用于防止不对称电流流过空载的磁低压变压器的调光器

摘要

一种两线调光器，该两线调光器用于控制输送到磁低压(MLV)负载的电量，并且该两线调光器包括双向半导体、定时电路、具有可变电压阈值的触发电路以及箝位电路。当定时电路的定时电压超过可变电压阈值的初始幅值时，触发电路用于使得半导体开关导通，把定时电压信号减少到小于初始幅值的预定幅值，并使可变电压阈值增大到大于第一幅值的第二幅值。箝位电路把定时电压信号的幅值限制为在初始幅值和第二幅值之间的箝位幅值，从而防止定时电压信号超过第二幅值。因此防止了MLV调光器在MLV负载的MLV变压器空载时传导不对称电流。

说明书

相关申请的交叉引用

该申请要求共同转让的于2006年3月17日提交的美国临时专利申请No.60/783,538和于2007年2月12日提交的与本申请具有相同名称的美国专利申请No.11/705,477的优先权，这两个专利的全部公开内容作为参考而结合于此。

技术领域

本发明涉及控制输送到电负载的电量的负载控制设备。更具体地，本发明涉及用于两线模拟调光器的驱动电路，该两线模拟调光器用于防止不对称电流流入磁低压(MLV)负载。

背景技术

一般的照明调光器耦合在交流电(AC)电源(一般50或60Hz线电压AC电源)和照明负载之间。标准调光器使用一个或多个半导体开关，诸如触发三极管(triac)或场效应晶体管(FET)，用于控制输送到照明负载的电量以及负载发出的光的强度。半导体开关一般串联耦合在电源和发光负载之间。使用相控调光技术，调光器使得半导体开关在每个线半周期的一部分导通来给照明负载提供电能，并使得半导体开关在该线半周期的其它部分不导通以从负载断开电源。

一些调光器可用于控制低压照明负载的亮度，诸如磁低压(MLV)和电子低压(ELV)负载。一般利用经过降压变压器的AC电源来给低压负载供电，该降压变压器一般为隔离变压器。这些降压变压器把电压降到低压级别，例如12到24伏特，可以给灯或多个灯供电。应用变压器的低压照明负载特别是MLV负载的一个问题是变压器易受到提供在变压器两端的电压的直流(DC)成分的影响。变压器两端的电压的DC成分能导致变压器产生噪声并饱和，增加变压器的温度并潜在地损害变压器。

图1A是现有技术的磁低压调光器10的简化示意图。现有技术中的调光器10经由热(HOT)接线端耦合到AC电源12，并经由调节热(DIMMEDHOT)接线端耦合到MLV负载16。MLV负载16包括变压器16A和灯负载16B。调光器10进一步包括触发三极管20，该触发三极管20串联电连接在电源12和MLV负载16之间，并可用于控制输送到MLV负载的电能。触发三极管20具有栅极(或控制输入端)以使得触发三极管导通。具体地，触发三极管20在每一个半周期的特定时间导通，当通过触发三极管的负载电流i_L基本上变为0时，也就是在半周期的末尾，变得不导通。输送到MLV负载16的电量依赖于每一个半周期的触发三极管20导通的部分。电感L22与触发三极管20串联耦合，以提供在调光器10的HOT接线端14和DIMMED HOT接线端18的电磁干涉(EMI)的噪声过滤。

定时电路30包括与触发三极管20并联电连接的电阻-电容(RC)电路。具体地，定时电路30包括分压器R32和电容C34。随着电容C34在AC电源12的每个半周期充电和放电，会在电容产生电压v_C。电容C34两端的电压v_C和通过MLV负载16的负载电流i_L的图在图2中示出。电容C34在每个半周期开始时(也就是图2中的t₀)以依赖于分压器R32的电阻和电容C34的电容的速度来进行充电。

被用作触发设备的双向触发二极管40串联耦合在定时电路30和触发三极管20的栅极之间。电容C34两端的电压v_C一超过双向触发二极管40的溢出电压V_BR(例如，30V)，双向触发二极管两端的电压的幅值就迅速减小到复位电压V_BB。双向触发二极管40和电容C34两端的电压的迅速改变导致双向触发二极管从触发三极管20的栅极传导栅极电流i_GATE并传导栅极电流i_GATE到触发三极管20。栅极电流i_GATE在正半周期期间流入触发三极管20的栅极并在负半周期期间流出触发三极管的栅极。

