微波传输线直流/直流变换器

摘要

用于网络中的直流－直流电压变换的方法和电路，包括输入电压端子(130)、输出电压端子(140)、至少一个第一开关(T1)和至少一个第二开关(T2)、至少一个输入阻抗(C

说明书

技术领域

本发明涉及在直流-直流变换器(converter)领域中使用的方法和设备。

发明背景

目前，存在着用来将直流电压提高或降低到另一直流电压的不同的解决方案。

在大多数根据已知技术的直流-直流变换器中，通过使用功率电感器和电容器来实现直流电压的变换。

这样的直流-直流变换器的一个已知例子在图1中给出。

将电感器用作储能设备的类似原理在美国专利US 5,729,562中被公开，其中借助于耦合到能量恢复电路的电压存储元件来实现高压脉冲功率发生电路，所述能量恢复电路反转脉冲发生电路所耗散(dissipate)的能量的极性并且将这种能量输送回电源。然而，在US 5,579,562中公开的电路不是直流-直流变换器。

将分立的(discrete)电感器用作储能设备的主要缺点在于：在高频微波电路中提供它们是很困难的。将集总组件用于储能的另一缺点是它们不能被用在集成于芯片上的直流-直流变换器中。此外，分立的功率电感器通常是直流-直流变换器中最庞大且昂贵的组件。

在S.Djukic等人的“A Planar 4.5-GHz DC-DC Power Converter”，IEEETransactions on Microwave Theory and Techniques，Vol.47，No.8，1999年8月的文章中阐释了直流-直流变换器的另一个例子，其中尝试通过使用E类放大器和肖特基二极管作为整流器来实现在微波频率下操作的功率变换器。E类放大器包括用作开关的晶体管以及担当输出电容和电感的微带传输线。虽然论文陈述了没有使用用于直流-直流功率变换的分立元件，但是电感器作为储能设备被用于功率放大器的栅电压和漏电压。

美国专利US 6,946,868尝试使用带开关的传输线以便将输出电压输送到负载而在输出电压中没有振荡(ringing)，所述开关被操作来转换通过传输线的输入电压。这是通过在反射电压波到达传输线的输入处时将输入电压提高若干倍并且执行从一个电压电平到下一个电压电平的转换来实现的。虽然在这种情况下到达负载的输出电压更加紧密地跟随通过传输线发送的输入电压，从而避免了输出电压中的振荡，但是输入电压的直流上变换或下变换既没有被实现也不是所公开的电路的目标。

在荷兰专利申请NL7311616中公开了将传输线用作储能装置的另一个解决方案，其中高压脉冲发生器和两条螺旋形的传输线被用于存储高压电荷并且其中来自这两条传输线的开端的电压波的反射引起比输入电压更高的输出电压。该高输出电压被用于对X射线管形式的负载进行充电。

因此本发明的目的是消除已知技术的至少一些缺点。

发明内容

此目的是通过用于网络中的直流-直流电压变换的电路来实现的，其包括输入电压端子、输出电压端子、至少一个第一开关和至少一个第二开关、至少一个输入阻抗、至少一个负载阻抗以及具有已知阻抗的至少一条传输线，其特征在于至少一条传输线的阻抗被适配成与至少一个负载阻抗失配(mismatch)，并且其中至少第一开关中的至少一个被相对于至少一条传输线布置以在启闭(open and closed)位置之间转换从而用于生成在至少一条传输线中传播的脉冲波，以利用电能对负载阻抗的负载电容进行充电。由于传输线阻抗和负载阻抗的失配，所以传输线被用于分配能量到负载阻抗和存储能量这两方面。

自然地，根据本发明的电路中的至少一个第一和第二开关可以包括晶体管，或其他电路元件可以包括晶体管开关，并且至少一个第二开关可以包括整流二极管。这多少会改变电路效率，但是直流/直流-变换器的功能会被保持。

而且，根据本发明的电路的变体，负载阻抗可以至少部分地包括电容性部分。

在根据本发明的电路的另一个实施例中，阻抗元件被连接到至少一条传输线的输入端，并且阻抗元件被布置成与至少一条传输线的阻抗失配。在至少一条传输线的输入端处的失配的阻抗元件的优点在于能够把从负载阻抗反射的脉冲波反射回到传输线中。这样的阻抗元件在高电压和电流频率下会表现为低阻抗源，例如像电容器或在高频具有低阻抗的其他适当的电路元件。

