一种适用于高速下行分组接入业务的软解调方法和系统

摘要

本发明公开了一种适用于高速下行分组接入业务的软解调方法和系统，其中的方法包括以下步骤：接收联合检测器的输出数据；计算所述输出数据的平均幅度值；所述平均幅度值与所述输出数据之间进行减法运算，得到相应的对数似然比。本发明利用联合检测器的输出数据即解调前的数据，计算出平均幅度值；通过平均幅度值与所述输出数据之间进行减法运算得到相应的对数似然比，与现有技术相比，减少了计算过程中涉及的参数和计算量。

说明书

技术领域

本发明涉及一种时分同步码分多址移动通信的方法和系统，尤其涉及的是，一种适用于高速下行分组接入业务的执行16正交幅度调制的软解调方法和系统。

背景技术

为了提高下行业务的传输速率，作为第三代移动通信主流标准之一的TD-SCDMA(Time Division Synchronous Code Division Multiple Access，时分同步码分多址)系统引入了HSDPA(High Speed Downlink Packet Access，高速下行分组接入)技术。HSDPA是一些无线增强技术的集合；其目的在于满足上/下行数据业务的不对称需求，可以在不改变现行TD-SCDMA网络结构的情况下提升下行链路的用户峰值速率和小区数据吞吐量，从而改善系统性能并提高网络容量；其基本的物理层关键技术主要包括：AMC(Automatic Modulation and Coding，自适应调制与编码)技术、16QAM(16Quadrature Amplitude Modulation，16相正交幅度调制)等。

TD-SCDMA系统采用卷积码和Turbo码作为差错控制方式，用以提高系统的抗干扰能力；JD(Joint Detector，联合检测器)的输出信号经由解调器进行16QAM解调提供比特LLR(对数似然比)后将解调结果送到后级的turbo解码器进行解码。16QAM解调包括硬解调方法和软解调方法，硬解调方法是把一个16QAM符号解调为四个二进制比特，这个过程包括搜索与星座图上的信号点最接近的符号，并按照星座图映射到对应的四个二进制比特。软解调方法是产生四个软比特输出，该软比特输出不是四个二进制比特，而是四个软信息值，所谓的软信息值是表示接收信号与星座图中对应符号的接近程度，也反映了该符号中每个比特的可靠程度，这些比特保持了所述接收符号尽可能多的特性。解调是一个复杂的过程，尤其在高阶调制的情况下，因此必须采用软解调算法，才能保证系统的性能。

图1是表示将调制前的四个二进制数据比特映射为调制后的一个复数型数据符号的16QAM符号星座图；16QAM调制时数据比特与调制符号之间的映射关系如图2所示；图3是采用16QAM软解调算法时星座映射图，是将图1顺时针旋转45度而得；图4是采用16QAM软解调算法时数据比特与调制符号之间的映射关系。比较图3与图1，可以看出映射向量旋转之后，角度改变而模值保持不变，并且两者之间有一定的变换关系。

LLR值的计算在turbo解码前的应用中尤其重要。LLR是turbo解码器使用的概率度量概率，用来确定在给定某一接收符号的条件下，是否发送了给定的符号，其定义是把那些具有指示出它们较接近于0的概率(在某一设定范围之间的值)的比特赋值为二进制0，把其他的比特赋值为二进制1。

现有的16QAM解调方法有：基于SNR(信噪比)精确估计，例如中国专利CN200610095116中公布的HSDPA中16QAM定点解调方法；或者采用相位旋转和分段函数相结合的方法，例如中国专利CN200510029038中公布的适用于HSDPA业务的16QAM解调方法、中国专利CN200510082969中公布的时分同步码分多址系统中16QAM的解调方法。这些方法在计算过程中涉及的参数较多，计算量较大，使得处理器的开销增加，处理速度降低，不能适应HSDPA传输高速数据更高的要求。因此，现有技术还有待于改进和发展。

发明内容

本发明解决的技术问题是提供一种适用于高速下行分组接入业务的软解调方法，该方法能够减少计算LLR值过程中涉及的参数和计算量。

为解决上述技术问题，本发明采用以下方案：

一种适用于高速下行分组接入业务的软解调方法，包括以下步骤：S1、接收联合检测器的输出数据；S2、计算所述输出数据的平均幅度值；S3、所述平均幅度值与所述输出数据之间进行减法运算，得到相应的对数似然比。

所述的方法，其中，所述步骤S2包括以下步骤：S21、识别所述输出数据的实部和虚部，获取该实部数值和虚部数值；S22、分别计算所述实部数值和虚部数值的绝对值，得到实部绝对值和虚部绝对值；S23、分别对所述实部绝对值和虚部绝对值计算幅度均值，得到实部幅度均值和虚部幅度均值；S24、平均所述实部幅度均值和虚部幅度均值，得到所述平均幅度值。