图1B是一般的双向触发二极管的电压-电流特性的图。溢出电压V_BR和复位电压V_BB的值在正半周期和负半周期期间可能有微小的不同。因此，图1B的电压-电流特性显示了在正半周期期间发生的正的溢出电压V_BR+和正的复位电压V_BB+以及在负半周期期间发生的负的溢出电压V_BR-和负的复位电压V_BB-。

电容C34的充电时间也就是RC电路的时间常数，响应于分压器R32的电阻的改变而变化，从而改变触发三极管20在AC电源12的每一个半周期开始导通的时间。栅极电流i_GATE的幅值被栅极电阻R42所限制。栅极电流i_GATE在时间周期T_PULSE内流动，所述时间周期T_PULSE由电容C34的电容、双向触发二极管40的溢出电压V_BR和复位电压V_BB之间的差异、以及栅极电流i_GATE的幅值所决定。在电容C34两端的电压v_C已经超过双向触发二极管40的溢出电压V_BR并且栅极电流i_GATE已经减小到大约0安培之后，电压v_C会大体上减小到双向触发二极管40的复位电压V_BB。

当栅极电流i_GATE流入触发三极管20的栅极时，触发三极管开始传导电流穿过主负载接线端，也就是在电源12和MLV负载16之间(如图2所示在时间t₁时)。为了使触发三极管20在栅极电流i_GATE停止流动后保持导通，负载电流i_L必须在栅极电流到达0安培之前超过触发三极管的预定闭锁电流I_LATCH。当MLV灯16B连接到MLV变压器16A时，穿过触发三极管20的主负载接线端的负载电流i_L足够大以使得负载电流超过触发三极管的闭锁电流I_LATCH。因此，当栅极电流i_GATE的幅值在栅极电流周期T_PULSE之后大体上降到0安培时，触发三极管20在当前半周期的剩余期间保持导通，也就是直到通过触发三极管20的主负载接线端的负载电流i_L接近0安培时(在图2中的时间t₂)。

当MLV灯16B不连接到MLV变压器16A时，也就是MLV变压器空载，MLV负载16比当MLV灯连接到MLV变压器时有更大的电感。该更大的电感L导致通过触发三极管20的主负载接线端的负载电流i_L以较慢的速度增大，因为通过电感的电流的变化速度与电感成反比，即di_L/dt＝v_L/L(假设电感两端的瞬间电压v_L保持恒定)。因此，当MLV灯16B不连接时，负载电流i_L可能增长得不足够快以超过触发三极管20的闭锁电流，从而当栅极电流i_GATE大体上降到0安培时触发三极管可能停止导通。

图3是当MLV变压器16A空载时电容C34两端的电压v_C和负载电流i_L的图。当电压v_C超过双向触发二极管40的溢出电压V_BR(由波峰A₁示出)之后，负载电流i_L开始慢慢增大(由波峰B₁示出)。然而，负载电流i_L在栅极电流i_GATE停止流动之前没有到达触发三极管20的闭锁电流I_LATCH，因此，触发三极管10没有锁闭，并且负载电流i_L开始减少。因为触发三极管20没有锁闭并且变得不导通，定时电路20两端的电压将会是充分大的电压，也就是大体上等于AC电源12的电压，电容C34开始再次充电(由波峰A₂示出)。注意负载电流i_L没有足够的时间降到0安培。当电压v_C在当前半周期第二次超过溢出电压V_BR时，栅极电流i_GATE流过栅极并且触发三极管20将会再次尝试激发(由波峰B₂示出)。因为当栅极电流i_GATE开始流动时负载电流i_L不是0安培，负载电流升到比B₁达到的值更大的值。但是，负载电流i_L没有达到闭锁电流I_LATCH，因此循环再次重复(由波峰A₃和B₃示出)。相似的但是互补的情形在负半周期期间发生。如图3所示，负载电流i_L在任何AC线半周期期间都没有超过闭锁电流I_LATCH。