在根据本发明的电路的另一个实施例中，至少一个第一开关被布置在至少一条传输线的输入端之前，并且至少一个第二开关被布置在至少一条传输线的输出端之后。通过使用这样的开关配置，输入电压可以被变换到较低的电压。这可以通过不同的电路布置来实现。例如，通过串联连接第一开关、传输线和第二开关，输入电压被变换到0与输入电压之间的电压。用于将输入电压下变换到0与输入电压之间的值的另一种可能方式是将至少一个第一开关连接到至少一条传输线和至少一条其他传输线并且将至少一个第二开关连接到第二传输线的输出端。

可替换地，至少一个第一开关和至少一个第二开关可以被连接到至少一条第一传输线的输入端，由此传输线位于至少一个第一开关和至少一个第二开关之间。如果传输线的输出端是短路的，则该电路配置还将以与先前例子中的电路类似的方式将输入电压变换到更低的值，但是它将具有额外的优点：输入电压的符号将被反转。

另外，如果传输线的输出端是开路的，则该电路基本上会执行与其中开关和传输线被串联连接的电路相同的功能。

在根据本发明的电路的又一个实施例中，至少一个第一开关被连接到至少一条传输线的输出端和至少一个第二开关。该配置的优点在于：输入电压被上变换到较高的输出电压。

还可以补充的是，根据本发明的电路是从微带线、带状线、PCB(印刷电路板)轨道(track)、电缆、延迟线和其他适当部件之中选择的一种。

根据本发明的另一方面，本发明的目的是通过用于电路中的直流-直流电压变换的方法来解决的，其中所述电路包括输入端子、至少一个第一和至少一个第二开关、负载和输出端子，并且其中所述方法包括以下步骤：

a.在输入端子上提供DC输入电压；

b.在电路中提供具有已知特性阻抗的至少一条传输线；

c.在负载阻抗和传输线的特性阻抗之间提供阻抗失配；

d.提供相对于至少一条传输线的特性阻抗具有失配阻抗的输入阻抗；

e.通过接通和切断至少一个第一开关来产生通过至少一条传输线传播的第一电压和电流波；

f.通过第二开关输送功率到负载，和；

g.在第一电压和电流波已经被从输入阻抗反射并且已经到达至少一个第一开关时通过再次接通和切断第一开关来产生第二电压和电流波。

如果例如晶体管被用作第二开关，那么通过接通至少一个第二开关来向负载输送功率。如果，另一方面，整流二极管被用作第二开关，则在电流振幅高于整流二极管的门限电流的情况下会自动地执行通断。

在根据本发明的方法的一个实施例中，至少一个第一开关不被切断直到来自第一电压和电流波的全部能量都已经被输送到负载。

还可以补充的是，根据本发明的方法特别适合于通过先前在发明内容中提到的电路来实现。

附图简述(可选)

图1图示出根据现有技术的直流-直流电压变换器。

图2图示出根据本发明第一实施例的传输线直流-直流电压变换器。

图3图示出根据图2中的实施例的传输线直流-直流电压变换器中的电压和电流波的空时图。

图4示出根据本发明第二实施例的传输线直流-直流电压变换器的视图。

图5图示出根据本发明第三实施例的传输线直流-直流电压变换器。

优选实施例的详细说明

图1图示出传统的非隔离的直流-直流变换器，其使用用于储能的功率电感器和用于变换直流电压的电容器。输入电压V_DC IN被下变换到输出电压V_DC OUT。

图1中的电路的工作原理可以被描述如下。在开关T1被闭合之前，电容器C_IN上的电压是V_DC IN。在开关T1被闭合之后，电容器C_OUT放电并且流过电路的电流对电感器L和电容器C_OUT进行充电。在开关T1被再次断开之后，电感器L将其在开关T1被闭合期间所存储的能量释放到电容器C_OUT并且最后到负载R_LOAD。负载两端的电压V_DC OUT于是将比输入电压V_DC IN更低。

