。

电压调节器(U-Regler)有三个输入端FB、Demag和Bintern，以便由此借助于驱动器(后面还将描述)准备输出信号B1来控制初级侧开关。在电压调节器内部确定次级侧电流持续时间并与一个极限值比较。通过引脚Bintem该电压调节器可以确定何时次级侧的电流开始流动，亦即何时初级侧开关Q2断开。电流持续时间的终点由引脚Demag及其由去磁检测器产生的信号定义。这样确定的持续时间与一个借助于引脚FB上的信号所确定的极限值比较。根据次级侧电流持续时间是否低于该极限值，电压调节器的输出端B1上施加一个信号。输出调节器主要调节开关Q2的导通时刻。

电流调节器(IReg)主要用来确定初级侧开关的断开时刻。为此使用输入端Ip和Demag。如上所述，电阻R125上的电压降通过另一个电阻R126被引导到控制电路的峰值电流识别端子Ip。根据峰值电流识别端子Ip上的电压降，电流调节器确定功率开关Q2必须断开的时刻。该断开时刻最好这样选择，使得在每个脉冲中呈现相同的最大电流。借助于Demag信号可以确定次级绕组中的电流持续时间。从而可以确定应该接通Q2的最早时刻。按照已知的方式可以这样限制输出电流。在该最简单的实施方式中，Q2最早在该次级绕组中的电流结束时再次被接通。只要该输出电压小于调节电压，这便导致所谓准谐振模式。由此使输出电流随着输出电压下降而上升。作为替代方案，也可以将次级绕组中电流的恒定的占空比进行调整，由此达到取决于输出电压的电流限制。

驱动器用来从一个由输出B1，B2和B3的结合给出的输入信号Bintern中，为初级侧开关产生一个相应的控制信号B。该驱动器附带地用来高阻地控制开关，以便使之保持断开状态。信号BNotDel由驱动器输出，以便向去磁检测器发出信号，指示何时该开关的断开过程结束，由此可以使之从对初级绕组的去磁的识别开始。

控制电路的启动(Startup)组件只在接通开关电源时才使用。

尽管到目前为止的出发点都是将按照本发明的控制电路用于调节开关电源的输出电压。然而，按照本发明的原理的应用不限于此。例如，按照本发明的通过次级侧电流持续时间对输出电压的确定，还可以被用于过压保护(Overvoltage Protection，OVP)。

在开关电源中必须保证在辅助绕组接错或者断线的情况下，通过适当的措施将开关电源的输出电压限制在一个可靠的电平上。通常这是用另一个调节回路完成的。这些已知方法的缺点是，一般需要附加的元件，后者使该电路不必要地变得复杂和昂贵。

按照本发明的另一个实施方式，开关电源有一个本身普通的借助于通过辅助绕组或者光耦合器的反馈的输出电压的调节装置。换言之，调节不是如上所述根据次级侧的电流持续时间进行的，而是根据一个与输出电压对应的反馈信号并且例如通过变压器的初级侧的辅助绕组反馈进行的。按照本发明的调节电路，除了实际的输出电压调节所需要的功能以外，还具有过压保护功能。该输出电压借助于可以如上所述地确定的次级侧电流持续时间进行监视。再定义一个该电流持续时间不应低于的极限值，其中该极限值对应于一个开关电源不应超过的输出电压。现在为了实现过压保护，当所确定的次级侧电流持续时间低于该极限值时，可以让初级侧开关断开某段时间或者持续地断开。这时再没有能量传递到次级侧，于是输出电压下降。

如果在开关电源中有反馈(例如如果用本发明实现OVP)，则还可以借助于反馈信号代替初级绕组上的电压，来确定次级侧电流持续时间的终点。例如，可以将辅助绕组上去磁识别的本身已知的方法用于此目的。

按照本发明的控制电路使得可以给出这样一种开关电源，其中，与使用辅助绕组或者光耦合器来从次级侧向初级侧反馈输出电压的已知方法相比，可以节省费用。