因为图3的情形重复多个半周期，也就是触发三极管20试图重复地从一个半周期激发到下一个，通过触发三极管的主负载接线端的负载电流i_L可能获得正的或者负的DC成分。最后，DC成分将导致负载电流i_L在一些半周期期间超过闭锁电流I_LATCH，例如，在图4中所示的负的半周期。因此，不对称负载电流i_L将流入MLV负载16，导致MLV变压器16A产生噪声并过热，这会潜在地损坏MLV变压器。

因此，需要一种当MLV变压器空载时防止不对称电流的传导穿过MLV负载的MLV调光器。

发明内容

根据本发明，用于控制从AC电源输送到负载的电量的两线负载控制设备包括半导体开关、定时电路、触发电路和箝位电路。半导体开关可操作地串联电连接在电源与负载之间。半导体开关有控制输入端，用于控制半导体开关在非导通状态和导通状态之间。定时电路并联地电连接到半导体开关，并且具有用于提供定时电压信号的输出端。触发电路耦合到定时电路的输出端并且能够控制半导体开关。触发电压，响应于定时电压信号而相对于时间在幅值上增大，产生于触发电路的两端。触发电路的特征在于具有初始幅值的可变电压阈值。半导体开关响应于流过触发电路的控制电流的传导而在非导通状态和导通状态之间改变。箝位电路耦合到定时电路的输出端，用于把定时电压的幅值限制到大于初始幅值的箝位幅值。当定时电压在AC电源的半周期开始之后超过可变电压阈值的初始幅值时，触发电路能够(1)传导控制电流，(2)把定时电压降到小于初始幅值的预定幅值，以及(3)将可变电压阈值增大到大于箝位幅值的第二幅值。因此，定时电压被防止超过第二幅值。

另外，本发明提供了一种用于在负载控制设备中控制半导体开关的触发电路。该触发电路包括溢出电路和偏移电路。溢出电路以溢出电压为特征，并且能够在溢出电路两端的电压超过溢出电压时传导控制电流。半导体开关响应于控制电流而在非导通状态和导通状态之间改变。偏移电路与溢出电路串联耦合并且用于传导控制电流，从而在偏移电路两端产生偏移电压。触发电路以溢出电路和偏移电路传导控制电流之前的初始电压阈值为特征。初始电压阈值的幅值大体上等于溢出电压的幅值。触发电路还以溢出电路和偏移电路传导控制电流之后的第二电压阈值为特征。第二电压阈值具有大体上等于溢出电路的溢出电压加上偏移电压的最大幅值。

本发明进一步提供了在负载控制设备中控制半导体开关的方法，该负载控制设备用于控制从AC电源输送到负载的电量。该方法包括步骤：(1)产生触发电压，该触发电压在AC电源的半周期期间相对于时间在幅值上增大；(2)确定触发电压何时超过具有初始电压阈值的可变电压阈值；(3)当触发电压超过初始电压阈值时，将栅极电流导入半导体设备的控制输入端；(4)将可变电压阈值从初始电压阈值增大到大于初始电压阈值的第二电压阈值；以及(5)在AC电源的半周期之内防止触发电压超过第二阈值电压。

本发明的其它特征和优点从参考附图的下面的本发明的描述中是显而易见的。

附图说明

图1A是现有技术的MLV调光器的简化示意图；

图1B是图1A的MLV调光器的双向触发二极管的电压-电流特性的图；

图2是定时电容两端的电压和通过图1A的MLV调光器的负载电流i_L的图；

图3是当MLV变压器空载时定时电容两端的电压和负载电流i_L的图；

图4是当MLV变压器空载时定时电容两端的电压和显示不对称行为的负载电流i_L的图；

图5A是根据本发明的MLV调光器的简化块图；

图5B是图5A的MLV调光器的用户界面的透视图；

图6是根据本发明的第一实施方式的MLV调光器的简化示意图；

图7是显示图6的MLV调光器的运行的波形图；

图8是根据本发明的第二实施方式的MLV调光器的简化示意图；

图9是图8的MLV调光器的定时电压和负载电流的图；以及

图10是根据本发明的第三实施方式的MLV调光器的简化示意图。

具体实施方式

通过结合附图进行阅读，前述内容和以下的优选实施方式的详细描述可以更好地理解。为了演示本发明，显示在附图中的实施方式是优选的，其中相似的数字代表几幅图中的相似的部分，应该理解本发明不局限于所公开的具体方法和手段。