现在转到图2，根据本发明第一实施例的降压电路(step-down circuit)被示出。

在该图中，输入电压V_DC IN被降低到电压V_DC OUT。图2中的电路的工作原理将在下文中进行解释。

在该实施例中，T1和T2是晶体管开关并且传输线100被用作储能介质。电容器C_IN被用作传输线100的低阻抗源并且电容器C_OUT在没有能量从传输线提供时保持输出电压。R_LOAD是表示输出电压的消耗者的负载阻抗的电阻性(resistive)部分。

而且，分别具有附图标记130和140的点表示图2中的电路的输入和输出电压端子。输入和输出电压端子的这种命名将在如图4和5中所图示的本发明的其他可能实施例的描述中运用。输入电压端子130处的输入电压V_DCIN可以由直流电压源来提供，如图2中所示，或只是存在于输入电压端子130。

现在，将使用图3的时间图来描述图2中的降压电路的工作原理。

填充的框表示电压和电流波的振幅，并且箭头表示电压和电流波的行进方向，而其上示出电流波的线表示零电压和电流水平。框的影线(hatched)部分代表电压波，而框的另一交叉影线(crosshatching)部分代表电流波。应该指出，影线框的高度是具有交叉影线的框的高度的两倍，因此当电流例如可以是1A时，电压例如是2V。

晶体管T1的时间轴(时间图下方)和晶体管T2的时间轴(时间图上方)的时间轴描述了每个晶体管的通断状态。

在T2的时间轴上方，示出了电压与时间的关系图，其图示出作为时间函数的输出电压V_OUT。然而，当图2中的电路达到稳态时示出电压V_OUT。电压时间图中的短划线表示输出电压的恒定平均值V_DC OUT。

使用用于晶体管T1和T2的两个时间轴，可以很容易地观察输出电压V_OUT的改变。

在下文中，将使用图3中的时间图来详细解释根据本发明通断(switch)两个晶体管的方法。这里，将解释电路中的电压和电流的启动和稳态阶段。在时间t＝0，第一晶体管T1被短暂地(briefly)接通和切断以产生持续时间为t_on的电压波和相关联电流波，其通过传输线100朝着负载R_LOAD传播。第二晶体管T2仍然是切断的。在时刻t＝t_d/2，其中t_d是一条传输线路径长度的信号传播时间延迟，电压和电流波已经到达传输线的一半的长度，而T2仍然是切断的。这里，传输线担当用于由晶体管T1发送到其中的功率的储能装置。

接下来，在时刻t＝t_d，电压和电流波将已经到达晶体管T2。在该时刻，晶体管T2被接通达时间段t_on以使功率被输送到输出电容器C_OUT，所述输出电容器C_OUT继而逐渐地将所存储的能量的一部分释放到负载R_LOAD中。这引起电容器C_OUT两端的电压的增加，该电压即输出电压V_OUT。可以提到的是，电容C_OUT是直流-直流-变换器的一部分，并且本发明的一个实施例仅举例示出了电阻性负载R_LOAD。负载同样可以同时是电抗性和电阻性的。这里还可以提到的是，可以采用若干种方法来接通晶体管T2。T2可以在时间t＝t_d之后由驱动电路在外部接通，或者其可以通过电流波本身来接通。在这种情况下，电流的平均值应该被设计成足以使晶体管接通。而且，T2的接通可以伴随着T1的同时切断。考虑到用于晶体管T2的栅极的接通信号是不必要的，晶体管T2还可以被替换为二极管。

现在，由于传输线100的特性阻抗与输出电容器C_OUT和负载电阻R_LOAD的阻抗之间的阻抗失配，所以电压和电流波的较大部分将被反射回到传输线100中。

其后，在时刻t＝t_d+t_on，当反射电压和电流波刚通过晶体管T2时，T2就被切断。在图3中的时间图中，影线框表示电压波被反转，而电流波的符号未改变。这可以通过以下事实来解释：在高频处，例如微波频率，电容器差不多充当短路，因此传输线将在其输出端短路。如本领域技术人员已知的那样，当从被短路传输线“反射”时，电压波将具有相反符号而电流波将具有未改变的符号。