所述的方法，其中，所述步骤23中计算幅度均值的累加长度与扩频因子的取值相关。

所述的方法，其中，当扩频因子取值为1时，所述步骤23中计算幅度均值的累加长度为704。

所述的方法，其中，当扩频因子取值为16时，所述步骤23中计算幅度均值的累加长度为激活码道数的倍数。

本发明还提供一种适用于高速下行分组接入业务的软解调的系统，包括接收联合检测器的输出数据的接收模块，还包括与所述接收模块连接的第一计算模块，用于计算所述输出数据的平均幅度值；与所述接收模块和第一计算模块连接的第二计算模块，用于所述平均幅度值与所述输出数据之间进行减法运算得到相应的对数似然比。

所述的系统，其中，所述第一计算模块还包括：与所述接收模块连接的识别单元，用于识别所述输出数据的实部和虚部，并获取该实部和虚部的数值。

所述的系统，其中，所述第一计算模块还包括：与所述识别单元连接的绝对值单元，用于分别计算所述实部的绝对值和所述虚部的绝对值，得到实部绝对值和虚部绝对值。

所述的系统，其中，所述第一计算模块还包括：与所述绝对值单元连接的第一均值单元，用于分别对所述实部绝对值和虚部绝对值计算幅度均值，得到实部幅度均值和虚部幅度均值。

所述的系统，其中，所述第一计算模块还包括：与所述第一均值单元连接的第二均值单元，平均所述实部幅度均值和虚部幅度均值，得到所述平均幅度值。

本发明提供的适用于高速下行分组接入业务的软解调方法和系统，利用联合检测器的输出数据即解调前的数据，计算出平均幅度值；通过平均幅度值与所述输出数据之间进行减法运算得到16QAM软解调器四个输出比特上的对数似然比，与现有技术相比，减少了计算过程中涉及的参数和计算量。

附图说明

图1为现有技术的TD-SCDMA系统中16QAM星座映射图；

图2为现有技术中与图1中二进制数据比特与复数型数据符号之间的映射关系图；

图3为现有技术的采用16QAM软解调算法时旋转后的星座映射图；

图4为现有技术中与图3中二进制数据比特与复数型数据符号之间的映射关系图；

图5为本发明中方法的一种实施例的流程图；

图6为本发明方法在3公里/小时的步行环境的衰落信道条件下的吞吐量性能图；

图7为本发明解调方法在车速30公里/小时的车载环境的衰落信道条件下的吞吐量性能图；

图8为本发明中系统的示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式和附图对本发明作进一步详细的描述。

本发明提供一种适用于高速下行分组接入业务的软解调方法，参考图5所示的流程图：

100、接收联合检测器的输出数据；

200、将联合检测器的输出数据记为JD_Output(i，j)；变量i和j的取值范围根据SF(Spreading Factor，扩频因子)的不同而不同。

当SF＝1时，变量i和j的取值范围分别为：

i＝1；

J＝1，...，704；

当SF＝16时，变量i和j的取值范围分别为：

i＝1，...，K_Active，其中，K_Active为激活码道的个数；

j＝1，...，44；

300、计算所述输出数据的平均幅度值；本步骤包括以下步骤：

301：识别联合检测器的输出数据的实部和虚部，获取该实部数值和虚部数值，即，从JD_Output(i，j)中获取real(JD_Output)和imag(JD_Output)；

302：分别计算联合检测器的输出数据的实部数值和虚部数值的绝对值，得到实部绝对值abs[real(JD_Output)]和虚部绝对值abs[imag(JD_Output)]；

303：分别对联合检测器的输出数据的实部绝对值和虚部绝对值计算幅度均值，得到实部幅度均值mean{abs[real(JD_Output)]}和虚部幅度均值mean{abs[imag(JD_Output)]}；

SF＝1，求幅度均值的累加及平均长度为704；

SF＝16，求幅度均值的累加及平均长度为K_Active×44；

304：见公式1，平均实部幅度均值mean{abs[real(JD_Output)]}和虚部幅度均值mean{abs[imag(JD_Output)]}，得到所述平均幅度值Mean_Amp；

Mean_Amp＝mean{mean{abs[real(JD_Output)]}，mean{abs[imag(JD_Output)]}}    (1)

400、利用平均幅度Mean_Amp及联合检测器的输出数据的实部数值real(JD_Output)和虚部数值imag[JD_Output(i，j)]，计算软解调器四个输出比特上的对数似然比，分别是第一个输出比特上的对数似然比LLR(i，4*j-3)、第二个输出比特上的对数似然比LLR(i，4*j-2)、第三个输出比特上的对数似然比LLR(i，4*j-1)、第四个输出比特上的对数似然比LLR(i，4*j)，具体如下：