图5A是根据本发明的MLV调光器的简化块图。MLV调光器100包括半导体开关120，该半导体开关120串联电连接在AC电源12与MLV负载16之间。该半导体开关120可包括触发三极管、全波整流桥的场效应晶体管(FET)或绝缘栅双极晶体管(IGBT)、反相串联连接的两个FET或两个IGBT、或者任何其它合适类型的双向半导体开关。半导体开关120具有控制输入端，用于控制在实质导通状态和实质非导通状态之间的半导体开关。

定时电路130与半导体开关120并联电连接并且在输出端提供定时电压信号v_T。定时电压信号v_T以依赖于MLV负载16的目标调光级别的速度相应于时间而增大。用户界面125提供输入给定时电路130，以设置MLV负载16的目标调光级别并控制定时电压信号v_T增长的速度。触发电路140耦合在定时电路130的输出端和半导体开关120的控制输入端之间。随着定时电压信号v_T增长，会在触发电路140两端产生触发电压信号。触发电压信号一般有幅值，这个幅值大体上等于定时电压信号v_T的幅值。

触发电路140特征在于具有初始值V₁的可变电压阈值V_TH。当在定时电路130的输出端的定时电压信号v_T大体上超过电压阈值V_TH的初始值V₁时，触发电路130传导控制电流i_CONTROL，这导致了半导体开关120变得导通。这时，定时电压信号v_T降到小于初始电压阈值V₁的级别，并且电压阈值V_TH优选地增大了增量ΔV。因此，定时电压信号v_T将需要升高到更大级别来超过新的增大了的电压阈值，也就是，V_TH＝V₁+ΔV。优选地，电压阈值V_TH在增大到V₁+ΔV后的预定时间周期之后复位为初始电压阈值V₁。优选地，电压阈值V_TH在下一个线电压周期开始之前复位到初始电压阈值V₁。

MLV调光器100进一步包括耦合在定时电路130和DIMMED HOT接线端18之间的箝位电路150。箝位电路150把在定时电路130的输出端的定时电压信号v_T的幅值限制为接近箝位电压V_CLAMP。因此，触发电路140两端的触发电压的幅值也被限制。箝位电压V_CLAMP优选地具有大于初始电压阈值V₁但是小于增大了的电压阈值的幅值，也就是，V₁＜V_CLAMP＜V₁+ΔV。

MLV调光器100还包括与半导体开关120串联耦合的机械开关124，也就是串联在AC电源12和MLV负载16之间。当机械开关124打开时，AC电源12从MLV负载16断开，因此，MLV灯16B被关闭。当机械开关124闭合时，半导体开关120用于控制MLV灯16B的亮度。电感L122串联耦合于半导体开关120来提供EMI噪声的过滤。

图5B是MLV调光器100的用户界面125的透视图。该用户界面125包括面板126、按钮127(即拨转开关)以及滑块控制器128。按压按钮127驱动在调光器100内部的机械开关124。对按钮127的连续按压使得机械开关124在打开状态和关闭状态之间触发。滑块控制器128包括设置来沿着狭长的槽128B滑动的调节块128A。移动调节块128A到狭长的槽128B的顶部增大了MLV灯16B的亮度，移动调节块128A到狭长的槽128B的底部减小了MLV灯的亮度。

图6是根据本发明的第一实施方式的MLV调光器200的简化示意图。MLV调光器200包括触发三极管220，该触发三极管220具有一对串联电连接在AC电源12和MLV负载16之间的主接线端。触发三极管220具有控制输入端，也就是栅极接线端，用于使得触发三极管220导通。MLV调光器200进一步包括并联耦合于触发三极管220的主接线端的定时电路230，并该定时电路230包括与电容C234串联的分压器R232。定时电压信号v_T在输出端产生并提供给触发电路240，所述输出端也就是分压器R232和电容C234的连接处。分压器R232的电阻可以响应于调光器200的用户界面的滑块控制器(例如，用户界面125的滑块控制器128)的调节而变化。