还可以在这里补充的是，反射电压和电流波的振幅将小于发送到传输线中的原始电压和电流波的振幅，这是由于以下事实：部分功率被输送到输出电容器C_OUT和负载电阻R_LOAD。而且，当T2被切断时，由于电容器放电到负载电阻R_LOAD中，输出电压V_OUT将开始下降。

在时刻t＝1.5t_d，电压和电流波已经朝着晶体管T1行进回到传输线一半的长度。在该时刻，晶体管T1和T2这二者都被切断并且传输线100再次表现出其储能功能。

接下来，在时刻t＝2t_d，当电压和电流波已经到达晶体管T1时，T1被再次接通，从而产生传播到传输线100中的第二电压波和第二电流波。T1还被保持接通达时间段t_on，如图3中的T1的时间图中所示。反射的第一电压和电流波然后将通过晶体管T1并且被反射回到传输线100中，这是由于传输线的特性阻抗与电容器C_IN的阻抗之间的阻抗失配。因为与输出电容器C_OUT一样输入电容器C_IN在高频处充当短路，所以电压波将从电容器C_IN反射并且改变其符号，而电流波也将被反射，但是没有任何符号改变。这在图3中被图示为在时刻T＝2t_d+t_on由影线框所表示的反转电压波。

通过接通和切断晶体管T1而产生的第一电压波和第一电流波在与第二电压波和第二电流波在相同方向上行进到传输线100的输出端的结果引起两个电压和电流波的叠加并因此引起在传输线中行进的电压和电流波(未示出)这二者的振幅的增加。

在时刻t＝2.5t_d，新的叠加电压和电流波被示出为已经通过传输线100到达一半的长度。该叠加的电压和电流波将会在时刻t＝3t_d到达第二晶体管T2，在该时刻第二晶体管T2被接通达时间段t_on(未示出)。

再次，叠加电流波的一部分将被耗散成对输出电容器C_OUT充电，这将引起输出电压V_OUT相对于负载电容的先前的充电循环中的电压电平得以增加，而电流波的较大部分将被反射回到传输线100中。在反射电压和电流波在传输线中传播期间输出电容器C_OUT对负载R_LOAD的放电将引起输出电压V_OUT的更新的(renewed)下降。

在上面所描述的通断晶体管T1和T2的过程的每个后续重复期间，输出电压V_OUT将被提高直到其已经达到稳态。在T1和T2的多个通断循环之后将会是这种情况，此时对电容器C_OUT进行充电的电流等于对负载电阻器R_LOAD供电的放电电流。在该稳态下，输出电压V_DC OUT将在平均直流电压周围略微变化，所述平均直流电压位于零电压和输入电压V_DC IN之间，即0＜V_DC OUT＜V_DC IN。通过使用传统的反馈环(普通的脉冲宽度调制，PWM)在R_LOAD变化时调整t_on时间来保持输出直流电压恒定。

还可以提到的是，第二晶体管可以被替换为整流二极管，这将多少改变输出电压的情况。

在t＝0，当第一开关T1被接通时，电容器C_OUT两端的输出电压将为零。然后，对于每个通断循环，输出电压V_OUT将会增加，这是因为将用来自传输线的电流脉冲对电容器C_OUT进行充电直到就输出电压V_DC OUT而言已经达到稳态，其将大致具有与在T2是晶体管开关的情况下相同的值。

在不同负载情况下保持输出直流电压恒定的其他方式被描述如下。

例如，传输线与输入和输出电容之间的阻抗失配量可以通过改变传输线的特性阻抗(通过改变其宽度、厚度，或者通过选择制造传输线的介电材料)来调整。通断频率和传输线的长度也能够被调整，而t_on保持不变。自然地，所有参数可以被同时改变。

在图2中示出的根据本发明的电路的另一种可能的工作模式可以是：第一晶体管T1不被接通直到电流脉冲能量全部被输送到负载和/或耗散在传输线中。在此期间，T1节点将被短路。但是这将需要第三开关(未示出)。