按照公式2，利用联合检测器的输出数据的实部数值real(JD_Output)，计算软解调器第一个输出比特上的对数似然比LLR(i，4*j-3)；

LLR(i，4*j-3)＝real[JD_Output(i，j)]    (2)

按照公式3，利用输出数据的虚部数值imag[JD_Output(i，j)]，计算软解调器第二个输出比特上的对数似然比LLR (i，4*j-2)；

LLR(i，4*j-2)＝imag[JD_Output(i，j)]    (3)

按照公式4，利用输出数据的实部数值real[JD_Output(i，j)]和平均幅度值Mean_Amp，计算软解调器第三个输出比特上的对数似然比LLR(i，4*j-1)；

LLR(i，4*j-1)＝Mean_Amp-abs{real[JD_Output(i，j)]}    (4)

按照公式5，利用输出数据的虚部数值imag[JD_Output(i，j)]和平均幅度值Mean_Amp，计算软解调器第四个输出比特上的对数似然比LLR(i，4*j)；

LLR(i，4*j)＝Mean_Amp-abs{imag[JD_Ouptut(i，j)]}    (5)

将以上四个输出比特上的对数似然比输出给解码器。

在如下仿真条件下对本方法进行仿真测试：

①在HSDPA系统中对HS-DSCH(High Speed Downlink Shared Channel，高速下行共享信道)进行吞吐量(Throughput)仿真统计；

②统计次数设为3200，即3200个独立的传输块，每个传输块的最大重传次数为4；

③冗余版本参数取值为：{6，2，1，5}；

④采用3GPP 25.102协议所规定的、16QAM调制方式的固定参考测量信道(1.4Mbps UE类)，其参数配置如表1所示；

表3

  参数名称  参数取值  最大信息数据速率  750kbps分配的资源单元  4个时隙，9个码道/时隙，扩频因子为16，一共36个资源单元/5毫秒  中间码(Midamble)长度  144个码片  采用1/3Turbo编码时的打孔率：第一级速率匹配/第二级速率匹配38％/10％

⑤多径衰落信道模型：PA3(步行环境，移动速度为3公里/小时)和VA30(车载环境，移动速度为30公里/小时)，其参数配置如表4所示。

表4

本方法的仿真测试结果如下：

图6和图7分别为步行环境3公里/小时和车载环境30公里/小时两种多径衰落信道环境下，浮点数据(Floating-point)采用现有算法与定点数据(Fixed-point)采用本发明所提出算法时的吞吐量性能比较。可以看出，无论在步行环境3公里/小时或者车载环境30公里/小时信道环境下，定点数据按照本发明所提出的软解调算法进行16QAM解调，可以获得与浮点算法非常接近的解调性能；本发明所提出的软解调算法在有效保证解调器性能的同时，大大减少了计算量，而且有效地保证了解调器的性能，能够很好地适应TD-SCDMA系统中传输HSDPA高速数据的要求。

本发明还提供一种用于实现上述方法的系统，如图8所示，一种适用于高速下行分组接入业务的软解调的系统包括接收联合检测器的输出数据的接收模块；与所述接收模块连接的第一计算模块，用于计算所述输出数据的平均幅度值；与所述接收模决和第一计算模块连接的第二计算模块，用于所述平均幅度值与所述输出数据之间进行减法运算得到相应的对数似然比。

所述第一计算模块包括：与所述接收模块连接的识别单元，用于识别所述输出数据的实部和虚部，并获取该实部和虚部的数值；与所述识别单元连接的绝对值单元，用于分别计算所述实部的绝对值和所述虚部的绝对值，得到实部绝对值和虚部绝对值；与所述绝对值单元连接的取第一均值单元，用于分别对所述实部绝对值和虚部绝对值计算幅度均值，得到实部幅度均值和虚部幅度均值；与所述第一均值单元连接的第二均值单元，平均所述实部幅度均值和虚部幅度均值，得到所述平均幅度值。

本发明的软解调算法利用解调前的数据计算出平均幅度，通过与解调前数据的实虚部之间非常简单的减法运算，得到16QAM软解调器四个输出比特上的对数似然比，不仅克服了现有解调算法存在的不足，大大减少了计算量，而且有效地保证了解调器的性能，能够很好地适应HSDPA传输高速数据的要求。

应当理解的是，以上所提供的具体实施方式只是对本发明的说明，而不应当理解为对本发明的限制，对本领域的普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应为本发明所揭示的原理和特征，均属本发明的保护范围。