触发电路240串联电连接在定时电路230的输出端和触发三极管220的栅极之间。触发电路240包括溢出电路和偏移电路270，所述溢出电路包含双向触发二极管260，所述双向触发二极管260的操作与现有技术的调光器10的双向触发二极管40相似。随着定时电压信号v_T的增大，会在触发电路240两端产生触发电压信号。因为触发三极管220的栅极-阳极连接处两端的电压(也就是，从触发三极管的栅极到DIMMED HOT接线端18)是大体上很小的电压，即大约为1V，触发电压信号的幅值与定时电压信号v_T的幅值大体上相等。

当定时电压信号v_T超过双向触发二极管260的溢出电压V_BR(例如，大约为30V)时，栅极电流i_GATE流入偏移电路270，具体地，在正的线电压半周期通过二极管D272A和电容C274A流入触发三极管220的栅极，以及在负的线电压半周期通过电容C274B和二极管D272B流出触发三极管220的栅极。电容C274A和C274B都有例如大约82nF的电容。栅极电流i_GATE流动一段时间周期T_PULSE，例如，接近1微秒或更多。放电电阻R276A、R276B分别与电容C274A、C274B并联耦合。MLV调光器200进一步包括限流电阻R280，所述限流电阻R280与触发三极管220的栅极串联以限制栅极电流i_GATE的幅值，例如，限制到1安培或更少。

MLV调光器200还包括耦合在定时电路230的输出端和DIMMED HOT接线端18之间的箝位电路250。箝位电路250包括两个稳压二极管Z252A、Z252B，每一个有大体上相同的溢出电压V_Z，例如，大约40V。稳压二极管Z252A、Z252B的阴极耦合在一起使得箝位电路250在两个线电压半周期都把定时电压信号v_T限制到相同的电压，也就是溢出电压V_Z。

图7显示了演示MLV调光器200的运行的波形。在正半周期的开始(例如，在时间t₀)，触发电路240的电压阈值V_TH正处于初始电压阈值V₁。开始，偏移电路270的电容C274A没有电荷，因此，电容两端没有产生电压。定时电压信号v_T增大直到超过(在时间t₁)初始电压阈值V₁，也就是，双向触发二极管260的溢出电压V_BR(加上二极管D272A的小的正向压降)。在这时，双向触发二极管260传导栅极电流i_GATE穿过二极管D272A和电容C274A进入触发三极管220的栅极。在偏移电路270两端产生电压ΔV，具体而言是在电容C274A两端，并且有最大的幅值ΔV_MAX，

ΔV_MAX＝I_GATE·T_PULSE/C_274A，

其中，C_274A是电容C274A的电容。在优选实施方式中，电容C274A两端产生的电压的最大幅值的电压偏移ΔV_MAX大约为12伏特。

在双向触发二极管260传导栅极电流i_GATE之后，电容C234两端的电压减小了大约为双向触发二极管的复位电压V_BB的电压而到达预定电压V_P。如果通过触发三极管220的负载电流i_L在栅极电流i_GATE停止流动(在时间t₂)之前没有达到闭锁电流I_LATCH，定时电压信号v_T再次开始增大。因为电压阈值V_TH增大到初始电压阈值加上电容C274A两端的偏移电压ΔV，为了传导栅极电流i_GATE通过触发三极管220的栅极，定时电压信号v_T必须超过V₁+ΔV，也就是大约42伏特。然而，因为稳压二极管Z252A把定时电压信号v_T限制到溢出电压V_Z，即38伏特，防止了定时电压v_T超过电压阈值v_TH。因此，防止了触发三极管220在每个半周期期间重复尝试激发，并且负载电流i_L是大体上对称的，即使当MLV变压器16A是空载的时候。