现在转到图4，给出了根据本发明的直流-直流变换器的第二实施例。在本发明的该特定实施例中，源电压V_DC IN被反转并且下变换到输出电压V_DC OUT。

提供源电压V_DC IN的直流电压源被连接到第一开关T1，其例如可以是晶体管。而且，传输线100被连接到第一开关T1和第二开关T2。此外，输出电容器C_OUT和电阻器R_LOAD被连接到第二开关T2。第二开关可以是晶体管开关或二极管，二极管类型具有稍差的通断效率。然而，不管使用晶体管开关还是整流二极管，电路的工作将会是相似的。

与图2中的电路形成对比，图4中的传输线110的一端与第一晶体管开关T1和第二晶体管开关T2相连接。

在该实施例中，传输线的输出端是短路的。

同样可以向传输线110的输出端提供开路，这将引起与图2中本发明第一实施例中相同的输出电压V_OUT范围。因此，对于其中传输线110以与图4中相同的方式连接在晶体管开关T1和T2之间并且其输出端是开路的情况，输出电压V_OUT将处于以下间隔：0＜V_OUT＜V_DC IN。

这样的电路布置相对于图2中的电路布置的优势将会是：可以通过在传输线110的输出端处添加第三开关T3(未示出)来在工作期间改变输出电压的极性。通过短暂地通断T3来改变极性。

现在，在时刻t＝0，第一晶体管T1导通，从而产生在传输线110中传播的电压和电流波，所述传输线110一端连接到第一晶体管T1和第二晶体管T2。由于传输线的输出端的短路特性，电压和电流波将被从传输线的输出端反射，其中电压波将被反转(电压波的符号将会改变)并且电流波将被反射而符号不变。如果电压和电流波到达传输线110的输出端所花费的时间是t＝t_d，那么在时间t＝2t_d之后，第一晶体管将被关断并且第二晶体管T2将被导通。

如已经在本发明先前的实施例中所提到的，晶体管的通断可以通过用于T1和T2的、同步操作的外部驱动网络来执行，或者反射电压和电流波本身可以被用于导通第二晶体管T2。而且，第二晶体管可以被替换为二极管，与晶体管相比，二极管的工作效率稍低。

T2的导通将允许反射电压和电流波行进到输出电容器C_OUT。类似于先前的实施例，电压和电流波将被从输出电容器反射，其中由于电容器在高频处的短路特性，电压波的符号将被再次反转。然而，电流波将不会经历符号改变。由于输出对电容器C_OUT的充电，反射电压和电流波将具有比原始电压和电流波更低的振幅。与本发明早先描述的实施例形成对比，在该实施例中，输出电容器C_OUT上的输出电压V_DC OUT将会为负，这是由于当电压波被从传输线110的短路端反射时其所获得的负号。在某一时间t＝t_d+t_on之后，电压和电流波将已经通过第二晶体管T2，此时第二晶体管T2将被关断。在那时，输出电容器C_OUT两端的负的输出电压V_OUT将开始下降(在振幅上)，这是由于输出电容器C_OUT对负载电阻器R_LOAD放电。

在时间t＝3t_d之后，反射电压和电流波将已经到达传输线110的输出端，其中由于输出端处的短路，它们将被再次反射。这将引起电压波的变号，而电流波将被反射且没有任何符号改变。

在时刻t＝4t_d，反射电压和电流波将已经到达第一晶体管T1，此时第一晶体管T1将被再次导通。这将产生第二电压和电流波，所述第二电压和电流波传播到传输线110中并且以与图2中的电路中所描述的相似方式与反射自输入电容C_IN形式的输入阻抗的电压和电流波叠加。因此，叠加的反射电压和电流波的振幅将比在负载电容器处的反射之前的原始电压和电流波的振幅更高。

输入电容C_IN充当晶体管T1的低阻抗源。

这里可以提到的是，输入电容C_IN属于直流-直流-变换器电路。虽然可以将直流电源连接到直流直流-变换器电路，但是直流电源中可能的电源电容器本身将不足以为晶体管T1提供低阻抗源。

叠加的电压和电流波将再进入传输线110并且再次被从其短路端反射，电压波改变了其符号，而电流波将保持其符号。再次，在时间t＝5t_d，由于传输线110的输出端的短路特性，叠加的电压和电流波将朝着传输线的输入端反射，其中叠加的电压波将已经改变了其符号，而叠加的电流波将保持其符号。