定时电压信号v_T被防止超过电压阈值v_TH，直到电容C274A两端的电压ΔV衰减到大约稳压二极管Z252A的溢出电压V_Z减去双向触发二极管242的溢出电压V_BR。放电电阻R276A优选为68.1kΩ，这样使得电容C274A可以慢慢放电，即时间常数大约为5.58毫秒(msec)。优选地，电容C274A两端的电压ΔV衰减到大约稳压二极管Z252A的溢出电压V_Z减去双向触发二极管242的溢出电压V_BR所需要的时间足够长，以使得触发三极管220在每个半周期期间只尝试激发一次。如图7所示，电容C274A两端的电压在负半周期期间衰减到0伏特，以使得电容C274A两端的电压在下一个正半周期开始时是0伏特。

图8是根据本发明的第二实施方式的MLV调光器300的简化示意图。MLV调光器300包括触发三极管320，所述触发三极管320串联电连接在HOT接线端14和DIMMED HOT接线端18之间，以及与该触发三极管并联耦合的定时电路330。定时电路330包括分压器R332、电容C334和校准电阻R336。定时电路以与MLV调光器200的定时电路230相似的方式工作来在输出端产生定时电压信号v_T。

MLV调光器进一步包括包含四个二极管D342A、D342B、D342C、D342D的整流桥；包含溢出电路360和偏移电路370的触发电路；限流电路380；以及光耦合器390。溢出电路360、限流电路380和光耦合器390的光电二极管390A串联连接在整流桥的DC侧两端。偏移电路370的连接使得第一部分370A和第二部分370B在正半周期和负半周期分别与溢出电路360、限流电路380和光电二极管390A串联耦合。触发电路经由光耦合器390和电阻R392、R394、R396耦合到触发三极管320的栅极。

溢出电路360包括两个双极型结型晶体管Q362、Q364，两个电阻R366、R368以及稳压二极管Z369。溢出电路360以与MLV调光器200的双向触发二极管260相似的方式工作。当溢出电路360两端的电压超过稳压二极管Z369的溢出电压V_BR时，稳压二极管开始传导电流。稳压二极管Z369的溢出电压V_BR优选地大约为30V。当电阻R366两端的电压达到晶体管Q362所需要的基极-发射极电压时，晶体管Q362开始导通。然后在电阻R368两端产生电压，导致晶体管Q364开始导通。这实质上使稳压二极管Z369短路而使稳压二极管停止导通，并且溢出电路360两端的电压降到大约0伏特。电流脉冲，也就是控制电流i_CONTROL，从电容C334流入溢出电路360和光耦合器390的光电二极管390A。

随着定时电压信号v_T从每个线电压半周期的开始处增大，在触发电路两端产生触发电压信号，所述触发电路即为溢出电路360和偏移电路370。触发电压信号的幅值大体上等于定时电压信号v_T的幅值加上外加电压V₊，该外加电压V₊归因于二极管D342A、D342D的正向压降、光电二极管390A的正向压降以及限流电路380的压降。例如，外加电压V₊可以总共约4伏特。当定时电压信号v_T超过溢出电路360的稳压二极管Z369的溢出电压V_BR加上偏移电路370两端的电压和外加电压V₊时，触发电路传导控制电流i_CONTROL通过光耦合器390的光电二极管390A。偏移电路370的第一部分370A两端的电压在每个正的线电压半周期开始时大体上为0伏特，以及偏移电路370的第二部分370B两端的电压在每个负的线电压半周期开始时大体上为0伏特。因此，初始电压阈值V₁大约为34V。控制电流i_CONTROL优选地以300微秒的时间流过光电二极管390A。因此，当光电二极管390A传导控制电流i_CONTROL时，光耦合器390的光敏触发三极管390B导通以使得电流在正半周期流入触发三极管320的栅极并在负半周期流出触发三极管320的栅极。

在正半周期期间，控制电流i_CONTROL流经二极管D342A、溢出电路360、光电二极管390A、限流电路380、电容C374A(和电阻R376A)以及二极管D342D。在负半周期期间，控制电流i_CONTROL流经二极管D342B、电容C374B(和电阻R376B)、溢出电路360、光电二极管390A、限流电路380以及二极管D342C。因此，偏移电压ΔV在正半周期在电容C374A两端产生，在负半周期在电容C374B两端产生。放电电阻R376A、376B与电容C374A、C374B并联耦合，从而允许电容慢慢放电。电容C374A、C374B都优选地具有大约82nF的电容，并且放电电阻R376A、R376B优选地具有大约68.1kΩ的电阻。