当在时间t＝6t_d之后时，反射和叠加的电压和电流波已经到达传输线110的输入端，T1被关断并且T2被导通。用这种方式，反射和叠加的电压和电流波到达负载电容器并且由于早先提到的阻抗失配的缘故而被再次朝着T2反射。同时，输出电容器C_OUT上的输出电压V_OUT将被提高(在振幅上)，这是因为电压和电流波的振幅将比时刻t＝2t_d时更高。在通断过程的第一阶段中所描述的相同步骤被再次重复。对于晶体管T1和T2的每个通断循环，负载电容器C_LOAD上的反转的输出电压V_DC OUT被提高(按绝对值计算)直到提供给负载电容器C_LOAD的能量与它在放电到负载R_LOAD上期间所耗散的能量匹配。然后，电路已经达到稳态并且输出电压V_DC OUT将在固定直流值周围略微波动，所述固定直流值是负的并且在振幅上低于输入电压V_DC IN。

简言之，在图4中示出的电路中的V_DC IN和V_DC OUT之间的关系可以被表示为-V_DC IN＜V_DC OUT＜0。

如上所述，第二晶体管开关T2可以被替换为整流二极管，其中电路仍旧起直流电压变换器的作用，该直流电压变换器具有与在先前段落中所提及的输出与输入电压关系。在这种情况下，二极管的阳极应该被连接到输出电容器C_OUT，而阴极应该被连接到传输线的输出-端。因此，当T1被接通时，生成具有正号的电压和电流脉冲，其被二极管所阻断(block)。然而，当电压和电流脉冲已经在传输线110的短路端被反射时，并且当因此电压脉冲已经获得负号时，二极管将使电压和电流脉冲传到输出电容器C_OUT，并且对其进行充电。

图5图示了根据本发明第三实施例的电路，其中与图2中的第一实施例形成对比，第一晶体管T1和第二晶体管T2这二者都被置于传输线之后。第一晶体管T1被置于传输线100之后，而不是先前如在图2和4中的本发明的第一和第二实施例中那样。

图5中的电路的工作原理可以被解释为如下：

在图5中所示出的电路的原始状态下，开关T1和T2被切断。因为两个开关都被切断，所以没有电流和电压波行进通过电路，并且沿传输线的电压等于输入电压V_DC IN。

在时间t＝0，晶体管T1被短暂地导通和关断，从而产生行进通过晶体管T1并且朝着电路的输入端行进的“零电压”波以及相关联的电流波。“零电压”波的出现的原因是T1的导通引起在T1之后的短路处的电压和电流波的反射，其中电压波的振幅等于传输线100两端的电压的振幅，而反射电压波的符号为负。因此，当反射电压波传播通过传输线100时，整个电压波将具有零振幅。

在时间t＝t_d之后，零电压波和电流波已经到达传输线的输入端，其中由于传输线阻抗和输入电容器C_IN的阻抗之间的阻抗失配，它们被反射回传输线100的输出端。C_IN在高频处充当短路，其将引起电压和电流波的短路反射，该反射引起电压波中的符号改变并且使电流波的符号不改变。由于从输入电容C_IN反射的电压波的现在的正号，反射电压波与电压V_DC IN的叠加产生通过传输线传播的第一叠加电压波，其具有比输入电压V_DC IN更高的振幅。

然后，在时间t＝2t_d，反射电压和电流波将已经到达第二晶体管T2，所述第二晶体管T2被接通以使得电压和电流波到达输出电容C_OUT和负载电阻R_LOAD形式的负载阻抗。

由于早先针对C_IN所指出的相同理由，电压波将被反射并且其符号反转，而电流波将被从负载阻抗反射回传输线100而没有任何符号改变。

因为输出电容器C_OUT在高频处充当短路，所以输出电容器C_OUT两端的输出电压V_OUT首先将为零，而电流波的一部分将会对电容器充电。输出电容器的充电然后将引起电容器两端的非零输出电压V_OUT的逐渐增大。