限流电路380包括双极型结型晶体管Q382，两个电阻R384、R386以及并联调节(shunt regulator)稳压二极管Z388。在触发电路330两端的电压降到大约0伏特之后，大体上等于定时电压信号v_T的电压在限流电路380两端产生。电流流经优选地具有约为33kΩ阻值的电阻R384，流入晶体管Q382的基极，从而晶体管变得导通。因此，控制电流i_CONTROL将流经光电二极管390A、晶体管Q382和电阻R386。二极管Z388优选地并联耦合到晶体管Q382的发射极来限制控制电流i_CONTROL的幅值。优选地，并联二极管Z388具有参考电压1.25V并且电阻R386具有约为392Ω的阻值，这样控制电流i_CONTROL的幅值被限制为大约3.2mA。

MLV调光器300进一步包括箝位电路350，所述箝位电路350与MLV调光器200的箝位电路250相似。箝位电路350包括反相串联连接的两个稳压二极管Z352、Z354。优选地，稳压二极管Z352、Z354有相同的溢出电压V_Z，例如38V，使得电容C344两端的定时电压信号v_T在两个半周期都被限制为溢出电压V_Z。因此，触发电路两端的触发电压信号被限制为大约溢出电压V_Z减去由于其它元件所引起的外加电压V₊。

MLV调光器300呈现了与MLV调光器200相似的工作状态。在正半周期的开始，电容C374A两端的电压ΔV接近为0伏特。因此，为了控制电流i_CONTROL的流动，电容C344两端的定时电压信号v_T必须超过初始电压阈值V₁，也就是溢出电路360的稳压二极管Z369的溢出电压V_BR加上由于MLV调光器300的其它组件所引起的外加电压V₊。如上所述，初始电压阈值V₁大约为34V。

当控制电流i_CONTROL流过偏移电路370的第一部分370A时，优选具有幅值约为12V的电压ΔV在电容C374A两端产生。因此，新的电压阈值v_TH等于初始电压阈值V₁加上电压ΔV，也就是约为42V。然而，因为箝位电路350把定时电压信号v_T的幅值限制为38伏特，定时电压信号将不能超过电压阈值v_TH。因此，触发三极管320在同一个半周期内不会尝试重复激发，并且负载电流i_L将保持大体上对称。MLV调光器300的定时电压信号v_T和负载电流i_L的图在图9中示出。

图10是根据本发明的第三实施方式的MLV调光器400的简化示意图。MLV调光器400包括与MLV调光器300相同或非常相似的电路。然而，图10的电路以不同的方式耦合在一起。

MLV调光器400包括箝位电路450，所述箝位电路450跨越光耦合器390的光电二极管390A、溢出电路360和偏移电路470耦合，而不是像MLV调光器200那样耦合在整流桥的AC侧两端。在正半周期期间，偏移电路470中的电容C474A充电到电压ΔV，因此把电压阈值v_TH增大为电压ΔV加上初始电压阈值V₁。再一次，电容C474A两端的电压ΔV在正半周期的开始为大体上0伏特，因此，初始电压阈值V₁等于溢出电路360的溢出电压V_BR加上由于其它元件所引起的外加电压V₊，溢出电压V_BR例如约为30V。箝位电路450的第一稳压二极管Z452把触发电压(也就是溢出电路360和偏移电路470的电容C474A两端的电压)的幅值加上光电二极管390A的正向压降限制为稳压二极管Z452的溢出电压V_Z，例如，约为36V。相似地，在负半周期期间，电容C474B充电到电压ΔV并且稳压二极管Z454把触发电压(也就是溢出电路360和偏移电路470的电容C474B两端的电压)的幅值加上光电二极管390B的正向压降限制为相同的溢出电压V_Z。

虽然已经结合特定实施方式对本发明进行了详细的描述，但是许多其它的改变和修正以及其它用途对于本领域技术人员来说是显而易见的。因此本发明不局限于这里的特定的公开，仅受附加权利要求的限制。