当在时刻t＝2t_d+t_on，反射电压和电流波已经通过晶体管T2时，T2被关断，从而使电容器放电到负载电阻R_LOAD上。这引起输出电压V_OUT的暂时下降。

在时间t＝3t_d之后，反射电压和电流波将再次到达传输线100的输入侧，被再次从输入电容C_IN反射，并且朝着传输线的输出端行进。反射电压波将被再次叠加在传输线两端的电压V_IN，从而产生第二叠加电压波，其具有比第一叠加电压波甚至更高的振幅。

在时刻T＝4t_d，T1被再次导通，从而引起电压和电流波从传输线100的现在短路的输出部分回到传输线100的新的反射，并且产生第二电压和电流波，其被叠加在反射的电压和电流波上。因为第二电压和电流波和反射的电压和电流波这二者具有相同的符号，所以叠加的反射电压和电流的该振幅将比原始电压和电流波的振幅更高。

当在时间t＝4t_d+t_on之后，叠加的反射电压和电流波已经通过晶体管T1，其被再次切断。

现在，在时间t＝5t_d之后，电压和电流波将再次在输入电容C_IN中被反射，并且被反射回到传输线中。反射电压波将被再次叠加在传输线两端的现有电压V_IN，从而产生第三叠加电压波，其具有比第二叠加电压波甚至更高的振幅。

其后，在时间t＝6t_d，叠加的反射电压和电流波将已经到达晶体管T2，所述晶体管T2被接通以使叠加的反射电压和电流波再次到达负载阻抗。

再次，由于传输线阻抗和负载阻抗之间的阻抗失配，电压和电流波的一部分将被反射回到传输线中，而另一部分将被输送到负载电阻和输出电容器C_OUT。

由于叠加的电压波具有比首次到达负载的原始电压波更高的振幅，所以输出电容器C_OUT两端的电压将产生更高的输出电压V_OUT。

在时间t＝6t_d+t_on之后，当反射的叠加电压和电流波已经通过晶体管T2时，T2被再次切断并且电容器开始放电到负载电阻器，从而引起输出电压的略微下降。

然后，整个通断循环重新开始。在每次通断之后，输送到负载电容器的电流将比先前的电流更高(这是因为，在由T1的接通和切断所引起的反射电压和电流波与最近产生的电压和电流波的每次叠加之后电流波的振幅升高)。在多个循环之后，负载电容器V_OUT上的电压将超过输入电压V_DCIN并且达到稳态值。当在电压和电流波已经被从负载阻抗反射之后输送到负载电容器的电流等于电容器的放电电流时，将会实现这一点。因此，在这种情况下，输入电压V_DC IN和输出电压V_OUT之间的关系将会是V_DC IN＞0且V_OUT＞V_DC IN。

使用脉冲宽度调制，也就是改变晶体管T1和T2的通断持续时间，理论上可以获得输出电压V_DC OUT的任意值。然而，由于晶体管开关、传输线和分立阻抗组件中的损耗，存在着可获得的输出电压V_DC OUT的上限。

而且，晶体管T1和T2的每个通断循环所引起的输出电压V_DC OUT的升高可以通过调整传输线100的特性阻抗和负载阻抗之间的阻抗失配来控制。

如上所述，这可以通过改变参数或通过为传输线使用不同的介电材料来实现，所述参数改变传输线的特性阻抗，例如传输线的宽度或厚度。

还可以提到的是，根据本发明的电路不必局限于一条传输线。同样还可以使用两条或更多传输线(未示出)。直流-直流电压变换功能仍将被保持。

根据本发明的电路不限于一个直流输出电压。能够通过使用连接到一条传输线的若干同步整流器和输出电容器来获得多个直流输出电压。例如，图2中的开关T1能够生成具有不同t_on时间的双脉冲，其将在传输线输出端处的两个不同的同步整流器中被整流(未示出)。

最后，传输线的功能可以被替换为多个分立组件，也就是被级联以形成仿真传输线的LC电路(电感器和电容器)的序列。因此，可以通过级联的LC组件来模拟传输线的储能功能，而不是使用一个庞大的功率电感器，所述级联的LC组件在物理上将分配与在已知技术中所使用的单个功率电感器相当的能量储存。该电路将具有以下优势：能够降低开关T1和T2的通断频率，从而提高效率。

对于本领域技术人员将会很清楚地是，在已经阅读了以上描述之后，本发明的各种修改是可能的并且本发明由所附权利要求来限定。